（微电子学与固体电子学专业论文）有源功率因数校正技术的研究.pdf

摘要 功率因数校正技术是减小用电设备对电网造成的谐波污染，提高用电效率的 一项有力措施。用电设备的功率因数是衡量其性能的一项重要指标，而提高功率 因数的最根本途径就是采用有源功率因数校正技术。近年来，随着对用电设备性 能指标要求的不断提高，这一技术成为电力电子领域研究的热点，并得到了广泛 的实际应用。 从本质上来讲，功率因数校正的目的就是要控制输入电流，使得用电设备的 输入端口仅从交流电网中汲取能量，而不要把任何能量反馈回交流电网，也就是 说，要使用电设备的输入端口对交流电网呈“纯阻性”，保证输入电流和电网电 压随时成正比。有源功率因数校正技术正是采用电力电子技术中各种基本变换器 或其衍生结构，通过对能量传输的适当控制来实现这一目的。针对不同的应用场 合，利用合适的拓扑结构、寻找最优化的控制策略，以及改进开关器件性能来提 高电路的整体性能，都是有源功率因数校正技术的研究内容。 本文对有源功率因数校正技术进行了一定的研究，主要工作是从开关变换器 基本的拓扑结构和控制策略中的数学关系出发，寻找简单的控制方式，并提出了 以下三种新的控制方案： 1 、基于b u c k b o o s t 变换器工作的原理，提出了一种功率因数校正和半桥输 出相结合的电路结构。该电路能够利用电压跟随的方式实现功率因数校正，同时 也能保证半桥输出为标准的方波。由于该电路能够实现降压输出，因而降低了对 所有功率开关管的耐压要求，有利于提高变换器的转换效率和降低成本。 2 、利用电容和电感共同的线性特点，提出了一种b o o s t 型功率因数校正电 路变频控制的简单实现方法：用一个电容上的积分电压值来模拟表示电感电流 值，从而消除了传统控制电路中的模拟乘法器和电流检测环路，并且将传统控制 方法中的电流电压双环反馈控制简化为电压单环反馈控制。该控制方案适宜于 c m o s 集成工艺制备p f c 专用控制芯片。 3 、在对b o o s t 型功率因数校正电路电流滞环控制方法的数学分析基础上， 提出了利用恒导通时间控制技术来确定电感电流的上限，利用平均电感电流的信 号来控制电感电流的下限，以实现功率因数校正的方法。在这种控制方法下，用 一只r c 低通滤波器就可以代替传统控制电路中由模拟乘法器和输入电压检测环 i 路来实现的功能，因此整个控制电路的设计大为简化。 进一步，本文对所提出的第二种控制方案的集成化没计进了初步的探讨。 最后，本文对开关变换器中续流用快恢复二极管进行了一些研究，提出快恢 复二极管中少子寿命横向非均匀分布结构，并利用普通的p + n i l + 二极管芯片，通 过s i 0 2 屏蔽层对深能级杂质进行选择性地扩散，制备出了掺a u 、掺p t 的具有这 种新结构的快恢复二极管。实验测试结果发现，这种新结构的快恢复二极管具有 十分良好的反恢时间一温度稳定特性。通过二维解析分析和计算，引入“平均寿 命”的概念解释了这种稳定特性。 这些工作结果对功率因数校正技术的研究和应用具有一定的价值。 关键词：功率因数校正，b u c k - b o o s t 变换器，b o o s t 变换器，快恢复二极管， 反向恢复恢时问 a b s t r a c t p o w e r - f a c t o r c o r r e c t i o n ( p f c ) i s as t a t e o f - a r t t e c h n i q u e f o r r e d u c i n g h a r m o n i cd i s t o r t i o na n d i n c r e a s i n g t h e p o w e rs u p p l y n e t w o r k e f f i c i e t a c y p o w e r - f a c t o r ( p f ) i so n eo ft h eq u a l i t y i n d i c e so fe l e c t r i c e q u i p m e n t ，a n d t h e a c t i v e p o w e r f a c t o r - c o r r e c t i o n ( a p f c ) t e c h n i q u e i st h ef u n d a m e n t a l w a y t o i m p r o v e i t i nr e c e n ty e a r s ，w i t ht h es t r i c t e rq u a l i t yr e q u i r e m e n to fe l e c t r i ce q u i p m e n t ， t h i st e c h n i q u eh a sb e c o m et h ef o c u si nt h ep o w e re l e c t r o n i c sr e s e a r c hf i e l da n dh a s b e e nw i d e l y a p p l i e d t h ee s s e n c eo fp f ct e c h n o l o g yi