（电力电子与电力传动专业论文）一种新颖的隔离型软开关boost变换器的研究.pdf

a b s t r ac t t h ei n t e r l e a v i n gf l y b a c kc o n v e r t e rh a sv i r t u e so fs i m p l et o p o l o g y , e a s yc o n t r o l ，a n di tc a n r e a l i z ee l e c t r i c a li s o l a t i o n h o w e v e r , i th a sl o wv o l t a g eg a i na n dh i g hv o l t a g es t r e s so f s w i t c h e s ，a n dt h eh a r ds w i t c h i n gr e d u c e se f f i c i e n c yo ft h ec o n v e r t e r t os o l v et h ep r o b l e m sa b o v e ，t h ep a p e rp r o p o s e dan e wi s o l a t e ds o f t s w i t c h i n gb o o s t c o n v e r t e rw i t hb o t hi t sp r i m a r yi n d u c t a n c ea n ds e c o n d a r yi n d u c t a n c ep a r a l l e lc o n n e c t e d ， w h i c hw a sb a s e do nt h e w i n d i n g c r o s s c o u p l e di n d u c t o r s i ti n h e r i t st h ev i r t u e so f i n t e r l e a v i n gf l y b a c kc o n v e r t e r i th a st w ou n i t sw o r k i n ga l t e r n a t e l y , t h ep o w e rl o s so ft h e c o n v e r t e ri sd i s t r i b u t e da n dt h eo u t p u tv o l t a g er i p p l ef r e q u e n c yi st w i c eo ft h es w i t c h i n g f r e q u e n c yt h ed i f f e r e n c ei st h a tt h i sc o n v e r t e rh a sh i g h e rv o l t a g eg a i na n dl o w e rs w i t c h v o l t a g es t r e s s i na s p e c to fs o f ts w i t c h i n g ，t h ec o n v e r t e ru s e sa c t i v ec l a m pc i r c u i tw h i c h m a k e st h em a i ns w i t c h e sa n da u x i l i a r ys w i t c hr e a l i z et h es o f ts w i t c h i n ga n dp r o l o n g st h el i f e o ft h ec o n v e r t e r c o m p a r e dw i t ht h ei n t e r l e a v e df l y b a c kc o n v e r t e r , t h en e wo n ei sm o r e s u i t a b l ef o rl o w v o l t a g ei n p u ta n dh i g hv o l t a g eo u t p u ta p p l i c a t i o n b a s e do nt h en e wc o n v e n e la ni m p r o v e dc o n v e r t e rw i t ht w oo u t p u tc l a m pc a p a c i t a n c e s w a sp r o p o s e di nt h ep a p e rt or e d u c et h ev o l t a g es p i k ea n dt h ev o l t a g es t r e s so ft h eo u t p u t d i o d e t h ei m p r o v e dc o n v e r t e rh a sh i g h e re f f i c i e n c ya n d l o n g e rl i f e a tl a s t ，s o m es i m u l a t i o n sa n de x p e r i m