（电路与系统专业论文）24v输入宽输出范围高效buck+dcdc+converter设计.pdf

摘要 摘要 本文介绍的是一款高压d c d c 转换器项目的电路和版图设计，这款芯片的 输入电压范围是5 5 - - 2 4 v ，输出范围是1 2 v v d d 9 0 。 文章对d c d c 芯片设计的流程进行了总结，依次介绍了项目设计当中的各 个阶段。第一部分是d c d c 的基本工作原理；第二部分介绍电路的行为模型以 及频域分析；第三部分是电路设计阶段；第四部分则是版图设计的注意事项。电 路仿真结果满足了项目的各项要求，版图已经流片。 在控制模式方面，这款：毯片的设计使用了p w m 卯f m 双模式的d c d c 控制， 其中的p f m 调制方式中采用了独创的最小占空比限制的方法实现。这种p f m 控 制模式之下，每个脉冲的占空比都大于等于一个固定的占空比。如果输出电流过 小，输出电压就会上升。输出电压过高的时候时钟脉冲就被屏蔽。利用这种工作 模式，在每几个周期中才会有一个脉冲，因此可以实现p f m 调制。这种调制方 式的优势在于功耗则比p w m 模式明显降低的同时，可以保持很小的纹波。 另外在频域分析部分，我们搭建了一个d c d c 的独创频域仿真平台，这个 平台采用电流平均化模型的建模方法，可以直接代入电路中的负载和模拟模块， 对d c d c 系统的环路增益和相位裕度进行分析。利用这个模型，我们对这款 d c d c 芯片频率补偿进行了设计和仿真，并最终得到使环路稳定的补偿参数。 本文在电路设计阶段中设计了最小占空比产生模块。p w m 和p f m 切换的 电流点由最小占空比确定，为此最小占空比要于p w m 稳定状态的占空比一同变 化。这个模块生成的最小占空比与输出电压成正比，与输入电压成反比。p w m 占空比也是于输入电压成反比，与输出电压成正比，因此最小占空比和p w m 的 稳定占空比在不同的输入输出电压下都很接近。 设计了斜波补偿电流产生模块，该模块生成的斜波补偿电压和输出电压成正 比，在输出电压大幅变化的情况下可以保证p w m 环路的稳定。 最后，本文介绍了高压版图设计的一些方法和注意事项。 本次设计采用t s m c0 6 u r n4 0 vb c di 艺，c a d e n c es p e c i e 仿真器。芯片 在预定的输入输出整个范围内都能够保证环路的稳定。输出电压在输出电流l m a 到1 a 跳变时最大误差小于5 ，在输入电压1 9 v 和2 4 v 之间跳变时最大误差小 于1 。电路最高效率超过8 5 。 关键词：d c d c ，p w m ，频域稳定性，p f m ，高压版图 2 4 v 输入，宽输出范围高效b u c kd c d cc o n v e r t e r 设计 a b s t r a c t t h ec i r c u i ta n dl a y o u td e s i g n i n go fah i g h - v o l t a g ed c d cc o n v e r t e ri ci s p r e s e n t e di nt h i sp a p e r t h ei n p u tr a n g eo f t h i sc o n v e r t e ri s5 5 - 2 4 v , o u t p u tr a n g eo fi t i s1 2 v - i d d 9 0 t h ec i r c u i td e s i g nf l o wo fd c d cc o n v e r t e ra n dt h em a i ns t e p so fd e s i g n i n gi s s u m m a r i z e d t h ef i r s ts e c t i o ni st h eb a s i ct h e o r yo fd c d cc o n v e r t e r s t h es e c o n d s e c t i o ni sa b o u tt h eb e h a v i o rm o d e lo ft h ec i r c u i ta n dt h es t a b i l i t ya n a l y s i si nt h e f r e q u e n c yd o m a i n c i r c u i td e s i g n i n go fs u b - c i r c u i t si sp r e s e n t e di ns e c t i o nt h r e e t h e f o u r t hs e c t i o ni sa b o u th i g h - v o l t a g el a y o u tn o t i c e s i na l l ，t h es i m u l a t i o nr e s u l ti s a c c e p t a b l ea c c o r d i n gt os p e c i f i c a t i o n ，a n dt h el a y