st os h a p et h ei n p u tc u r r e n to fe l e c t r i c a l e q u i p m e n t ，a n dt ot a k ep o w e r f r o mt h es u p p l yn e t w o r kb u tn o tt og i v ea n yb a c k i n o t h e rw o r d s ，t h ei n p u ti m p e d a n c es h o u l dp r e s e n tt ot h ea cs o n r c ear e s i s t i v el o a d ，a n d t h ei n p u tc u r r e n ts h o u l db ep r o p o r t i o n a t et ot h ea cv o l t a g ei n s t a n t a n e o u s l y u s i n g p o w e r e l e c t r i c a lc o n v e r t e r , t h ea p f ct e c h n o l o g ya c h i e v e st h i sb yc o n t r o l l i n ge n e r g y t r a n s p o r t a t i o n i nt o d a y sa p f c r e s e a r c hf i e l d ，t h er e m a i n i n gc h a l l e n g e si n c l u d et h e a p p r o p r i a t et o p o l o g i cs t r u c t u r eo fp o w e rc o n v e r t e r , t h eo p t i m i z a t i o no f c o n t r o lm o d e a n de v e nt h ep e r f o r m a n c ei m p r o v e m e n to f p o w e r s w i t c h i nt h i st h e s i s ，t h em a i nt a s ki st os i m p l i f ya n do p t i m i z et h ea p f cc o n t r o lm o d e ， w h i c hi su n d e r t a k e nb yt h eb a s i ct o p o l o g i cs t r u c t u r ea n a l y s i sa n dt h em a t h e m a t i c r e l a t i o n s h i pa n a l y s i so fp o w e rc o n v e r t e r , a n dt h ef o l l o w i n gn e wc o n t r o lm o d e sa r e p r o p o s e d ： 1 ap f cc i r c u i tw i t h i nah a l f - b r i d g eo u t p u ts t a g ei s p r o p o s e db a s e do nt h e w o r k i n gp r i n c i p l eo f b u c k b o o s t c o n v e r t e at h i sc i r c u i tw o r k sa sa v o l t a g ef o l l o w e r t o a c h i e v en e a ru n i tp o w e r f a c t o r ，a n dt h eo u t p u tw a v e f o r ma l s oi ss y m m e t r i c a l ( d u t y c y c l ei s5 0 ) s i n c et h i sc i r c u i tc a nr e d u c e t h eo u t p u tv o l t a g e ，t h er e q u i r e m e n to ft h e v o l t a g es u s t a i n i n gc a p a b i l i t yo f a l lp o w e r s w i t c h e sc a nb er e d u c e d a c c o r d i n g l y 2 as i m p l ew a yt or e a l i z ef r e q u e n c yv a r i a b l ec o n t r o l l e db o o s tt y p ep f cc i r c u i t i sp r o p o s e d t h eb a s i cp r i n c i p l eo ft h i sn e wc o n t r o lm o d ei st h a tt h ec a p a c i t a n c ea n d t h ei n