e n t sw e r ed o n et o t e s t i f yt h er a t i o n a l i t ya n dt h e f e a s i b i l i t yo ft h en e wi s o l a t e ds o f ts w i t c h i n gb o o s tc o n v e r t e rw i t h b o t hi t sp r i m a r y i n d u c t a n c ea n d s e c o n d a r y i n d u c t a n c e p a r a l l e lc o n n e c t e d ，w h i c hw a sb a s e do nt h e w i n d i n g c r o s s c o u p l e di n d u c t o r s k e yw o r d ：h i g hv o l t a g eg a i n ，a c t i v ec l a m pc i r c u i t ，l o wv o l t a g es t r e s s ，i n t e r l e a v e dc o n n e c t i o n ， i s o l a t e db o o s tc o n v e r t e r l l 第一章绪论 1 1 引言 电能是当今社会最重要的、最便利的，适用范围最广的能源形式。而电能变换则是 电能能够合理被利用的前提，是用好电的必由之路。供人类使用的电能都是通过一些方 法生产或收集得来的。燃料电池、镍氢电池、镍镉电池、锂离子电池、铅酸蓄电池等是 经过电化学反应而产生电能的电能载体。“电池”是所有直流电的储蓄体的统称。发电 站是交流电网的源头。风力发电、太阳能发电、水力发电等是自然能与电能之间的有效 转换。直接从电池或电网得到的电能在从某种意义上来讲都是“粗电”。在绝大多数情 况下，这些“粗电”都不能让人满意的使用，譬如电网上的电就不一定适合我们的某些 用电设备，需要稳压器等对电网的“粗电”进行整合和修补。电池电量随工作时间的过 长或用电量的加大会逐渐衰竭，电池单体的电压较低，所以很少以其自然形态直接拿来 使用，大多数是串联或并联组合，但很难保证组合中的每个单体的特性一致，因而我们 必须实施合理的充电、放电和监控。 由于电力电子技术的飞速发展，功率半导体开关器件的长足进步，d c d c 、a c d c 等电能变换技术在电网和用户之间起到较佳的缓冲匹配作用1 。d c d c 变换器是将一 种直流电变换为另一种形式直流电的技术，如b o o s t 变换器、b u c k 变换器、b u c k b o o s t 变换器等等，主要实现对电压、电流的变换，它在计算机，家用电器，通讯，交通，国 防军工，航天航空，工业控制等领域有着广泛的应用和不错的前景。 1 2 开关型d c d c 变换器的应用分类与常见控制方法 鉴于本文论述的电路属于开关型d c d c 变换器，所以让我们先简要回顾一下开关 型d c d c 变换器的分类。 按输入与输出之间是否有电气隔离，开关型d c d c 变换器可分为隔离型d c d c 变换器( 有电气隔离) 与非隔离型d c d c 变换器( 无电气隔离) 。 按能量传递方向，d c d c 变换器可分为两种：单向( 电源只可向负载供电) 与双 向( 电源可向负载供电，负载也可向电源供电) 。 按开关器件的控制方式，开关型d c d c 变换器可分为自激式与他控式。 按开关器件的开通条件，开关型d c d c 变换器可分为硬开关( h a r ds w i t c h i n g ) 和 软开关( s o f ts w i t c h i n g ) 两种。 1 1 3 常用的几种隔离型d c d c 变换器拓扑的特性概述 常用的隔离型d c d c 变换器可以分为单端反激变换器、单端正激变换器、半桥变 换器、全桥变换器、推挽电路等等。 单端反激电路拓扑由于其所使用的元器件较少、结构比较简单等特点、控制方便而 广泛应用于中小功率的应用场合。其中，开关变压器起着变压器和电感的双重作用。当 主功率开关管关断期间，变压器储存的能量通过整流二极管传递给输出端的负载；当主 功率开关管导通时，变换器将能量储存于变压器中。不过，这种间接传送能量的变换器 不适用于大功率的应用场合。 单端正激电路结构特点是变压器二次侧的输出整流器之后紧跟l c 滤波器。另外， 当功率开关管关断时电路必须给变压器提供释放能量的回路，这也带来了各种磁复位的 问题，因而降低了变压器的磁芯利用率。 相对于单端讵激变换器电路而言，半桥电路功率开关管电压应力低，为输入电压， 而且变压器为双向磁化，磁芯利用率高。但是，两电容g 、c 2 电压不对称可能引起变 压器偏磁2 1 阿，且在设讦碡磁漕砩，必须考虑设置死区的问题，以避免功率管直通。 全桥电路适用于高电压输入的大功率应用场合，其电路拓扑使用四个开关管，具有 以下优缺点；优点：( 1 ) 主功率开关管电压应力较小于输入电压；( 2 ) 在相同的功率等级 下，流过功率开关管的电流是半桥电路的一半；( 3 ) 变压器磁芯利用率高。