（电机与电器专业论文）转子采用变流输出的绕线型变极异步电动机研究.pdf

华中科技大学硕士学位论文 a b s t r a c t t h i sp a p e rp r e s e n t san e wt e c h n i q u eo fp o l e - c h a n g i n gw o u n d r o t o ra s y n c h r o n o u s m a c h i n ef o rs p e e da d j u s t i n g an e w s y s t e mi ss t u d i e da n da n a l y z e dw h i l eb r i d g er e c t i f i e r s a r eu s e df o rp o l e - c h a n g i n gw o u n d - r o t o rt oc o n v e r tt h ec u r r e n tf r o ma ct od ca n dr h e o s t a t s a r ec o n n e c t e di ns e r i e si no r d e rt oa d j u s ts p e e d t h eg e n e r a lr e g u l a t i o no ft h ec o n n e c t i n g m e t h o d so fr o t o rw i n d i n g si ss t u d i e da n da n a l y z e d am a t h e m a t i c a lm o d e li ss e tu pf o r c o m p u t i n g a n ds i m u l a t i n g ，s o m ei m p o r t a n te q u a t i o n sa r ed e d u c e d ，w h i l eas a m p l em a c h i n e i sp r o d u c e df o r t e s t i n g f o r g e n e r a lp o l e c h a n g i n gm o t o r ，i f u s es q u i r r e lc a g ei nr o t o r , w ec a n ta d j u s ts p e e db y e x t e r n a lr h e o s t a t s i fw o u n d - r o t o ru s e d ，s o m e t i m e s ，w ec a na d j u s t s p e e d i no n e p o l e n u m b e rb ye x t e r n a lr h e o s t a t s b u tc a n ti na n o t h e ro n e a n d ，s o m e t i n l e s ，w ec a na d j u s t s p e e di nb o t ht w op o l e n u m b e r sb ye x t e r n a lr h e o s t a t sb u t al o to f s l i p - r i n g sa n dc o m p l e x s w i t c h e sn e e d e d w h e nb r i d g er e c t i f i e r sa r eu s e dt oc o n v e r tt h ec u r r e n tf r o ma ct od c f o r w o u n d r o t o r , i t ss p e e dc a nb ea d j u s t e di nb i gr a n g ej u s tl i k eag e n e r mp o l e - c h a n g i n g m o t o r a n dt h es p e e dc a nb ea d j u s t e dp r e c i s e l yj u s tl i k ea l lo r d i n a r yw o u n d - r o t o rm o t o r , a n d i tc a r l s h i f tf r o mo n en u m b e ro f p o l e s t oa n o t h e rs m o o t h l yw i me x t e r n a lr h e o s t a t si ns e r i e si nb o t h t w op o l e n u m b e r s a n d ，u s u a l l y , t h ew i n d i n gc o e f f i