d u c t o ra r eb o t hl i n e a rc o m p o n e n t s ，a n dt h ei n d u c t o rc u r r e n tc a nb es i m u l a t e db y t h ev o l t a g eo fac a p a c i t a n c e ，h e n c eb o t ht h em u l t i p l i e ra n dt h ec u r r e n td e t e c t i n gl o o p w h i c ha r ei n d i s p e n s a b l ei nt r a d i t i o n a lc o n t r o lm o d ec a l lb ee l i m i n a t e d t h ew h o l e i i i c i r c u i tc a l lf u n c t i o np e r f e c t l yu n d e ras i g n a lv o l t a g ef e e d b a c kl o o p t h i sc o n t r o lm o d e i ss u i t a b l ef o rt h ed e s i g no fi n t e g r a t ec h i p f a b r i c a t e db yc m o s p r o c e s s 3 b a s e do nt h e a n a l y s i s o f t h es w i t c ht i m ei nt h et r a d i t i o n a l h y s t e r e t i c c u r r e n t l o o p c o n t r o l b o o s tt y p ep f cc i r c u i t ，as i m p l ec o n t r o lm o d ei s p r o p o s e d t oa c h i e v ep f c ，t h i sm o d ed i v i d e st h el o g i c a l c o n t r o li n t ot w op a r t s i t d e t e r m i n e st h e p r e s c r i b e d m a x i m u mi n d u c t o rc u r r e n ta n dt h em i n i m u mi n d u c t o r c u r r e n tr e s p e c t i v e l yb yc o n s t a n tt u r n o nt i m et e c h n o l o g ya n dt h ea v e r a g ei n d u c t o r c u r r e n ts i g n a l ar cl o w f i l t e rr e p l a c e st h em u l t i p l i e ra n dt h ei n p u tv o l t a g es e n s o ro f t r a d i t i o n a lm o d ea n dt h ew h o l ec i r c u i tc a nb es i m p l i f i e dc o n s i d e r a b l y f u r t h e r m o r e ，ap r o t o t y p eo fi n t e g r a t ep f cc h i pi sd e s i g n e d ，w h i c hi sb a s e do n t h es e c o n dc o n t r o lm o d em e n t i o n e da b o v e f i n a l l y , t h ef a s tr e c o v e r yd i o d ew h i c ha c t s a sap o w e rs w i t c hi nt h ea p f c c o n v e r ti ss t u d i e d ，a n dan e wd i o d es t r u c t u r ec a l l e d “v a r i a t i o no fl a t e r a ll i f e t i m e i s p r o p o s e d u s i n gt h ep + r m + d i o d ew a f e r , t h e n e wd i o d ew i t ha uo rp td o p e di s f a b r i c a t e db yl o c a ld i f f u s i o no f d e e pl e v e li m p u r i t y t h em e a s u r e m e n t sf i n dt h a t ，w i t h t h i sn e ws t r u c t u r e ，t h e s t a b i l i t y o fr e c o v e r