缺点：( 1 ) 功 率开关管的压降或驱动脉冲的不对称，会引起变压器铁心的偏磁；( 2 ) 需设置死区，以 避免功率开关管的直通问题。 推挽电路拓扑的优点：( 1 ) 驱动电路不需要隔离，电路结构简单；( 2 ) 原边绕组可以 自动磁复位。其两个缺点是：( 1 ) 对变压器绕制的对称性和功率开关器件参数及其驱动 脉冲宽度的一致性要求较高；( 2 ) 功率开关管的电压应力较高。 1 4 隔离升压1 ) c d c 变换器的应用前景 由于本文所论述的交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器为隔离型升压型d c d c 变换器， 所以让我们先来展望一下隔离升压d c d c 变换器的应用前景。 首先让我们了解一下隔离升压d c d c 变换器在电动汽车中的应用。随着燃油汽车 数量的快速增长，汽车尾气的污染问题越来越严重。另一方面，燃油汽车使用的燃料来 自于有限的不可再生资源一石油，作为全世界重要的化工资源的石油被世界各国在汽车 2 上大量地消耗。在这种背景下，由于燃料电池电动汽车具有清洁无污染、能量效率高及 能量来源多样化、结构简单和维修方便等优点，成为电动汽车汽车发展的新热点。但是 燃料电池是通过化学反应发电，所以响应速度慢，另外也为了减小燃料电池的体积重量 和成本，因此需要二次能源匹配燃料电池与负载之间的功率差异，在汽车冷起动、加速 或爬坡时需要二次电源提供辅助功率p 1 。图1 1 为燃料电池电动汽车的动力系统。 高压直流母线 图1 1 燃料电池电动汽车的动力系统 燃料电池电动车辅助能源系统一般为低压蓄电池或超级电容( 一般为1 2 v 或2 4 v ) ， 把低电压升为高电压，d c d c 功率变换器在辅助能源与高压直流母线之间起到较佳的 匹配作用。根据其特点可知，该d c d c 变换器要满足：a 具有升压功能。b 要进行电 气隔离。 同样，隔离升压d c d c 变换器在其他方面也有很多重要的应用。除了用于电动汽 车外，它在分布式发电、储能系统、可再生能源发电以及通讯航天等领域有广阔的应用 前景。在分布式发电系统中，应用于燃料电池电站、军用移动电源和混合能源管理系统 等。在储能系统的应用中，应用于蓄电池储能系统、超级电容储能系统、超导储能系统 和飞轮储能系统等。在可再生能源系统中，应用于风能、太阳能发电等系统。在通讯和 航天应用中，用于具有功率因数校正功能的通讯电源、应急电源和航天电源等p 1 。 针对低电压大电流输入场合，推挽正激变换器和隔离型b o o s t 变换器是二种较好的 电路方案。推挽正激变换器克服了推挽和j 下激电路的缺点，具有可抑制偏磁和输入电流 脉动减小等优点一1 ，整机效率较高，但该电路存在以下问题：变压器结构复杂。每 个功率管的占空比小于5 0 ，电流有效值较大。输入电流脉动对供电电源( 如蓄电池、 燃料电池、光伏电池等) 的影响大，若在供电电源端采用平波电容器，则电容器损耗大。 隔离型b o o s t 变换器具有输入输出电气隔离、输入电流连续、功率管占空比可设计为较 大值、功率管电流有效值小、变压器电压比小、变压器易绕制、漏感小等特点，有利于 3 实现高效率，更适合于未来电力电子学科的发展方向。 1 5 隔离型b o o s t 变换器的研究现状 根据电路结构来讲，隔离型b o o s t 变换器可分为单相隔离型b o o s t 变换器，三相隔 离型b o o s t 变换器和组合式隔离型b o o s t 变换器等。本论文主要研究单相隔离型b o o s t 变换器。 现有的常见单相隔离型b o o s t 变换器主要包括电流型推挽b o o s t 变换器、双b o o s t 变换器、普通桥式b o o s t 变换器、移相全桥零电流软开关b o o s t 变换器、有源箝位零电 压软开关桥式b o o s t 变换器和谐振式软开关变换器等。 电流型推挽b o o s t 变换器电路原理如图1 2 所示【7 】- 【9 1 ，开关管s 和曼交错工作，轮 流对输入电感进行充、放电，变换器副边采用全桥整流电路，适用于较高电压输出的应 用场合。电流型推挽b o o s t 变换器的优点是结构简单、控制方便、输入电流纹波较小。 其缺点是功率开关管工作在硬开关状态，电压应力较大，因而不适用于大功率升压的变 换应用场合。 _ -_ j lj l ， qd 3 r y y j f 卜坼 l j 电流型推挽b o o s t 变换器 开关b o o s t 变换器电路原理图如1 3 所示。在传统的非隔离单相b o o s t 变 换器率开关管和输出二极管之间引入变压器，并增加一个开关管来实现变压器励磁 电感复位，就可以得到零电压软开关b o o s t 变换器电路。功率开关管s 和& 的 门极互补。当s关断，s导通时，流过&的电流线性下降，能量通过变压器向输 出端传递，由于功率开关管上并联了电容c。，开关管&零电压关断，励磁电感三。 和并容e，进行谐振，因而可以实现变压器励磁电感的磁复位。在&的门极信号给 出之功率开关管&的反并二极管由于励磁电感匕和电容cn的谐振已处于导通状 4 态，实现了是的零电压丌通，减小了变换器的开关损耗。但是该变换器的功率开关管s 处于硬开关状态，励磁电感厶的电流纹波较大。