o u ti st a p e do u t t h ec o n t r o lm e t h o do ft h i sc h i pi sp w m p f md u a l - m o d ed c d cc o n t r o l ，i n w h i c h ，t h ep f mm o d ei si m p l e m e n t e dw i t hn o v e lm i n i m u m - d u t y c y c l ec o n t r 0 1 i nt h i s c o n t r o lm e t h o d ，t h ed u t y - c y c l ei sa l w a y sg r e a t e rt h a nt h em i n i m u md u t y - c y c l el i m i t w h e no u t p u tc u r r e n ti sv e r ys m a l l ，e v e nt h em i n i m u md u t y - c y c l ei sl a r g e rt h a n n e e d e d ，s oi ft h e r ei sp u l s eo u t p u tv o l t a g ew i l lr i s e w h e no u t p u te x c e e d sp r e - d e f i n e d o n t p u tt o om u c h ，o s cp u l s ew i l lb ed i s a b l e d t h e r e f o r e ，t h e r ew i l lb eo n l yo n ep u l s e i ns e v e r a lp e r i o d s c o n s e q u e n t l y i tw o r k sa sap u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n t h e a d v a n t a g eo ft h i sc o n t r o lm e t h o di st h a tt h ep o w e rc o n s u m p t i o ni ss i g n i f i c a n t l y r e d u c e dw h i l eo u t p u tr i p p l er e m a i n ss m a l l an o v e lf r e q u e n c yd o m a i nt e s t b e n c ho fd c - d cp w mc o n t r o ll o o pi sa l s ob u i l t t h i st e s t b e n c hu s e dan o r m a l i z e dm o d e l i n gm e t h o d t h er e a la n a l o gs u b c i r c u i ta n d l o a dc o m p o n e n t sc a nb et e s t e dd i r e c t l yi nt h i st e s t b e n c h ，a n dt h e i re f f e c t so nl o o pg a i n a n dp h a s em a r g i nc a nb es e e n u s i n gt h i st e s t b e n c h ，w es u c c e s s f u l l yd e s i g n e dt h e f r e q u e n c yc o n p e n s a t i o nm e t h o do ft h ed c d cc h i p am i n i m u m d u t y - c y c l eg e n e r a t o ri sd e s i g n e dt o o t h es w i t c h i n gp o i n tb e t w e e n p f ma n dp w mm o d ei sd e c i d e db yt h em i n i m u md u t y c y c l e t h e r e f o r e ，t h e m i n i m u md u t y c y c l em u s tb ep r o p o r t i o n a lt os t a b l ed u t y - c y c l eo fp w m u s i n gt h i s s u b - c i r c u i t , m i n i m u md u t y - c y c l e i sp r o p o r t i o n a lt oo u t p u tv o l t a g ea n di n v e r s e p r o p o r t i o n a lt oi n p u tv o l t a g e s i n c ep