yt i m eu n d e rd i f f e r e n te n v i r o n m e n t t e m p e r a t u r ec a nb ei m p r o v e ds i g n i f i c a n t l y b a s e do nat w o - d i m e n s i o n a la n a l y t i c a l s o l u t i o na n ds o m ec a l c u l a t i o n ，t h ec o n c e p to f “a v e r a g el i f e t i m e i si n t r o d u c e dt o e x p l a i n t h i sp h e n o m e n o n t h e s ew o r k sa r eo fc e r t a i nv a l u ef o rt h er e s e a r c ha n da p p l i c a t i o no fa p f c t e c h n o l o g y k e yw o r d s ：p o w e r - f a c t o r - c o r r e c t i o n ，b u c k - b o o s tc o n v e r t e r , b o o s tc o n v e r t e r , f a s tr e c o v e r yd i o d e ，r e v e r s er e c o v e r yt i m e 第一章绪论 第一章绪论 1 1 功率因数和电流谐波含量 在电力电子设备、电子仪器以及家电产品中，将2 2 0 伏的交流电网电源进行 整流得到直流电源，是一种应用极为广泛的最为基本的交流直流( a c d c ) 变 换方案【1 4 。在通常情况下，这种a c d c 变换由全桥整流电路实现，如图1 1 ( a ) ，一般后接一个大的滤波电容，可以得到波形较为平直的赢流电压源，如图 1 1 ( b ) 所示。其中整流器一电容滤波器电路是一种非线性元件和蓄能元件的组 合，当输入交流电压的电位较低时。负载所需的电能由蓄能电容提供，交流电压 源本身并不提供电流：当输入交流电压的电位较高时，交流电压源直接向蓄能电 容充电。因此，尽管输入的交流电压是正弦波，但是输入的交流电流却呈脉冲状， 波形严重畸变，如图1 - 1 ( c ) 所示。 变流电 源v t 。 直流输 出u t 负载 ( b ) 。v i 4k 八| yvy 图1 - 1 ( a ) 整流电路( b ) 直流输出电压波形( c ) 输入电流电压波形 由此可见，如果大量地应用这种整流电路，则要求电网提供严重畸变的非正 弦电流。这些脉冲状的输入电流中含有大量的谐波，如果大量的电流谐波分量倒 流入电网( 称为h a r m o n i c e m i s s i o n ) ，则一方面会使电网中的谐波噪声水平提高， 造成电网的谐波“污染”，另一方面会产生“二次效应”，即电流流过线路阻抗形成 谐波电压降，反过来使得电网电压( 原正弦波) 也发生畸变。这些效应严重时会 造成电路故障，损坏变电设备，例如使得线路或配电变压器过热；谐波电流引起 电网的l c 谐振，或高次谐波电流流过电网中的高压电容，使之过流、过压而爆 炸；在三相电路中，中线流过三相谐波电流的叠加，使中线过流而损坏；谐波对 电机除了增加附加损耗外，还会产生附加的谐波转矩，造成机械振动，影响电机 电子科技大学博士论文 的正常运行；由于常规测量仪器是设计工作在正弦电压和正弦电流下的，对非正 弦电压或电流的测量产生附加误差，影响测量精度，电力线路中的谐波电流通过 电场耦合、磁场耦合或共地耦合可以对通讯线路造成干扰等等 1 4 】。从上个世纪 八十年代开始，这些问题逐渐引起了人们的重视，因此发展出了各种技术，降低 电流谐波含量，增加功率因数 1 9 ，以保证电网的安全和可靠。 1 1 1 功率因数的定义 在电工原理中，对于线性电路，功率因数可以直接用正弦电压和正弦电流 之间的相位差睐计算和表示，定义为： p f = c o s ( o ( 1 - 1 ) 如果整流桥后面没有并联蓄能电容，而直接是接上一个纯阻性的负载，那么 很显然，电压和电流之间的相位差为零，功率因数为1 。因此功率因数校正技术 的本质，就是要使用电设备的输入端对输入电网呈现“纯阻性”，也就是要使输入 电流和输入电压之间成正比。另一方面，从能量传输的角度来讲，功率因数校正 技术就是要使用电设备的输入端只从输入电网中汲取能量，而不要将能量重新反 馈回输入电网中去。 由于在整流电路中，尽管输入电压为正弦波，但是输入电流却为严重畸变的 非正弦电流，因此线性电路中的功率因数计算不再适用。如果假设输入电压波形 为k 。( 0 ，其周期为l 输入电流波形为厶0 ，则功率因数定义为： p f ：裴( 1 - 2 ) 一 视在功率 其中有功功率( 记为只一为： 2 言j ( f ) l ( f ) d t ( 1 - 3 ) 视在功率( 记为尸k 。) 为输入电压有效值和输入电流有效值的乘积，为： 。