变换器的输出为单二极管整流，因而 输出电流纹波较大。 图1 3 零电压软开关b o o s t 变换器 双b o o s t 变换器电路原理图如图1 4 所示。在传统交错并联b o o s t 变换器的两个开 关管的漏极之间引入变压器的原边，并在变压器的副边输出采用全桥整流结构，就可以 得到双b o o s t 变换器。该变换器的功率开关管工作在交错状态，电感厶和厶平均承担 输入电流，减小了电感的磁芯损耗和电感体积。但是变换器的功率开关管工作在硬开关 工作状态，输出二极管的电流反向恢复问题严重“。而且变压器的漏感会在功率开关 管上造成较大的电压尖峰，恶化了功率开关管的工作坏境，造成较大开通损耗。 j _ ， ljl ：n r qb f = = ： c ： inj 【q j 图1 4 双b o o s t 变换器 普通桥式b o o s t 变换器电路原理如图1 5 所示。普通桥式b o o s t 变换器可减小功率 开关管的电压应力。变换器中的电感电流纹波的频率是开关频率的两倍，因而有效的抑 制了电感电流纹波和减小了磁芯元件的体积。变换器中，每组桥臂的功率开关管工作在 互补状态，在控制上，可采用自举驱动技术来简化驱动电路【1 2 】。但是当功率开关管关 5 断时，变压器的漏感会在功率开关管上产生较大的关断电压尖峰，增加了功率开关管的 电压应力。 图1 5 普通桥式b o o s t 变换器 移相全桥零电流软开关b o o s t 变换器电路原理图如图1 6 所示。变换器采用移相控 制技术实现了功率开关管的零电流软开关动作，其中，输出二极管处于自然关断状态， 有效解决了二极管的反向恢复问题，使变换器的开关损耗减小。但为了防止功率开关管 电流的倒灌，移相全桥零电流软开关b o o s t 变换器的开关单元部分由二极管和功率开关 r111 管串联组成“，所以原边电流要流过两个功率开关管和两个二极管，导通损耗较大。 而且，采用移相控制技术实现的p w m 软开关变换器在续流阶段的环流电流较大，进一 步增加了变换器的导通损耗。 _ ， jlj l ：n t d jd 3 f=： c ： jnji 么 图1 6 移相全桥零电流软开关b o o s t 变换器 有源筘位零电压软开关桥式b o o s t 变换器电路原理图如图1 7 所示。有源箝位零电 压软开关桥式b o o s t 变换器减小了变换器的导通损耗，并实现开关管的零电压软开关动 作。变换器中，输出二极管工作在断续模式，可以自然关断，有效的解决了二极管的反 向恢复问题并减小了反向恢复损耗。变换器的主功率开关管和辅助开关管在整个开关周 6 期内均处于零电压软开关动作，大大减小了变换器的开关损耗。由开关管和筘位电 容c ，组成的有源筘位辅助电路无损的转移了变压器的漏感能量并有效的吸收了开关管 上的电压尖峰，降低了开关管的电压应力。但是有源箝位零电压软开关桥式b o o s t 变换 器本质上可认为是b o o s t 变换器和工作在断续模式的b u c k 变换器级联而成，变换器 的小信号模型较复杂，增加了控制电路的设计难度。而且桥式电路工作在断续模式，因 而功率开关管的电流纹波较大，电流应力较高。 吃， jl ：唧 d ld ， v - = = ： c ： id 2j【戗 图1 7 有源筘位零电压软开关桥式b o o s t 电路 除了上述各种采用p w m 控制技术实现的隔离型b o o s t 变换器外，采用谐振控制技 术的谐振变换器在不增加额外电路的情况下，通过调整变换器的开关频率可以方便的实 现开关管的零电流软开关或者零电压软开关，而且软开关动作的实现与负载的大小无 关，但是，串联谐振变换器在轻载下的电压调整率较差，并联谐振变换器在重载下的电 压调整特性难以满足工业界的需求“。把串联谐振变换器和并联谐振变换器的变压器 的励磁电感参与谐振，可以得到l c c 谐振变换器和l l c 谐振变换器。 l c c 谐振变换器和l l c 谐振变换器在全功率范围内均拥有良好的电压调整特性和 零电流或者零电压软开关特性。而且，输出二极管处于自然关断状态，反向恢复损耗较 小。图1 8 是桥式l c c 谐振变换器的电路原理图，图1 9 是l l c 谐振变换器的电路原 理图。但是，谐振变换器的谐振电容c r 串联在主回路上，所有电流都会流过谐振电容， 谐振电容的电流应力较大。而且，变换器工作在变频状态，不利于e m i 滤波器的分析 与设计。 7 f o u r 一 j lj l 口d 3 工 = i i t c d n - ，jd 2 】 t o , 图1 8 桥式l c c 谐振变换器 图1 9 桥式l l c 谐振变换器 1 6 隔离型b o o s t 变换器存在的问题 1 6 1 磁集成问题 随着电力电子技术的发展和成熟，人们逐渐认识到磁性元件不仅是电源中的功能元 件，同时其体积、重量、损耗在整机中也占相当比例。据统计，磁元件的重量一般是变 换器总重量的3 0 一- - 4 0 ，体积占总体积的2 0 - - 3 0 q ，对于高频工作，模块化设计 的电源，磁元件体积、重量所占的比例还会更高。另外，磁元件还是影响电源输出动态 性能和输出纹波的一个重要因素。