w md u t y c y c l ew o r k si nt h es a m ew a y , m e y c a n t r a c ke a c ho t h e ri nw i d ei n p u t o u t p u tr a n g e an e ws l o p ec o m p e n s a t i o nc u r r e n tg e n e r a t o ri sa l s oi n t r o d u c e d ，w h i c hg e n e r a t e s l o p ec o m p e n s a t i o nc u r r e n tp r o p o r t i o n a lt ot h eo u t p u tv o l t a g e ，m a k i n gp w ml o o p s t a b l e ri nw i d eo u t p u tv o l t a g er a n g e w ea l s od i s c u s s e ds o m eh i g h - v o l t a g el a y o u tm e t h o d sa n dn o t i c e s t h i sc h i pi sd e s i g n e dw i t ht s m co 6 u m4 0 vb c dp r o c e s s s i m u l a t e dw i t h c a d e n c es p e c t r es i m u l a t o r c h i pw o r k ss t a b l yi nt h ep r e - d e f i n e di n p u t o u t p u tv o l t a g e r a n g e o nlm a t oial o a dr e g u l a t i o n ，p e a ke r r o ro fo u t p u tv o l t a g ei sb e l o w5 ，o n 19 vt o2 4 vl i n er e g u l a t i o n e r r o ri sb e l o w1 k e y w o r d s ：d c - d c ，p w m ，f r e q u e n c ys t a b i l i t y , p f m ，h i g h - v o l t a g el a y o u t 一1 l 一 第l 章序言 1 1 研究背景 第1 章序言 最近3 0 年来，集成电路( i c ) 产业蓬勃发展。特别是9 0 年代开始，更是 出现了爆炸性的发展，其中有几个重要的发展特点。 首先，集成度快速提高。“摩尔定律”是集成电路的发展速度的一个重要定 律：集成电路的集成度每1 8 个月提高一倍，同种电子产品的价格没1 8 个月降 低一半。集成电路是基于工艺的发展是这种发展的推动力，半导体晶体管的尺 寸呈几何级数缩小，平均每一代产品的晶体管面积是上一代的1 2 ，这样就带 来了性能的快速提升。 另外，由于功能越来越强大，更多的功能被集成到了芯片当中，电子产品 在这2 0 几年当中，迅速融入了所有人的日常生活。现在的p c 、掌上设备等电 子产品已经成为生活不可缺少的一部分。同时由于工艺和设计的飞速发展，电 子产品更新速度极快，这更进一步扩大了集成电路设备的市场。 据统计，现在中国外贸中进口金额最大的货物就是集成电路产品。因此集 成电路产业有光明的发展前景。在国际上，这个产业方兴未艾，重要程度不断 提高；在国家的层面上，集成电路已经被8 6 3 计划确定为国家科研的重点方向。 模拟集成电路是非常重要的一支。虽然很多先进电子设备的功能主要是依 靠数字集成电路实现的，但数字集成电路集成度越高，电路的敏感度和对供电 模块以及接口的要求就越高。并且在仪器设备方面，也需要模拟集成电路设计 师设计先进的黼ac o n v e r t e r 。 在设计方面，由于模拟集成电路采用全定制的设计方法，所以设计难度很 大。设计中的很多问题需要计算，和用s p i c e 仿真器进行仿真解决，而不能像 数字电路一样采用更高的抽象。另外模拟集成电路的版图也经常需要进行全定 制，因此版图难度大大提高。 总之由于应用中的不可替代性和设计的难度问题，模拟集成电路拥有着强 大的生命力。 电源管理芯片是模拟集成电路的一大应用领域，其主要作用是为芯片内部 或者外部电路提供所需的供电电压。主要类型从输入输出的类型来说包括升压 和降压类，从芯片的类型来说有d c d c 、c h a r g ep u m p 、l d o 这几个大类，其 中d c d c 又包括b u c k 和b o o s t 两种主要构架。b u c kd c d c 和l d o 是降压芯 片，b o o s td c d c 和c h a r g ep u m p 是升压芯片。 在这几种类型的芯片当中，b u c kd c d c 芯片是很重要的一种。在降压电 源管理芯片当中，b u c k 由于采用了电感和电容以及p w m p f m 的调制方式得 到所需的电压，在电压转换的过程当中能量的损耗比较小。