= 挣r 啪) 2 击挣胁f ) 2 砌 ( 1 - 4 ) 因此功率因数可以表示为： 胛：1 ；竺笔丝 ( 1 - 5 ) f 哪) 2 d t - r 圳2 础 第一章绪论 如果假设输入电压波形为正弦，有( f ) ：s i n ( 娑f ) ，而输入电流五。( f ) 为非正弦，则通过傅里叶变换，可以将输入电流表示为： o 一 ，。( f ) = ，。s i n ( 等m + ) ( 1 - 6 ) + 其中厶为各次谐波的幅值，为各次谐波与输入正弦电压之间的相位差。 利用三角函数的正交特性，将( 1 - 6 ) 式代入( 1 3 ) 和( 1 - 5 ) 两式，可以计算出 有功功率和功率因数为： l i l c o s ( a 1 ) ( 1 7 ) 胛= 了c o s ( ) ( 1 _ 8 ) j 善。 洲m 的第一，厨一；删。n ， 它表示了基波电流有效值( 一次谐波电流有效值一1 1 ) 在总的输入电流有效值 4 2 ( 击j 喜l 2 ) 中所占的比例；右边第二项c 。s ( 口- ) 称为位移因数( d i s p l a c e m e m f a c t o r ) 。功率因数是畸变因数和位移因数的乘积，很显然，当输入电流与输入电 压是同颂同相的丁f 弦油时有p f = 1 1 1 2 功率因数与谐波的关系 在前面已经谈到，非正弦的输入电流可以通过傅里叶变换而分解为一系列的 谐波，其中基波电流( 一次谐波电流) 是与输入电压同频的正弦波，为了衡量高 次谐波对总输入电流的影响，定义总谐波畸变( t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n ，记为 t h d ) ： 这里假设了输入电流中不含零次项，即不含常数项，有：r l ( ，) d t = o 3 电子科技大学博士论文 t h d ：壹盗驾婆皇鎏坌量竺篁至塾笪 ( 1 9 ) 基波电流的有效值 由( 1 - 6 ) 式可以计算出： 册：丝垫堡竺竺 扛ms m c 等1 ) ) 2 加 = 1 l2 ( 1 - 1 0 ) 如果基波电流与输入电压之间的相位差为零，即有= 0 ，由( 1 - 8 ) 式可得： p f = 1 4 1 + t h d 2 ( 1 - 1 i ) 这便是功率因数与总谐波畸变之间的关系，当t h d 5 时，功率因数可以 控制在o 9 9 9 左右。必需注意的是，上式的关系仅当输入电压为正弦波，且输入 电流的基波与输入电压之间相位差为零时才成立。对于更为普遍的情况，功率因 数应该由( 1 - 5 ) 式来直接计算得到，而总谐波畸变应通过频谱分析由( 1 - 1 0 ) 式计算得到。 1 1 3 高次电流谐波含量 高次电流谐波含量用于描述每一个多次谐波( 二次谐波及更高次的谐波) 电 流对基波( 一次谐波) 电流的影响。n 次谐波含量的定义为： 输入电流中月次谐波的有效值 。1 输入电流基波的有效值 = i 呢 ( 1 1 2 ) 在通常情况下，电路系统中输入电压和输入电流之间存在有一定的关联关 系，高次电流谐波中奇数次谐波的含量和影响大于偶数次谐波，其中一般又以三 次谐波含量最大；偶数次谐波中一般只有二次谐波较大。因此，在描述一个电路 系统的输入电流中的高次电流谐波含量时，可以只选取2 、3 、5 、7 次谐波来计 算其含量来描述高次电流谐波含量的影响。 在本文的实验测试中，在测量和描述一个电路系统的输入特性和本身所产生 的谐波污染时，就是选取计算功率因数( p 尸) 、总谐波畸变( t h d ) 和2 、3 、5 、 第一章绪论 7 次电流谐波含量等几个参数来进行。以下是一个计算实例：图1 2 ( a ) 是一用 电设各的一组输入电压电流的波形图，图1 2 ( b ) 是其输入电流的高次谐波频谱 图，表1 - 1 例出了其功率因数、总谐波畸变和高次电流谐波含量的具体测试数据。 在本文第二、第三和第四章的实验中，对于p f 、t h d 和高次电流谐波含量 进行测试的方法，在本章的1 8 小节中进行具体介绍。 2 m s d i v ( )( b ) 图1 - 2( a ) 输入电压电流波形( b ) 输入电流谐波频谱图 j p ft h d2 次谐波含量3 次谐波含量5 次谐波含量7 次谐波含量l 【0 9 8 8 7 l o 6 2 0 1 6 8 ，5 6 5 0 3 0 2 8 l _ 表1 - 1 功率因数、总谐波畸变和高次谐波含量示例 n 次谐波相对值限定m a ( r m s ) w 绝对值限定a ( r m s ) 33 42 3 0 51 91 1 4 71 oo 7 7 90 50 4 0 1 10 3 50 3 3 1 30 2 9 6o 2 1 1 5 ，则有：7 。“寺乙2 卢，此时的输入电流平均值 二l ， 近似地正比于输入电压，因此输出电压圪。与输入电压的比值越大，则输入 电流的畸变程度越小。总体来说，当b o o s t 变换器采用d c m 模式下的恒频控制 方案时，输入电流的总谐波畸变( t h d ) 可以控制在1 0 以内f 5 ，3 8 。 2 、变频控制 为了解决恒频控制方案下b o o s t 变换器的以上缺点，得到理论上为1 的功率 因数，进一步发展出了变频控制法。