因此，要提高电源的功率密度、效率和输出品质，就 因对减小磁元件体积、重量及损耗的相关技术进行深入研究，并立足于应用，以满足电 源发展的需要。在这些相关技术中，磁集成技术当属重中之重。 所谓磁集成技术，就是将变换器中的两个或多个分立磁体绕制在- n 磁芯中，从结 构上集中在一起u 州。集中后的磁元件拟称为集成磁元件，该技术通过一定的耦合方式， 合理的参数设计，能有效的减小磁元件的体积与损耗。在一定应用场合，还可以减小电 源输出纹波，提高电源输出的动态性能。另外磁集成技术可以减少连接端，从而有效的 减小大电流场合端子的损耗“。 8 集成技术的发展历史已有7 0 余年，目前已能实现电感与电感之问集成，电感与变 压器之间集成，并广泛的应用于电压调整模块，功率因数校正变换，谐振变换器等场合 1 引，随着未来电源的发展，新型磁性材料和磁芯将不断涌现，势必与磁集成技术提出 更高的要求，所以此技术今后的主攻方向是进一步拓宽磁集成技术的应用领域，扩大应 用场合，不断研究适用于新的磁性材料与磁芯结构的磁集成技术，为电源缩体、减重做 出贡献。 1 6 2 开关管关断电压尖峰的箝位 当功率开关管关断时，由于电感中漏感的存在，电感中的能量不能瞬时流入变压器 原边，如果没有释放回路的话，电感电流和电路寄生电容进行谐振并在功率开关管两端 产生的浪涌电压很可能损坏开关管”。于是必须增加抑制开关管关断电压尖峰的箝位 电路，在开关管关断时，提供给电感电流释放回路。 常用的抑制开关管电压尖峰方法包括r c d 箝位、l c d 筘位和有源筘位等方法。r c d 筘位电路结构简单，但是损耗大，不适合高频应用。l c d 筘位在高频情况下较大的l c 谐振电流增加了功率开关管的电流应力及导通损耗2 0 1 ，所以为了保证较高的变换效率， l c d 箝位一般适用于开关频率低于几十k h z 场合。有源箝位电路虽然增加了一只开关 管，但是它不仅抑制了开关管电压尖峰，还利用变压器漏感实现了开关管的零电压开关。 隔离型b o o s t 变换器也可以利用起动线圈实现箝位，将电感中存储的能量无损地回馈到 电源或输出负载卜“。所以有源箝位电路是抑制隔离型b o o s t 变换器功率开关管关断电压 尖峰的较优选择。 1 6 3 变压器漏感的减小口2 1 。【2 4 1 当功率开关管关断时，由于变压器原边漏感的存在，电感电流不能瞬时流入变压器， 原边电感跟寄生电容发生谐振谐振，在功率开关管两端产生浪涌电压，增大了功率开关 管的电压应力与电路损耗，降低了变换器的效率。产生浪涌电压的根本原因是变压器存 在漏感，那么如何减小漏感昵? 磁性元件一般由磁芯和绕组两大部分组成，绕组的绕制方式对漏感有很大影响。这 是因为漏感的大小与磁件的电磁场分布密切相关。下面将从绕组与铁芯气隙的相对位 置、绕组的绕制方式、绕组绝缘层厚度等几方面，探讨磁性元件绕组对其漏感的影响。 绕组交叉换位技术就是在磁性线圈绕制过程中通过布置不同方向电流的导体位置来满 足磁元件设计参数的一种绕线方法。交叉换位技术可以更加均匀的分布磁性线圈窗口内 9 的磁场，减小磁密，减小漏感。绕组层间距( 绝缘层厚度) 对磁性元件参数的影响很大， 一般来 兑，绝缘层的厚度越大漏感就越大。 文献【2 3 】对此进行了研究：一个原副边匝数分别为3 匝和2 匝的变压器，磁j 芑= 型号 为e 3 8 8 2 5 + p l 驯3 8 2 5 4 3 f 3 ，导线规格为0 2 5 m m l o m m ，采用层间换位技术，按原、 副边交叉绕制的方法。对于原、副边六种不同排列的变压器，计算结果如下( p 表示原 边，s 表示副边) 结构 p s p s ps p p s ps p p p sp p s s p p p s p ss s p p p 漏感1 1 46 1 68 1 81 0 2 21 2 2 22 6 4 0 ( ) 表1 1 对应不同绕组排列变压器的漏感2 3 。 由表1 1 可以看出，绕组排列为p s p s p 的变压器采用完全换位技术，其漏感最小。而 没有采用完全换位技术的的排列为s s p p p 的变压器的漏感最大。理论上来讲，漏感与 磁性线圈窗口内的平均磁势相关联。对于表1 1 中排列为p s p s p 的绕线方式，由于其 具有不同流向的电流相邻，因此其在磁性线圈窗口内的平均磁势低，磁场能量小；对于 结构为s s p p p 的绕线方式，其平均磁势大，磁场能量大，从而使其漏感增大。其结果 与表1 1 的分析相符。 下面是在1 0 0 k h z 和1 m h z 两种频率下层内换位结构对漏感的影响的研究：采用型 号为p h i l i p s e 4 2 2 1 2 0 3 f 3 的磁芯，绕组原副边匝数比为l ：1 ，导线规格为0 2 m m 4 m m ， 采用层内换位技术。原副边共2 层，每层8 匝，分别按图1 1 0 所示的6 种换位方式绕 制，不同换位方式对应的漏感列于表1 2 中。 频率 换位方式123456 1 0 0 k h z 漏感 2 3 22 2 21 8 8 81 0 7 21 1 1 26 0 0 ( n i l ) l z漏感2 0 41 9 5 21 6 9 21 0 0 0 01 0 4 o5 6 8 0 ( n i l ) 表1 2 不同频率下、不同结构变压器的漏感矧 从表1 2 可看出，采用完全换位技术的结构3 的磁性元件漏感最小，没有采用完全换位 技术的结构6 的磁性元件漏感最大，并且漏感随着频率的增大而减小。 