与其相对，l d o 的 效率就要低得多。主要原因是l d o 是一个串联型稳压器件，输入和输出的电 流除去芯片内部的静态电流后是一样的。因此l d o 的效率。l d o 的主要优势 2 4 v 输入，宽输出范围，高效b u c kd c - d cc o n v e r t e r 设计 主要表现在噪声比较低、没有纹波。 因此在效率方面b u c kd c d c 电源管理芯片具有重要的应用价值和市场前 景。 高电压集成电路设计传统上是集成电路设计不能涵盖的一个领域，主要原 因在于c m o s 集成电路在传统的工艺和保护方法下一般只能保证5 v 的安全工 作电压，实际的极限比5 v 稍高一些，但也很难超过6 v 。当供电电压超过6 v 的时候就会出现如下的几个问题：首先是p n 结反向击穿，低压的n 阱电压和 p 衬底之间的反响击穿电压大约是5 v ，如果超过5 v ，那么n 阱和p 衬底之间 就会出现大电流，如果出现了p n 结击穿一般：卷片会被瞬问烧毁。另一个问题 是栅极和源极之间的电压过大也会出现问题。因为栅氧化层是很薄的一层绝缘 物质，在栅氧两侧( 栅极和源极) 之间的电压如果超过6 v 一般会导致栅氧的 直接击穿。导致电路出现隐蔽的损伤。这种损伤只有在显微镜下才能观察。因 此设计的难度比较大。 1 2b u c kd c d c 芯片工作原理概述 现在d c d c 类型的芯片种类很多，但它们的主要工作模式都比较接近。 这类芯片的特点是，在芯片外，除了负载器件和电容之外，还有一个电感器件。 图1 - 1b u c k 芯片的基本使用方法，芯片框中m o s 管的是p o w e r 管 电感器件的作用在于将s w 结点的电压和输出电压l r r 分隔开。由于电感 上的电流是只能连续变化，不能跳变的，因此可以利用电感将s w 结点的矩形 波转换为稳定的u t 输出。具体的工作方式一般有两种：p w m 和p f m 。 1 2 1p w m 调制 p w m 是p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n 的缩写，也就是脉宽调制。也就是在固定 的频率下用占空比控制输m 电压。如在一个周期丁的时间内，有比例为d 的时 间段s w 的电压为输入电压d ，电流从v d d 经- 过导通的h i g h s i d ep o w e r 管流 过电感到达输出，这时的l o w s i d ep o w e r 管是没有电流的；另外的比例为( 1 d ) 一2 一 第l 章序言 的时间段s w 点电压为g n d 电压，电流从g n d 流经导通的l o w s i d ep o w e r 管经过电感到达输出，这时h i g h s i d ep o w e r 管是关断的；假设电感上在整个周 期内都有电流，则在稳定状态下电感工上的电流将是一个稳定的三角波。在这 种调制方式下占空比如下图： v s w 岭 u t 图1 - 2p w m 稳定状态下的电流和电压( c c m ) 因此在这种模式下会有以下的等式【3 】： ! 竖里二堡望! ! ：三：盘墅：堡型! ：三：( ! 二垡! 三三 d o = m = v o l r r d( 1 1 ) 以上这种整个周期内电感上都有电流的脉宽调制的模式被称为c c m ( c o n t i n u o u sc u r r e mm o d e ) 模式p w m ，也就是连续电流模式p w m 。 如果输出电流比较低，电感上的电流在一个周期内会有一段时间的输出电 流为0 。这种模式被称为d c m ( d i s c o n t i n u o u sc u r r e n tm o d e ) ，也就是不连续电 流模式。 电感电流如图1 3 ： v s w 哆 v o t r r 五 图1 3p w m 模式下电流和电压( d c m ) 这种状态出现的原因是：负载上的输出电流比较低，因为负载电流等于电 感上的平均电流。因此会出现输出电流小于电感电流峰峰值的i 2 的情况。在 这种情况下由于一般电感上一般是禁止反向电流的，所以有一段时间的输出电 流就维持为0 。在这种状态下输出电压和电流的公式比较难计算，整理后得到。 啊= 高2 2 ( 1 2 ) 可见输出电压在d c m 模式下仍然受到占字比的调制。也就是说p w m 调 制在d c m 模式下仍然是有效的。但是在v o t r r 和d 固定的前提下，整理后可 3 一 2 4 v 输入，宽输出范围，高效b u c kd c d cc o n v e r t e r 设训 以得到以下结论： 1 2 2p f m 调制 d c c m d d c m ( 1 3 ) 由于b u c k 芯片在p w m 模式下会以固定的频率对p o w e r 管不断开关( 如 图1 1 ) ，消耗一个固定的功耗。因此在输出电流比较低的时候这个固定功耗引 起效率大幅下降。为此引入了b u c kd c d c 芯片引入了另一种调制方式，p f m ， p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ，也就是脉冲频率调制。