从( 1 1 6 ) 式中可以看到，b o o s t 变换器的 电感放电时间z 匆并不恒定，而是与输入电压的变化相关的。如果能够在保证功 率开关管的开启时间7 k 恒定的前提下，调整功率管的关断时间( t t o ) ，使之 始终和电感的放电时间z 匆一致，即有：r = 7 矗+ t o g , 则由( 1 - 1 8 ) 式可得平均 输入电流为； 一 1 矿 ，。= 寺半乙 ( 1 2 0 ) 二l 此时电源输入的平均电流与输入电压成正比，因此可以得到理论为1 的功率 因数，这就是变频控制的基本原理。在这种控制方案下，功率管的开启时间7 矗 始终保持恒定，但开关周期必须随输入电压变化而变化，电感始终处于临界导电 模式( c r i t i c a lc o n d u c t i o nm o d e ) ，因此这种控制方法又叫做恒导通时间控制法或 f 临界导电控制法。 ( a ) 开关管控 制波形 。f f ( b ) 图l - ll ( a ) b o o s t 型p f c 电路变频控制方案原理图 ( b ) 半个工频周期内开关管控制波形、电感电流波形示意图 9 电子科技大学博士论文 图1 1 l ( a ) 是一种实现上述变频控制方案的电路原理图，例如集成p f c 控 制器l 6 5 6 2 1 6 1 1 ，m c 3 4 2 6 2 1 6 2 就是采用这种控制原理。其中误差放大器将输出 电压的反馈信号和基准信号相比较放大，产生的输出信号和输入电压检测信号共 同输入模拟乘法器，使模拟乘法器产生一个和输入电压同频同相的半e 弦波输出 信号。当功率管开启时，电阻r 对电感电流进行检测，当电感电流达到模拟乘 法器的输出时，电流比较检测器输出一控制脉冲，触发r s 逻辑控制部分使功率 管关断，电感开始放电，这样就能保证电感电流的峰值包络线是与输入电压同频 同相的半正弦波。当电感放电时，用电感l 的副边输出对电感电流是否过零进行 检测，在电感放电刚一完毕时，r s 逻辑控制部分立刻使功率管重新导通。图1 1 1 ( b ) 是在半个工频周期内，功率开关管的逻辑控制波形和电感电流波形的示意 图。整体电路采用了电压- 电流的双环反馈控制，实际电路的实现比前面介绍的 恒频控制法复杂的多。利用变频控制法实现的b o o s t 型p f c 电路，可以得到接近 1 的功率因数和小于5 的t h d 6 1 ，6 2 1 。 另外，变频控制法的实现还有其它的许多方法：在文献 3 91 中提出了一种等 面积控制方法，它首先实现一个和输入电压正比的参考电流信号，然后通过控制 实际电流在一个开关周期中的时间积分面积与电流参考信号的时间积分面积相 等，实现了输入平均电流与参考电流的零误差；文献【4 0 】中提出了一种对三相单 开关电路的控制波形占空比进行优化的调制方法。可以实现系统对输出电压的快 速调节，并减小输入电流中与电网频率相关的纹波；文献 4 l 】在p w m 调制中通 过注入二次谐波，以降低输入电流中的三次谐波含量，可以使t h d 从1 0 下降 到5 ；本文作者提出了一种用电容积分电压值来模拟表示电感电流值的方法， 可以大幅度地简化变频控制法的实现电路，相关内容及实验结果在第三章再详细 介绍。 1 4 2c c m 控制模式 相比于d c m 控制方法，c c m 控制模式时变换电感的电流始终是连续的， 其基本特点就是电感能量的不完全传输，每一个开关周期中，转换电感都只把部 分能量转移到蓄能电容( 输出电容) 中去。c c m 模式下有直接电流控制和间接 电流控制两种方式。直接电流控制是直接选取电感瞬态电流作为反馈量和被控制 量，其优点是电流的瞬态特性好，自身具有过流保护能力，但是需要检测瞬态电 流，控制电路较为复杂；间接电流控制是通过控制整流桥输入端电压来间接实现 第一章绪论 对电流的控制，其优点是结构简单，开关机理清晰。在c c m 模式下，直接电流 控制是应用最多的方式，它也是发展的主流，适用于对系统性能指标要求较高的 大功率场合，因此本文只对直接电流控制法进行介绍。 传统的直接电流控制都需要将输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，以 此作为电流控制的参考信号( 基准电流环信号) ，根据电流控制方式的不同，典 型的有峰值电流控制( p e a kc u r r e n tc o n t r o l ，p c c ) 、滞环电流控带l j ( h y s t e r e t i c c u r r e n tc o n t r o l ，h c c ) 和平均电流控$ i ( a v e r a g ec u r r e n t c o n t r o l ，a c c ) - 一- - 种方法。 1 、峰值电流控制 a p f c 中峰值电流控制法是从d c d c 变换器中峰值电流控制原理演变而来 的，只是电流控制的参考信号( 基准电流环信号) 是正弦而不是直流。图1 1 2 ( a ) 是传统的峰值电流控制法的实现方案。其中功率管的开关周期恒定不变， 为r 。输入电压信号和输出电压的反馈信号相乘，形成一个与输入电压同频同相 的电流控制参考信号( 基准电流环信号) 。