l o 口口口 口口 口口口 口口一 口口口 口口 一口口 口 口口 口 口口 口 口口口 口口口口 一口口口 口一一一 一 口一 2345 6 图1 1 0 线圈绕制示意图旧 对于环形的磁芯，如果要减少漏磁，初级和次级线圈应均匀的分布在环形的整个圆 周上，这样可以减小漏感。但是我们可以作到的只是尽可能减小漏感，却无法消除漏感， 漏感始终存在。 1 7 反激变换器缓冲电路的研究现状 因为本文所研究的新型隔离型交错并联软开关b o o s t 变换器是通过对反激变换器 进行电路变换得来的，因此我们有必要先了解一下反激变换器几种主要缓冲电路的研究 现状。 目前，反激变换器的缓冲电路主要有f 2 5 】：l c d 箝位电路、双晶体管双二极管筘位 电路和r c d 吸收电路。 1 7 1l c d 箝位电路 电路拓扑如图1 1 l 所示，该电路的优点为：变压器漏感能量无损地回馈到电网中 去；缺点为：高频时较大的l c 谐振电流增加了功率开关管的电流应力及导通损耗。所 以，为了保证较高的变换效率，l c d 筘位电路一般适合工作在开关频率低于几十k n z 的场合。 图1 1 1l c d 箝位电路 l l 1 7 2 双晶体管、双二极管箝位电路( 双管反激变换器) 1 2 6 1 电路拓扑如图1 1 2 所示，该电路优点为：可以降低功率开关管的电压应力，使 每个功率开关管上的电压应力不超过输入电压，因此较适用于高输入电压场合； 变压器漏感的能量可以无损地回馈到电网，无漏感能量损耗，电路效率较高。缺点为： 电路中所需器件较多。 i 匠譬 图1 1 2 双晶体管、双二极管箝位电路 1 7 3r c d 吸收电路 r c d 吸收电路可加在变压器原边绕组两端或功率开关管两端，电路拓扑如图1 1 3 所示，( a ) 称为r c d 筘位电路，( b ) 称为r c d 缓冲电路，也可将它们组合使用。这 类电路优点为：电路拓扑简洁；开关管关断时，变压器漏感能量转移到电容c 上， 功率开关管电压被箝位。缺点为：漏感能量消耗在电阻r 上，变换效率较低。 ( a ) r c d 箝位电路 r 破 图1 1 3r c d 吸收电路 ( b ) r c d 缓冲电路 1 8 有源箝位反激电路与交错式有源箝位反激电路 近几年，随着电路应用场合的要求提高，反激变换器拓扑也出现了多种变形：如为 提高输出功率水平而提出的交错并联有源箝位反激变换器；为解决变压器漏感能量引起 的功率开关管电压尖峰及变换器损耗问题而提出的有源箝位反激变换器等等。这些电路 1 2 拓扑的提出，使反激变换器的应用场合更加广泛。 1 8 1 有源箝位电路 电路拓扑如图1 1 4 所示。该电路的优点为：利用筘位电容e 及功率丌关管d s 电容c 。和谐振电感t 构成谐振回路，为主功率开关管s 、辅助开关管零电压开通创 造条件；箝位电容e 将变压器的漏感能量吸收并通过变压器传递给负载，既消除了 漏感能量引起的功率损耗，又有效地抑制了功率开关管的关断电压尖峰，提高了变换器 的使用寿命；谐振电感的引入有效的降低了副边整流二极管关断时的电流变化率 z z ，使反激变换器整流二极管反向恢复问题得以减轻，降低了整流二极管的丌关损 i 1 1 耗和开关噪声卜“。 图1 1 4 有源箝位反激电路 1 8 2 交错式有源箝位反激电路 随着有源箝位反激变换器技术的逐渐成熟，反激变换器的应用范围被大大拓宽。而 采用两套有源箝位反激变换器交错并联的方法，既可以使变换器输出功率提高一倍，同 时又保留了有源筘位反激变换器的所有优点卜”。但是所需器件数为一套有源箝位反激 变换器的两倍，电路结构较复杂。图1 1 5 为交错并联有源筘位反激变换器的电路拓扑。 ( a ) 变换器原边采用两套有源筘位反激电路的并联结构用以实现输入大电流的均流， 副边两路半波整流电路共用一个滤波电容及公共负载。( b ) 变换器的原边与( a ) 变换 器相同，不同的是副边采用两滤波电容串联的结构用以实现输出二极管电压应力的减小 与更高电压的输出。同时，副边的串联结构可以形成中点电位，便于实现变换器与半桥 r m 式并网逆变器等的零线接口卜”。主功率开关管s 及& 的驱动采用相位差为1 8 0 。的脉 冲信号。该电路与图1 1 4 的电路相比，优点是输出功率是其二倍，缺点是所需的器件 数也几乎是其二倍。 ( a ) 原边并联、副边并联的交错并联有源筘位反激电路 ( b ) 原边并联、副边串联的交错并联有源箝位反激电路 1 9 本文所做的工作 图1 1 5 交错并联有源筘位反激电路 + + 1 9 1 课题研究背景与研究内容 如今，应用在低电压大电流输入，高电压输出变换场合的电力电子装置非常常见， 而此类电力电子装置常常面临的问题是功率开关管电压应力大，开关管关断电压尖峰严 重，变换器效率低，而更大的挑战则来自于变换器需要较高的升压比。因此，对于工作 在低电压大电流输入，高电压输出的电力电子装置来说，解决这些问题是非常重要的课 题。 