这种调制一般在负载电流 很低的情况下才使用。 p f m 的实现方式有很多，在 1 】， 5 卜【9 】当中采用不同方式实现了p f m 调制， 其中包括固定开启时间、固定关闭时间以及其他多种方法。但其控制方法都是 相通的，就是利用工作频率控制输出电压。 1 2 3 系统控制方法 虽然大部分d c d c 芯片都具备p w m 和p f m 这两种工作模式，但根据 p o w e r 管的器件类型不同往往选择不同的模式切换策略，p f m 模式的工作方式 也各有不同。 例如在【2 】中介绍的一款b u c k d c d c 芯片当中，就包括了p w m 和p f m 两 种调制方式。这款芯片的p w m 和p f m 之间的调制模式转换方式如下： p w m 到p f m 的转换是通过检测电感上的反向电流实现的，也就是一旦电 感上有了反向的电流电路就进入p f m 模式，也就是说，在这款芯片当中不支持 d c m 模式的p w m 调制，如果出现d c m 工作模式电路会自动转换到p f m 调 制方式。 在p f m 模式下，电路基本工作方式是以一种类似迟滞的方式控制的。电路 通过检测输出电压控制电路的工作状态，如果输出电压低于一个给定预置值 n ，则电路进入p f m 的充电阶段，在这阶段内，s w 结点将输出d 电压，如 果电感电流达到限流点k x ，s w 电压将在接下来缸的时间内保持为0 ，然后 再恢复蚝w = d 。直到输出电压达到一个给定的电压值圪，那么电路进入p f m 的休眠阶段。在这个阶段，电路中除了几个比较器之外全部关闭以降低静态功 耗，直到输出电压再次低于n 的时候电路再次进入p f m 的充电阶段。注意这 里的n 和圪是接近于预定输出电压的两个数值，那么在p f m 调制下，输出电 压就可以稳定在预订的输出电压左右。 而当输出电流增大的时候，在切换p f m 的充电阶段的时候输出电压的下降 会更大，如果输出电压低于预定值巧，那么就表明输出电流已经足够大，电路 恢复p w m 模式工作。 这种控制模式的缺点在于在p f m 模式下工作时有多个比较器同时工作而 且这些比较器之间的压差很小，如果比较器电路和版图设计不合适的话很可能 导致o f f s e t 大于翻转点之f 日j 的差值，从而引起错误。另外在p f m 的充电状态下 一4 一 第1 章序言 的峰值电流比较高，凶此在输出电流比较小的时候电流下降的斜率很低，这就 导致输出电压会有很大的过冲，这都是我们不希望见到的现象。 砺、 。 r “i m a x l 休眠阶段 图1 - 4p f m 调制的基本工作模式 本文中的调制方式针对以上调制方式中存在的输出电压波动比较大的问 题，结合工艺和设计中的原因，采用了允许d c m 模式，并利用可变占空比的 o n e s h o t 进行p f m 调制。 1 2 4p o w e r 管的选择 如图1 - 1 所示，s w 由2 个p o w e r 管分别连接到d 和g n d 。其中连接 s w 到v d d 的器件被称为h i g h s i d ep o w e r 管，s w 到g n d 之间的器件是 l o w s i d ep o w e r 管。其中的p o w e r 管可以选择三极管、二极管、p 型和n 型 m o s 管等。而且这些器件也有片内和片外的区别。根据输入输出电压和工艺的 具体情况，需要对于p o w e rm o s 的类型进行选择。 例如在一般的5 v 工艺当中h i g h s i d ep o w e r 管一般是片内p m o s 管， l o w s i d ep o w e r 管是片内n m o s 管。而在高压d c d c 系统当中有多种不同的 选择。例如h i g h s i d ep o w e r 管可以选用高压片内或片内的n m o s 、p m o s ， l o w s i d ep o w e r 管则可以选择片内外n m o s 管或二极管。 1 2 5 反馈方式的选择 在p w m 调制方式的控制中主要有2 种反馈方式：电压反馈和电流反馈。 在图1 5 中的是【2 】中介绍的电压反馈式的d c d c 的控制框图。其主要控 制方式如下： 反馈电压和基准电压v p e f 的差值经过放大后得到一个m p 电压，圪唧 和一个用于斜波补偿的三角波进行比较，其比较的输出控制的是p w m 信号的 清零。而p w m 信号的置位则由o s c 产生的c l k 信号的上升沿决定。因此得到 的p w m 波频率必定是o s c 输出频率。而且在输出电压上升的时候，肿下 降，由于斜波补偿电流变化不大，占空比下降，达到对p w m 波占空比调制的 效果。也就是利用一个电压反馈的环路实现了闭环负反馈。 5 一 2 4 v 输入，宽输出范围高效b u c kd c d cc o n v e r t e r 设计 - 一毛- l - l r a g e 毛而r 。 图1 5 电压反馈模式的基本框图 而电流模式的d c d c 工作方式和电流模式相似，也有一个电压控制的负 反馈环路。