c i e n to fr o t o r , t h ep e r f o r m a n c ea n d a p p l i c a b i l i t yo f t h em o t o rw i l lb ei m p r o v e d ，t o o t h en e ws p e e d a d j u s t i n gt e c h n i q u es t u d i e db yt h i sp a p e rh a v eal o to fa d v a n t a g e s ， s u c ha sh i g h e re f f i c i e n c yf o rt h em o t o r , w i d e rr a n g ea n dm o r ep r e c i s e l yf o rs p e e da d j u s t i n g ， s i m p l e n e s so f m e c h a n i s ms t r u c t u r e ，e r e k e yw o r d s ：a s y n c h r o n o u sm a c h i n ep o l e c h a n g i n g w o u n d - r o t o ra c t od c i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的 研究成果。尽我所知，除文中已经标明引用的内容外，本论文不包含任何其他个 人或集体已经发表或撰写过的研究成果。对本文的研究做出贡献的个人和集体， 均己在文中以明确方式标明。本人完全意识到本声明的法律结果由本人承担。 学位论文作者签名：磁苏 目期：如。昨中月2 ，日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规定，即：学校有 权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和 借阅。本人授权华中科技大学可以将本学位论文的全部或部分内容编入有关数掘 库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，在年解密后适用本授权书。 本论文属于 不保密刚 ( 请在以上方框内打4 ) 学位论文作者签名：柱悔歆 r 期：五。中年十月以日 指导教师签名：艺孕呷陡 日期：口p 年护歹月i z 日 华中科技大学硕士学位论文 1 绪论 随着国民经济的快速发展，对能源的需求日益扩大，能源供需矛盾日益突出，节 能降耗成为各行业普遍关注的问题。截止2 0 0 2 年，我国电动机总装机容量达4 5 亿 k w ，约消耗全国6 5 发电量。近二十年来，我国政府一直致力于推广电动机调速节 能技术，各行各业都在一定程度上采用了电动机调速。在目前4 5 亿k w 的电机负载 中，约有5 0 是负载变动的，其中的3 0 可以通过电机调速解决其负载变动问题，因 此仅就目前的市场容量考虑，约有6 7 0 0 万k w 的调速电机市场，这其中有很大比例 可用本文所研究的新型变极电动机实现。 1 1 异步电动机变极调速的研究与发展状况 1 1 1 交流绕组变极理论与方法的发展 对变极电机而言，在定子或转子上装两套或多套极对数不同的绕组，每种极对数 用其中一套，就构成所谓的双绕组或多绕组变极。如果只装一套绕组丽用改变绕组 连接法来获得两种或多种极对数，则构成所谓单绕组变极。与单绕组变极比较，双绕 组变极每套绕组单独设计，可按常用的6 0 。相带连接，接线简单，跨接线少，容易消 除或减少谐波；但由于每次只用一套绕组，与单绕组变极相比，电机用铜量大大增加， 通常只在特殊情况下使用，具有实际意义的是单绕组变极法。 在实现单绕组变极时，如果不改变各槽的相属，雨仅在每相内部改变所属线圈的 连接方法，以改变部分线圈中的电流方向，便称为反向法变极。如果变极时打破原来 的相属界限，把各线圈重新组合、重新分相，则称为换向法变极【“1 。 反向法变极的特点是电机的出线数较少。对定子而言，在大多数情况下，可以做 到出线只有六根，从而简化变极开关的设计；对转予而言，则只需六根出线，不过需 要六个滑环。但反向法变极往往难以做到变前极和变后极都有较高的分布系数；换向 法变极的特点是可以做到两种极数都有较高的分布系数，但通常电机出线较多，接线 复杂。通常力求采用反向法变极，特殊情况下才采用换向法变极；或者寻找换向法变 极中的特例情况，达到既出线简单，绕组特性又比较好的效果。 变极异步电动机的转子大多数采用鼠笼式，因其转子绕组的极数能自动随定二f 极 数而改变，无须采取改变接线的措旋，但在有些应用场合，比如在建筑和冶金工业所 需的宽速比变速电动机，往往由于起动转矩太小而不能满足要求，使得绕线型异步电 华中科技大学硕士学位论文 动机转子绕组的变极问题成为当前研究较多的一个方向。 