本课题研究了一种通过耦合电感第三绕组实现的隔离型交错并联软开关b o o s t 变换 1 4 器，该变换器通过交错并联反激变换器演变而来，具有较大的升压比，功率管具有较小 的电压应力。为了实现耦合电感漏感能量的无损转移与功率开关管关断电压的有效箝 位，变换器采用了有源筘位辅助电路以实现功率开关管的零电压软开关动作，减小了功 率器件的丌关损耗，提高了变换器的效率和功率密度。 1 9 2 本文所做工作小节 ( 1 ) 在本文第一章中回顾了开关型d c d c 变换器的应用与分类，简要展望了隔 离升压型d c d c 变换器在工业界的应用前景，并分析了隔离型b o o s t 变换器的研究现 状，同时简述了隔离型b o o s t 所存在的几个比较难解决的问题。因为本文所提出的变换 器是通过反激变换器演变而来，所以在本章的最后分析了反激变换器( 单个单元与交错 并联) 缓冲电路的研究状况。 ( 2 ) 在本文第二章中分析了一种新颖的用耦合电感第三绕组实现的隔离型b o o s t 变换器的原理。首先从反激变换器，再到交错并联反激变换器进行特性分析，接着在交 错并联反激变换器基础上进行电路改进得到新型的f l y b a c k b o o s t 变换器，接着对新变 换器进行原理分析。最后在变换器上引入有源箝位电路，进行简化，并对最终得到的变 换器进行稳念换流过程分析。 ( 3 ) 本文的第三章首先对交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器的控制电路进行了设计， 解决了变换器三个功率管的驱动信号问题；接着对输入4 0 v 、输出2 0 0 v 、功率l k w 交 错并联f l y b a c k b o o s t 变换器主电路的参数进行了设计，并对变换器的几点重要性能进 行了分析；最后利用仿真与实验验证了设计结果的合理性与可行性。 ( 4 ) 本文的第四章在交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器的基础上，针对变换器中输出 二极管电压电流振荡较大，提出了一种经过改进的引入输出箝位电容的变换器。输出筘 位电容抑制了二极管两端电压的振荡，减小了二极管的电压应力，提高了变换器的效率。 本章最后利用计算机仿真的方法验证了设计结果的合理性。 1 5 第二章一种新颖的用耦合电感第三绕组实现的隔离型 b o o s t 变换器的原理 因为文章要研究的通过三绕组耦合电感实现的隔离型交错并联软开关的隔离 b o o s t 变换器的电路拓扑是从最简单的反激变换器演变而来，因而本章先分析反激变换 器的原理与特点，并引申到交错并联反激变换器，最后在交错并联反激变换器的变压器 的副边和输出二极管之间引入一个直流电压源，实现从反激型变换器到b o o s t 型变换器 的演变，并通过添加耦合电感第三绕组的方法方便的实现直流电压源概念。在软开关方 面，因为有源箝位的优点较明显，故文章采用p w m 变换器中常用的有源箝位技术来有 效抑制耦合电感漏感能量引起的功率开关管关断电压尖峰。电路采用原边并联、副边并 联的交错结构，经过一定的拓扑变换，使得电路仅用一套筘位电路就能实现两相交错电 路漏感能量的吸收和功率开关管电压尖峰的抑制功能。文章提出了一种新型的利用耦合 电感第三绕组实现的原边并联、副边并联的交错式隔离型b o o s t 变换器，该变换器与普 通隔离型b o o s t 变换器相比具有功率开关管电压应力小、升压比大，电路效率高的特点。 2 1 反激变换器的特性分析 反激变换器的电路结构非常简单，控制很方便，并且具有电气隔离的特点，只需 要很少的几个电气元件就能够实现电路的隔离和电压的宽范围输出变换。电路与工作波 形如图2 1 所示。因此，反激变换器被广泛的应用于有隔离需求的小功率直流变换场合， 也可实现电压的多路输出。但反激变换器的输入、输出电流均为断续模式，电流纹波较 大，因此增大了对输入电容与输出电容的冲击，减少了变换器的使用寿命p u 。 ( a ) 反激变换器电路 1 6 zs l d 。 v j i 几习厂 一 掣 u 一 刀刀一 一 一 哪卜- d p r =f_-i一 ( b ) 反撤电路主要波形( 电流连续)( c ) 反激电路主要波形( 电流断续) 图2 1 反激电路及其工作时主要波形3 0 1 2 2 交错并联反激变换器的特性分析 为了减小反激变换器的输入电流与输出电流的纹波，实现输入大电流的均流，提高 变换器的功率密度，图2 2 所示的h m a r t i n 提出的交错并联反激变换器是一个可行的方 案【3 l 】。 在理想的工作状态下，交错并联反激变换器的电压增益和功率开关管的电压应力表 达式分别为【3 1 1 ： 公式中，n 是反激变换器中变压器的匝比吃，d 是功率开关管的占空比。 ( 2 1 ) ( 2 2 ) 在交错并联反激变换器中，我们可以看到，开关管s 和是的电压应力是输出电压 折算到原边再加上原边输入电压之和。而变换器的电压增益由占空比d 和变压器的原 副边匝比决定，变压器的原副边匝比和占空比越大，变换器的电压增益就越大。由 电压增益表达式( 2 1 ) 可知，反激变换器是一种降压一升压型变换器，并且它是隔离的。 