区别在于，在电压模式当中，占空比由哪和一个恒定电流充电 形成的锯齿波电压比较产生，其中没有输出电流的影响；而在电流模式当中， 与呻进行比较的不仪仪有一个恒定电流充电形成的固定斜率的锯齿波v , l o p e ， 还有一个输出电流成正比的电压比撇，我们称为电流检测电压。和m d 比较 的是以l 唯和k 郇。的和。也就是说，检测的是圪。n t p - 以l o p e 眦过零的时间点。 如果将r a p - 圪l 唯和辩画在同一个图上就如图1 - 6 所示，注意其中k 伽1 p 在 稳定状态下是一个基本不变的电压。 图1 - 6 电流模式p w m 中判断关断时间的方法 因此不光通过唧反应到了输出占空比，当v f b 升高的时候占空比会 降低；输出电流五也经过比m 。直接影响到了反馈环路，输出电流过高的时候 占空比也会相应降低。 1 2 6 斜波补偿的作用 在上面p w m 调制方式的反馈环路当中无论采用电流模式还是电压模式都 需要一个斜波补偿电压，这个斜波补偿的作用是什么呢? 在p w m 调制当中稳定性的一个重要方面是收敛性，也就是当输出出现微 小波动的时候输出的占空比能否自动同到理想的值。 如果不加入斜波补偿的话，在理论占空比大于0 5 的时候，也就是输出电 一6 一 第l 章序言 压超出输入电压的一半的时候。如果输出电流有一个微小的扰动的话，电流模 式下输出电流会如下图变化： 厶 图1 7 不加入斜波补偿的电流 图1 7 中表示了输出的电流出现误差的情况下输出电流的后续变化。其中 水平的虚线表示的是圪唧，在几个周期的短时间内圪。坤可以被认为是一个恒 定的电压，和它进行比较的是正比于输出电流的电压。由于 m 铂= a t l = 一她。其中的m l 和m 2 分别是输出电流的上升和下降的速率。 f 扫2 f m 。= ( d 一) l 一鸭= 肛。因此m 1 5 v 的时候采用的是同一个电路，而在这两个输出 电压情况下正常占空比差距达到了1 4 倍以上，因此m i n i m u mo n t i m e 这个 模块需要具有根据输入、输出电压动态调整最小占空比的能力。前面在p w m 工作模式下，如果输入、输出电压固定，那么在c c m 模式下的占空比是 所以我们这里就用c c m 模式p w m 占空比的7 0 作为最小占空比。 2 2 4 5 预整流器( p r e r e g u l a t o r ) 这个模块的作用是为基准提供电压。由于l d o 工作的时候需要基准电压 因此基准必须能够独立于l d o 的输出电压工作。由于基准消耗电流比较小， 对电压又不敏感，因此这个基准的供电电压可以采用简单的方法生成。为此， 我们为p r e r e g u l a t o r 选择了一种简单的，输出准确性较差的结构。这种结构在 输出电流比较大的时候可能有比较大的误差，因此它不适合为片内其他电路供 电。 2 2 4 6 电流和电压基准( b g ) 这个模块为其它模块提供电流和电压基准，这个模块的工作不依赖于除 p r e r e g u l a t o r 之外的其它模块。 2 2 4 7l d o 为其它内部模块提供5 v 供电电压，这个l d o 有一个l u f 的片外电容用以 稳定其输出的5 v 电压。 2 2 4 8 软启动( s t a r t u p ) 软启动辅助模块，在框图中没有画出来，工作原理是在开启电路的时候， 通过时序控制启动过程中的o s c 频率和限流点。方法是刚开始工作的时候频率 低，限流点也低；根据o s c 脉冲的个数记时，控制电路逐步提高频率和限流点。 这种方法使启动过程更加平滑。在启动完成后，这个模块可以继续开启，用于 最大电流限制。 一13 2 4 v 输入，宽输出范围，高效b u c kd c d cc o n v e r t e r 设计 2 2 4 9u v l o 在输入电压低于6 v 的时候关闭系统( b g 、l d o 除外) ，输入电压高于7 v 时开启电路并重新开始启动过程。 2 2 4 10 短路保护( s h o r tp r o t e c t i o n ) 短路保护问题。当启动完成后，如果输出电压低于需要的输出电压的一半， 并且芯片不处于启动过程当中的话，则进入短路模式，此时电路被锁定在软启 动过程开始的状态，限流点很低，o s c 频率也很低，因此短路功耗得到限制。 而当输出电压再次超过输出电压的一半的时候，电路进入启动状态，从而平滑 的从短路模式下转换到正常工作。 2 2 5p w m 调制方式 以上是主要的模块的划分，以下将讨论关于工作模式和稳定性的问题。在 输出电流比较大的时候，这个脉冲的长度要短于p w m 脉冲的长度，因此对于 占空比不会造成影响，这种状态下，电路工作模式是标准c c m 模式的电流反 馈的p w m 调制。其占空比d c c m = v o u r v d d 。 注意在任意输入输出电压下，最小占空比靠i 。都要比c c m 模式所需的占 空比如c m 低，如果不能满足的话输出电压就会不断上升，p w m 调制不能实现。 