1 1 2 绕线型异步电动机变极理论与应用的发展状况 近年来异步电动机绕线型转子的单绕组变极研究主要包括能同时改善电机的绕 组分布系数、起动性能和运行性能的绕组方案【5 】，使变极电机在不同极对数间平稳切 换( 切换时电流、机械冲击小) 的新方法，以及一些新的结合大范围的变极调速和绕 线型电机串电阻精确调速的优点的绕组设计方法、绕线型转子变极时可以自适应多种 极对数而无需开关换接等u j 。 近几年来，国内的电机制造厂家均进行了大量的研制工作，目前这种电动机的转 子绕组比较成熟的有两种结构型式，一种是采用多滑环( 通常为6 个) ，转子绕组为单 绕组倍极比调速绕组，或两套独立绕组，这种转子绕组结构虽能有效地控制起动或变 极切换时的冲击电流，但转子绕组至少需要6 根引出线经滑环接至控制设备，必须要 加装3 个滑环，这样不仅改变了原有的转子结构，而且过多的引出线也会使变极换接 装置过于复杂。 另种足采用3 滑环转子结构，这种结构型式通常设计成：一种极数下为绕线转子 特性，可串入外接电阻【6 1 ：另一种极数下为笼型转子绕组特性，绕组处于自动短路状 念，外串电阻不起作用。这种转子结构虽然简单，但当转子为笼型转子特性时，变极 切换冲击达5 - 6 倍的额定电流，而起动转矩或变极切换转矩却很小，不能满足工程实 际对电机的性能要求。 还有一种比较新颖的方法是在两种极数下的其中一种利用“无感绕组”构成复合 线圈1 7 - 8 j ，在一种极数内部可产生环流，既不需要在转予绕组电路中另外再串入电阻， 也不需要采用高电阻率的导电材料，而同样有增大转子电阻的效果。这时转子本身呈 现高阻抗，电动机能有高起动转矩及低起动电流；另一种极数下的性能则设计成和普通 绕线型电动机一样，在转子绕组电路可串入外接阻抗，这样转子只需3 个滑环，且两 种极数下都可以具有较高的阻抗，无论是在高速直接起动还是在低速直接起动，或是 低速向高速直接切换运行等工况下，冲击电流均会较小。 除此之外，还有利用所谓“共轭绕组”，构成只用一套绕组三个滑环就可以在多 种极数下都能串电阻调速的，但通常这种方法只适用与转子槽数较少的情况，在槽数 较多时通常绕组系数都很低，导致电机转子漏抗和转子铜耗增大，电机过载能力降低， 性能变差。 本文研究和分析了一种新颖的转子采用整流输出的绕线型变极异步电动机串电 阻调速的新方法f 9 j 。 2 华中科技大学硕士学位论文 1 2 转子采用整流输出的新型绕线型变极异步电动机 转子采用整流输出的绕线型变极异步电动机，是在普通绕线型变极异步电动机的 转子上增加了三相整流装置，把转子绕组中感应的交流电流整流为直流再通过滑环引 出的新型电机。 与普通变极调速电动机相比，引入转子整流后，在基本保持一般绕线型异步电机 机械结构不变的基础上，两种极对数下均可串电阻调速，可同时实现变极电动机的大 范囤调速和不同极数之间的平稳切换，同时又在小范围内保持绕线型电机调速精准的 优点。而且，引入转子整流后，在保持转子滑环数为3 不变的基础上，通过适当的绕 组方案与整流方案的配合可以大大增加可使用的转子绕组变极方案，一般情况下还会 提高转子的绕组系数，进一步改善电机的性能和适用范围。 本文所研究的新型电机兼顾了运行效率高、调速范围大、调速精确以及机械结构 简单等多方面的优点。 1 3 本文完成的主要工作 本文提出了一种新颖的转子采用整流输出的绕线型变极异步电动机串电阻调速方 法，进行了详细的分析与研究，给出了一台双速电动机的设计方案，制造了样机。指标 如f ：绕线型异步，4 8 极，3 7 3 7 k w , 转子绕组感应电流在经三相整流后通过滑环引出， 在两种极数下均能以类似于转子串电阻的形式进行转速微调或改善起动性能和减小 极对数切换时的电气和机械冲击。 本文的主要工作有以下几点： 1 ) 转子绕组设计方法：由于是绕线型转子，必须使得转子绕组在有整流环节的条 件f 可以自适应两种极对数，且两种极对数下绕组系数都要比较高。本文重点研究了 转子绕组设计方法。 2 ) 数学模型：在转子绕组有整流环节的情况下，建立了电机折算到转子侧的数学 模型，进行了相关的公式推导。 3 ) 性能分析：进行了转予侧的换流分析，进行了机械特性、额定转矩的计算， 进行了电机模型的仿真分析。 4 ) 样机及试验：试制了样机，进行了相关的样机试验。 华中科技大学硕士学位论文 2 基本原理和方案设计的一般方法 我们知道绕线型异步电机转子回路外串电阻的能耗调速方法 1 0 q 2 。这种调速方法 是利用改变转子外串电阻的大小，从而改变消耗在转子回路电阻中的转差功率来改变 转差率，达到调速的目的。随着调速范围的扩大，这种调速系统的效率成比例地下降。 因此这种转子串电阻以消耗转差功率的调速系统只适用于小功率电机和对调速范围 要求不宽的场合。 但如果把转子串电阻调速和变极调速有机结合起来，就有可能在调速性能、调速 范围、效率这三者之间取得新的平衡。 