如果通过一定的电路拓扑的改进，使得我们可以将交错并联反激变换器变成更适合低电 1 7 d d q 型m 堡 压大电流输入、高电压输出的隔离变换场合的b o o s t 型升压变换器，并保持交错并联反 激变换器成本较低、易于控制与便于系统扩容的优点，将会是一个突破。 图2 2 交错并联反激变换器的电路原理图 2 3f i y b a c k - b o o s t 变换器的原理和理想稳态换流过程分析 在交错并联反激变换器的电路基础上，于输出二极管和耦合电感的副边之间引入 一个伏值为圪的直流电压源，电路的概念图如图2 3 所示。下面我们推导一下图2 3 电路的几个基本关系式。在图2 3 所示的电路中，当功率开关管导通时，耦合电感的励 磁电感电流在输入电压圪的作用下线性上升。当功率开关管关断时，耦合电感的励磁 电感电流线性下降，励磁电感的放电电压为： 慨= 百r o u t 一” 功率开关管的电压应力为： ( 2 3 ) v， k ( 删一蛐) = o u t ( 2 4 ) 根据电感能量守恒可知，新型的交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器的电压增益为： 屹姒一蛔= 而n ( 2 5 ) 由如上表达式可知，这个从交错并联反激变换器演绎而来的新型拓扑具有b o o s t 1 8 型变换器特性。通过分析可知，在相同的占空比d 下，交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器 可以通过耦合电感的匝比来控制电压增益，因此比相同占空比下的b o o s t 变换器具有 更宽的电压调节范围。在相同的耦合电感匝比和占空比d 下，交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器比交错并联反激变换器具有更高的电压增益和更小的功率开关管电压应力。因此 交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器比交错并联反激变换器更适合低电压大电流输入、高电 压输出的高增益变换应用场合。 图2 3 交错并联f l y b a c k - b o o s t 变换器的原理图 那么如何利用实际的电气元件实现图2 3 所示的变换器中直流电压源的功能 呢? 让我们先来分析一下该变换器中两功率开关管的开关规律。s 和& 两开关管的驱 动波形如图2 4 所示。 s 是 图2 4 交错并联f l y b a c k - b o o s t 变换器中功率开关管的驱动波形 我们可以发现图2 3 中的电压源只有在它所连接的输出二极管开通，也就是它 所连接耦合电感原边的功率开关管关断时候才起作用。而观察驱动波形，我们可以发现 当一个功率开关管关断时，另一个功率开关管一定开通，而开通的功率开关管上所连接 的耦合电感的励磁电感上的电压一定是，由电路原理可知，变压器的原边接在交流 电源下，副边输出具有电压源特性，因此我们可以考虑在变换器输出端的另一单元原电 1 9 压源。的位置上添加该耦合电感的第三绕组( 匝数为原边n 倍) 来实现该电压源的 功能。 在交错并联反激变换器电路的基础上，通过增加耦合电感的第三绕组的方式，可 以实现图2 3 所示变换器中的直流电压源特性。新型隔离交错并联f l y b a c k b o o s t 变 换器的电路原理图如图2 5 所示。在该变换器中，共有厶、厶两组耦合电感，每个耦合 电感有三个绕组。其中，厶。、厶。和厶。为一组耦合电感，厶。、厶。和三：。为另一组耦合 电感，厶。、厶。、厶。和l 2 。的匝数均为n ：，厶。、厶。的匝数为，。，且n = 他惕。同名 端如图2 5 中“o ，和“奉”标号所示。耦合电感的第三绕组连接在相应的另外一个耦合电感 的第二绕组和输出二极管之间，实现了图2 3 所示的直流电压源y 功能。 图2 5 交错并联f l y b a c k - b o o s t 变换器的电路原理图 为了简化分析，我们假定耦合电感的耦合系数等于1 ，漏感等于0 ，电路工作在稳 定状态下。图2 6 是电路的主要工作波形。由图2 6 可知，变换器的一个开关周期内可分 为4 个主要工作阶段。 第一阶段，开关管s 和是均处于导通状态，输出二极管见。和d d ：均反向截止，耦 合电感厶和岛均在输入电压的作用下处于充电状态，其励磁电感电流在输入电压 的激励下线性上升，能量储存在耦合电感中。该阶段的等效电路原理图如图2 7 所示。 耦合电感厶的原边绕组厶。两端的电压为输入电压： 圪：口= 圪 在该阶段，输出二极管见，和d 口：的反向耐压等于输出电压，即 2 0 ( 2 5 ) 。= 2 = ， 。_ _ _ _ 一 图2 7 交错并联f l y b a c k b o o s t 变换器工作周期第一阶段原理图 ( 2 6 ) 在第二阶段，开关管s 和输出二极管见。的工作状态保持不变，即开关管s 继续导 通，输出二极管见，继续关断，而开关管s 处于关断状态、输出二极管见，处于导通状 态。耦合电感厶的能量通过输出二极管见，向负载传输，耦合电感厶工作于能量传输模 式。耦合电感厶此刻等效为一个变压器，它的第三个绕组厶，在耦合电感厶的第二绕组 厶。和输出二极管见：之间感应出的电压，实现了直流电压源的功能。耦合电