功率管导通，电感l 充电时，电感电 流的检测信号和基准电流环信号相比较，当电感电流上升到基准信号值时，触发 逻辑控制部分使功率管关断，电感开始放电，当一个开关周期丁结束时功率管 重新导通。图1 1 2 ( b ) 是在半个工频周期内，功率开关管的控制波形和电感电 流波形的示意图。 黼控二门一n 1n 广1j 卜，十，十，+ ，- 卜，十，- 卅 ( a ) ( b ) 图l 1 2 ( a ) b o o s t 型p f c 电路p c c 方案原理图 ( b ) 半个工频周期内开关管控制波形、电感电流波形示意图 另外，当电感电流的峰值按工频变化，从零变化到最大值时，控制波形的占 空比逐渐由大到小，在半个工频周期内，占空比有时大于0 5 ，有时小于o 5 。当 占空比大于0 5 时，外部的微扰可以被放大，导致系统电流不收敛，此时会产生 次谐波振荡( s u b - h a r m o n i co s c i l l a t i o n ) ，为了防止这种情况的出现，电路中必须 增加一个斜率补偿( s l o p ec o m p e n s a t i o n ) 函数，或称斜坡( r a m p ) 补偿，以使 电子科技大学博士论文 占空比在大范围内变化时，电路能稳定工作【2 ，3 。 峰值电流控制法来实现b o o s t 型p f c 电路时的最主要问题是：被控制量是电 感电流的峰值，因此并不能保证电感电流( 即输入电流) 平均值和输入电压完全 成正比，并且在一定条件下会有相当大的误差，以至无法满足t h d 很小的要求。 另外，峰值电流对噪声也很敏感。因此在p f c 电路中，这种控制方法已经逐渐 趋于淘汰。 2 、滞环电流控制 图1 - 1 3 ( a ) 、( b ) 是滞环电流控制法实现b o o s t 型p f c 电路的原理图和在 半个工频周期内，功率开关管的控制波形和电感电流波形的示意图。和峰值电流 控制法不同的是，被控制量是电感电流的变化范围。输入电压信号和输出电压的 反馈信号相乘，形成两个大小不同的与输入电压同频同相的电流控制参考信号 上限基准电流环信号和下限基准电流环信号当功率管导通，电感充电 时，电感电流的检测信号和上限基准电流环信号相比较，当电感电流上升到上限 基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管关断，电感开始放电；当电感电流下 降到下限基准信号值时，触发逻辑控制部分使功率管导通，电感重新充电。 开关管控 制波形。f f ( a ) ( b ) 图1 1 3 ( a ) b o o s t 型p f c 电路h c c 方案原理图 ( b ) 半个工频周期内开关管控制波形、电感电流波形示意图 在这种控制方式下，可以证明，功率管的开启时间是恒定的，而关断时间是 变化的，因此功率管的开关周期是变化的，其形式和前面介绍的d c m 模式下的 变频控制法很相似( 具体推导见第四章) 。可以说，d c m 模式下的变频控制法是 这种滞环电流控制法的一个特例，即下限基准电流环信号始终为零时的情况。在 实际电路中，两个基准电流环也可以是等距的，但这会在一定程度上造成电流的 畸变，影响功率因数的提高。 第一章绪论 滞环电流控制法对b o o s t 型p f c 电路而言是一种较为简单的控制方式，由于 控制中没有外加的调制信号，电流的反馈和调制集于一身，因而可以获得很宽的 电流频带宽度，电流动态响应快，具有内在的电流限制能力。它的主要缺点是： 负载对开关频率影响很大，因此设计滤波器时，要按最低开关频率考虑；滞环宽 度对开关频率和系统性能影响很大，需要合理选取；当输入电源电压近零时，两 个基准信号的差值很小，由于比较器精度及延迟等因素，容易引起过零点电流死 区问题，这一般需要对电路加以补偿来解决。 传统的滞环电流控制法的缺点促使研究者寻求改进的方法 4 3 4 4 ，主要思想 是力图克服滞环电流控制法中开关频率变化这一缺点：文献 4 3 】中通过改变滞环 宽度的方法来降低最高开关频率；也有文献介绍通过锁相环来改变滞环宽度的方 法以实现恒频控制。这些改进的方法虽然提高了系统性能指标，但也增加了控制 电路或软件的复杂程度。本文作者提出了- - o e 用平均电感电流自身来实现基准电 流环信号，结合恒导通时间控制技术实现p f c 的控制方法，可以消除控制电路 中的模拟乘法器，简化滞环电流控制的电路，相关内容及实验结果在第四章中详 细介绍。 3 、平均电流控制 平均电流控制，又称三角载波控制，其控制方法的基本数学理论是正弦脉冲 宽度调制( s i n u s o i d a lp u l s ew i d t hm o d i f i c a t i o n ，s p w m ) 【l 】。这种控制方法中反 馈量是输入电流，被控制量是输入电流的平均值，其工作原理和电路在1 2 2 节 中已经简单介绍过，在此不再详述。 平均电流控制中被控制量是输入电流的平均值，因此t h d 和e m i 都很小， 同时平均电流对噪声不敏感，并且开关频率是固定的，适用于大功率的场合，是 目前p f c 中应用最多的一种控制方式。 