由于d c m 工作状态比p f m 工作状态效率低，我们需要尽量高的最小占空比。 为此我们需要设计根据输出、输入电压自动调节的m i n i m u mo n t i m e 模块，如i 。 和如c m 比较接近。但为了保证d m i 。 d c c m ，设计中m i n i m u mo n t i m e 模块留 有一定裕度。因此在一定输入、输出电压下，如果输出电流降低，有可能出现 a m i 。 d d c c m 状态。这时就处于d c m 模式p w m 工作状态。 具体的调制方式如下图：注意，由于在p w m 工作状态下输出电压比较稳 定，可以认为圪咖。是恒定值。 匕i ” a ) 电流反馈p w m 调制的理论曲线b ) 系统仿真中得到的曲线 图2 2 理论的调制曲线和系统仿真中的曲线 2 2 6p f m 调制 p f m 调制方式如但是当输出电流比较小的时候，这个脉冲会限制p w m 脉 冲长度进步减小，因此输出的占空比须要的值要大，输出电压u t 就会上升。 一1 4 一 第2 章总体设计阶段 当v o t r r 上升到一定程度的时候问题肿的值就会下降到很接近于o v 的状态。 由于我们特意使斜波补偿电流函懈流过用于将c u r r e n t - s e n s e 模块输出电流转为 电压时使用的电阻r 。懈，并在上面产生o 3 v 左有的压降( 这个0 3 v 左右的电 压分量是一个恒定值，不会对系统稳定性形成影响) 。这样就可以实现当输出电 压过高的时候，在一个周期内v e o m p 都小于以l o 。e + k 。嗽。这样在一个周期内p w m 比较器的输出端，也就是寄存器的静态清零端都是1 的状态。因此在o s c 输出信号( 也就是置位信号) 的上升沿到达寄存器的时候，寄存器根本不会被 置位。这样，一个p w m 脉冲就被过滤掉了。当过滤掉几个p w m 脉冲之后， 输出电压下降，圪。肿电压上升到0 3 v 以上时，时钟信号又可以对寄存器置位。 但是置位所得p w m 脉冲的占空比受到如i 。的限制，比稳定所需的占空比大， 因此输出电压再次开始上升。 如图2 3 ，在p f m 状态下每次开启的时间长度不是由电流检测决定而是由 最小占空比决定，因此输出电压在每次p w m 脉冲的时候都会上升，从而导致 几个p w m 脉冲被忽略，从而形成p f m 工作状态。注意图中的圪咖。由于输出 电压的波动在p f m 工作模式下是一个非恒定的值。另外在一个p w m 脉冲结束 的时候比嗽+ k l o p e 早已超过岬电压。 八入 j 5 。j 、- 、j - - 一 篙l 一| d 褂以l 曜 融c 蛾l k ( 觚s e ts i g e n 电a l 。) 厂 厂 厂 厂 厂 厂 厂 厂 厂 几厂 v qo n 厂 厂一 v p w m 0 厂 0 厂一 贴r e 姒s e t 砒s g n a l 厂 厂一几 。几几 2 2 7 工作模式之间的切换 图2 3 p f m 工作状态图 工作模式的切换在这种控制方式下可以平滑进行，如下图所示，在模式的 切换当中，e l k 信号一直没有关断，而且重要部件例如运算放大器等都保持工作 状态因而转换是无缝的，不会出现模式之间来回切换的问题。 一1 5 一 2 4 v 输入，宽输出范围，高效b u c kd c d cc o n v e r t e r 设计 材：7 久 7 兀硷屯一铣铣 翱砒怒；掣r r n 几厂 厂 几几几n 几几广 厂 广 刺l r r r r r r r 厂 厂 厂 llljji ：l ：l0r l 厂 l 厂一 漱删r e s e m ts 哼丁1 丁1 _ t 厂丁1 t 邢 邢 q 门r 几几nnn 几几n 图2 - 4p w m 和p f m 调制方式之间的切换 2 2 8 控制方式的优缺点 优点： 逻辑简单： p w m 和p f m 模式之间自然过渡，不会出现来同切换的错误； 在p f m 模式下的输出纹波相比 2 】中的方法要小得多： 缺点： 在p f m 模式下不关时钟和运放、最小占空比控制等模块，功耗略微增 大； 在p w m 和p f m 切换的过程中必须出现d c m 模式的p w m 调制，这 种工作状态的效率也相对降低。 p f m 模式的工作状态下，由于每次开启、关断必须是整数个周期，因 此工作周期不确定，例如相邻的脉冲之间有时间隔5 个周期，有时间 隔6 个周期。 2 3 影响效率的因素 由于控制方式的问题，这款芯片的牺牲了一点效率用来降低输出的摆幅。 我们必须分析这些牺牲是否在可接受的范围之内。 d c d c 的功耗主要有以下几个方面： 1 输出电流流经p o w e r 管的功耗，由于p o w e r 管在导通的时候仍然有 导通电阻，因此在上面形成压降，会浪费一定的功耗。显然在这个 方面，p o w e r 管的导通电阻越小，p o w e r 管上的功耗在相通条件下 就会越小。 2 p o w e r 管充放电的功耗。p o w e r 管由于面积巨大，其g s 端之间有 很大的电容，这个电容重放电的过程中会有很大的功耗。在p w m 模式中，这个充放电是以固定频率进行的。