预测瞬态电流控制( p r e d i c t i v et r a n s i e n tc u r r e n tc o n t r o l ，p t c c ) 【4 2 】法是针 对数字控制提出的一种控制策略，它通过检测一个开关周期内电感平均电流值和 输入电压值，并利用电感电流和电压之间的数学关系，预测并控制下一个周期中 的开关管占空比，实现平均输入电流跟踪输入电压。这种基于数字控制技术的 p f c 电路，本质上是平均电流控制。 4 、其它p f c 控制法简介 在前面对各种p f c 电路和控制方法的介绍中可以看到，多数情况下电路中 电子科技大学博士论文 都需要一个模拟乘法器，这增加了电路的复杂性和成本，同时乘法器的非线性失 真也会增加输入电流的谐波含量，因此，不带乘法器的简化p f c 控制成为一个 研究热点 2 1 2 6 】，例如d m a k s i m o v i c 等人在1 9 9 6 年提出的非线性载波控制 ( n o n l i n e a r c a r r i e rc o n t r o l ，n l c c ) 技术 2 3 ，2 4 1 ，并报道了利用这一控制技术 制备的b o o s t 型p f c 电路达到0 9 9 5 的功率因数；另如j g e g n e r 等人提出的线 性峰值电流控制模式( l i n e a r p e a kc u r r e n tm o d e c o n t r o l ，l p c m c ) 【2 5 等，这些 控制方法利用c c m 模式下输入电压和电感电流的准静态工作特性来简化整个控 制电路，所以又称为准静态控制方法。 1 9 9 9 年，j r 旬a g o p a l a n 等人提出了一种通用平均电流控制技术 2 6 1 ，它基 于p w m 调制，可以通用于b o o s t 、b u c k - b o o s t 、z e t a 、s e p i c 和d u k 等多种变换 器，并且取消了传统控制方法中的模拟乘法器和输入电压检测，是一种很有前途 的控制方式，也是最新控制策略的一个代表。同时，文献【2 6 】中还指出了非线性 载波控制、线性峰值电流控制实际上是该控制方法的特例。实际上，大多数基于 准静态控制方法的电路都可以用这一通用平均电流控制技术来实现。 调制三 角波形 i i j iiiii i i i i ilii li _ i 1_iiill lil il li 蕊广l 删唧 图1 1 4( a ) 通用平均电流控制法实现的一种b o o s t 型p f c 电路 ( b ) 开关管控制波形调制产生的原理 儿 平均输 入电流 信号 图l - 1 4 是利用通用平均电流控制技术实现b o o s t 型p f c 电路的一种方法， 它消除了传统的平均电流控制法中所需要的模拟乘法器和输入电压检测环路，整 体电路结构显得十分简单。首先，如图1 1 4 ( a ) ，输出电压，的反馈信号通过 误差放大，直接输入三角波发生器。这一电路的关键点在于输出电压的反馈信号 所调制的是三角波的高度，如图1 1 4 ( b ) ，当输出电压增高时，降低三角波 的高度，而当输出电压降低时，增加三角波的高度。在整个工作过程中， 三角波的频率则是恒定不变的。高频的电感电流( 输入电流) 信号在采样后，通 过一个p i ( 比例一积分) 器，被平均化处理，得到的平均输入电流信号，然后 这一平均输入电流信号和三角波信号共同输入个比较器，相互比较后产生功率 第一章绪论 开关管的控制波形。可以证明，在这种控制方式f ，当电路稳定工作时，平均输 入电流正比于输入电压，电路可以实现p f c 功能。 这一电路原理首先是在线性峰值电流控制模式 2 5 w 提出，然后归纳为通用 平均电流控制技术 2 6 的一个特例。在文献 2 5 中，p i ( 比例一积分) 功能由一 只普通的r c 低通滤波器实现，而在文献 2 6 1 中则是由两路交替工作的积分一保 持电路来实现，尽管电路结构各异，但是数学本质相同。 在文献 2 7 】中，z y a n g 等人还提出了利用检测续流二极管上的电流来代替传 统的电感电流检测，实现p f c 的b o o s t 型电路及结构，并报道了达0 9 9 9 的功率 因数。这一方法在本质上是通用平均电流技术的一种衍生。 另外，针对一些特殊的拓扑结构，也可以利用这些拓扑结构本身特性来构成 所需要的p f c 变换 5 3 6 0 ，例如针对半桥驱动输出，可以利用半桥输出极的低 端管来构成一个工作在d c m 模式下的b o o s t 变换器，实现p f c 1 1 ，但是这种结 构不能得到理论上为1 的功率因数，同时不能对输出电珏用反馈来单独进行调 节，因此输出直流母线上有可能出现较大的电压应力：也有用半桥输出极来构成 电压型、电流型或混合型电荷泵以实现p f c 的报道 5 3 6 0 。 有关这些技术，本文不做详细分析和介绍。 1 4 3a p f c 技术的小结和展望 尽管d c m 控制法简单，并且功率管实现了零电流的软开启( z e r oc u r r e n t s w i t c h ，z c s ) ，但是输入电流的峰值远高于输入电流的平均值，因此器件需要承 受较大的开关应力，同时输入、输出电流的纹波大，对滤波电路要求较高，这些 都限制了其功率应用范围，通常d c m 控制下的p