因此在输出电流很低的 情况下，充放电引起的功耗损失就不可忽略了。而在p f m 模式当 一1 6 一 第2 章总体设计阶段 中则是按照输出的电流大小来控制频率，每次开关都对输出端提供 大体相通的电荷，因而输出电流越小，间隔时间越长，从而保证了 较高的效率。 3 内部静态功耗。芯片内部的模拟电路需要固定的电流输入，数字模 块在状态转换的时候也需要消耗功耗，这些都计算如芯片的静态功 耗。 4 开关过程中的大电流。在p o w e r 管开关的瞬间，特别是h i g h s i d e 和l o w s i d ep o w e r 管都是m o s 管的时候，在p o w e r 管开关瞬间会 有一个两个p o w e r 管都导通或不完全导通的时刻，这时电流将从 d 直接流向g n d 。因此在d r i v e r 的设计当中需要注意二者的开关 时序不能交迭。好在本次设计当中使用了二极管作为l o w s i d e p o w e r 管，因此这方面没有问题。 综上所述，在各种功耗当中，如果设计考虑不周全，可能第四中功耗会成 为主要功耗。如果设计合理，那么在p w m 模式下，效率损耗主要是第一种损 耗：在p f m 模式下则主要是第二种。而我们电路中静态功耗在p f m 模式下比 较高。考虑到这款芯片主要为1 a 大电流输出而设计，因此几十u a 的静态功耗 只有在输出功率小于5 m a 的情况下才会略有体现，而p f m 的最大输出电流大 约有5 0 m a ，因此这个问题可以忽略。 另外d c m 工作模式的输出电流一般在5 0 m a 到l o o m a 之间，在这么大的 输出电流下p o w e r 管充放电频率的一点提高对于效率的影响也基本可以忽略。 因此上一节提出的电路缺点都是可以容忍的。也就是说这种设计方案是可 行的。 2 4 高压部分的划分 高压部分的划分也是高压电路设计的重要问题。在本次设计的d c d c 芯 片当中有以下几个模块必须采用高压器件进行设计，这些部分有： p r e r e g u l a t o r ：将输入电压降到低压b g 电路的工作电压，显然需要涉 及高压： l d o ：将输入电压转化为5 v 的内部供电电压，显然需要涉及高压； d r i v e r ：由于它驱动的是高压的h i g h s i d ep o w e r 管，p o w e r 管的源端 电压在0 和d 之间跳变，因此需要涉及高压； c u r r e n ts e n s e ：s w 结点是该模块的一个输入，涉及高压； m i n i m u m - o n - t i m e ：需要根据输入输出电压调整输出方波的占空比， 需要涉及高压，但是这个高压也可以用高压的分压来代替。 其余的各模块均采用p r e r e g u l a t o r 或者l d o 提供的电压作为供电，因此 不存在高压保护的问题。 高压保护是贯穿整个设计过程的问题，在总体设计和行为级仿真的时候要 将高压的部分尽量缩小；在电路设计时对于高压部分的保护要特别注意；在版 一1 7 一 2 4 v 输入宽输出范围，高效b u c kd c - d cc o n v e r t e r 设计 图过程中高压的部分应当尽量集中到一起，以减少对于其他模块的影响，并且 要通过版图中的保护措施杜绝高压下可能形成的多种寄生效应。图2 5 中高亮 的几个模块就是高压的模块。 tp i u vt 酽时留 图2 5 高压部分 在电路设计当中，这些部分是最容易出现问题的部分，主要是在高压部分， 高压m o s 管的v g s 电压必须低于5 v ，因此高压输入不能直接用来控制高压 部分的m o s 管的栅端，而要通过其他方式产生和高压管源端电压相差5 v 以内 的电压来控制。因此电平转换和保护都需要非常小心。 一l8 一 第3 章行为级仿真与频域建模分析 第3 章行为级仿真与频域建模分析 为了保证我们所设计的d c d c 系统结构在电路实现后能够达到所需要的 工作状态和调制效果，我们需要对于电路进行行为级的仿真，并在仿真的过程 当中确定设计中的主要参数。 为此需要进行以下的几个步骤： 首先，在行为级对我们设想的d c d c 电路搭建一个行为级的模型。并设 计出基本模块 第二，要通过这个行为级的模型确定设想中的结构能不能工作，如果不能 正常工作则对前面的总体设定进行一定的修改。如果能够实现基本工作，那么 就可以进入下一个步骤。 第三个步骤是通过连续化模型计算出电路参数，为了保证d c d c 系统的 稳定，需要通过连续化的模型对环路的稳定性进行分析，并得出一组稳定的系 统参数。 最后一步是将这些参数代入行为级模型，对系统的各个工作模式进行稳定 性测试和状态切换的测试。 3 1 电路行为级模型 电路的行为级模型是确定一种控制方式能否工作的必须的测试阶段。建立 行为级模型的仿真主要要进行以下几步： 3 1 1 平台的选择 在进行行为级建模的时候有几种不同的平台可以选择，首先是 m a t l a b s i m u l i n k ，然后是v e f i l o g a ，还有其他的一些工具可以进行电路行为级 的模拟。 3 1 1 1m a t