如果再进一步，把转子串电阻调速更改为在转子整流后的直流环节串电阻调速， 则可以实现转子整流后串电阻调速与变极调速的有机结合。达到结构简单、调速方便、 效率较高的良好结果。其示意图如2 1 所示： 图2 - 1把变极和转子整流输出结合起来的绕线型感应电动机示意图 2 1 绕线型变极异步电动机概述 异步电动机转子绕组中的电势、电流是由定子磁势产生于气隙中的磁场所感应产 生的，因此这种绕组的变极具有以下特点【l 】： 1 ) 转子绕组自行短路或通过起动电阻后短路，因此相数可以任意选择。为达到 变极的目的可以采用两相绕组、三相绕组、五相绕组、七相绕组，以及由多相绕组构 成的复多相绕组。 2 ) 任何多相绕组，只要所包含的各相绕组按对称条件在空间上对基波磁场互差 4 华中科技大学硕士学位论文 一定角度( m 2 2 时9 0 。，n - i = 3 时1 2 0 。，m = 5 时7 2 。，m = 7 时( 3 6 0 7 ) 。) ，并且各绕组的 结构和参数( 电阻、漏抗) 一样，则由气隙基波磁场感应产生于各相的电流也在时问 相位上互差相应角度，因此自动构成一个对称多相电流系统，而产生基波极对数的圆 形旋转磁场。 3 ) 上述圆形旋转磁场的转向总是与感应产生转子电流的气隙磁场的转向相同， 因此转子各相的a 、b 、c 等标号并不影响转子磁势的转向，也即转子a 、b 、c 等各 相的空间相序不影响转子磁势的转向，因此可不予考虑。 4 ) 在复多相绕组中，在两套多相绕组都符合对称条件并有相同结构和参数的情 况卜- ，如果两套绕组在空间相位上对基波磁场相差某一数值的电角度，则由气隙基波 磁场感应产生的两套绕组中的电流也必定在时间相位上相差同一数值的电角度 1 。“】。 这时，由于空间和时间上的相位差恰好相互补偿，使得两套绕组产生的两个基波圆形 旋转磁场在空间上同相位，因此可以直接相加而得到整个转子绕组产生的基波磁势。 由于存在上述特点，转子绕组的变极方法是多种多样的，可以做到只需较少滑环 而实现多种极数的单绕组变极，在绪论中已述及，绕线型异步电机中，转子变极实用 的方法有如下几种： 1 ) 转子采用反向法变极，用六个滑环引出转子电流，两种极数都可串电阻滑 坏多： 2 ) 转子采用反向法变极，用三个滑环引出转子电流，一种极数串电阻，一种极 数转子自短路，不可调节； 3 ) 转子采用无感绕组，用三个滑环引出转子电流，一种极数串电阻，另一种极 数下，转子内存在环流，等效电阻大，但不可调节； 4 ) 转子采用共轭绕组，一种绕组通用于两种极对数，都可串电阻，但，要么绕 组系数低，要么可用的转子槽数过少，适用范围较小。 在巧妙应用整流环节基础上，更可以进一步实现以较少滑环实现多种极数的变极 并且每种极数都可以串电阻起动和调速，至于相数的取法，m 相对称的情况下可以任 意选取。但在我们对转子输出电流进行整流的情况下，考虑到三相在整流中的优越性， 一般只取m = 3 的三相绕组。 2 2 采用交一直流变换的绕线型转子绕组变极一般方法 我们知道，在转子选用三相时，用对称轴线法能实现任一极对数比的反向法变极 而获得对两种极对数都是三相对称的变极方案，此时a 相绕组分为a 1 、a 2 ，b 相分 华中科技大学硕士学位论文 j , 1 b 1 、b i ，c 相分为c i 、c 2 ，在变极前后接成y y y y ，需要6 个滑环引出电流如 图2 - 2 ，此时两种极对数下均可以串电阻调速。 图2 - 2 转子反向法变极通用接法( y y y ) 但如果加上转子整流环节，仅需三个滑环即可。分析如下： 假设a 、b 、c 三相绕组按照对称轴线法分别被分割成了a 1 、a 2 、b i 、b 2 、c l 、 c 2 六段，当然，a 1 、b 1 、c l 仍然构成对称三相绕组，a 、b g 、c 1 也仍然是对称三 相绕组，并且，在其中一种极对数下，a 1 与a 、b 1 与b 2 、c i 与c 2 感应电势分别 是同相位的，而在另一种极对数下，a l 与a 2 、b l 与b 2 、c 1 与c i 感应电势分别是 反相位的。的此前提条件下，参看图2 3 ： 图2 - 3 转子反向法变极三滑环接法 基于三相整流的特点 1 5 4 9 ，不管a l 、b 1 、c 1 与a 2 、b 2 、c 2 这两组三相对称系 华中科技大学硕士学位论文 统是同相位还是反相位，整流之后的电流相位总是相同的、同样的相位也总是相 同的，因此电机可按照图2 3 接线，只用三个滑环，在两种极对数下均可以串电阻调 速。 如果更进一步，获得的对称方案中a 1 与a 2 、b 1 与b 2 、c 1 与c 2 包含的槽号数 分别相等，相带宽度也相同，则在图2 3 中整流后的电流与f 2 将是同相位、同大小 的，此时还可把两组输出串联或并联之后再通过滑环引出，只需两个滑环，如图2 - 4 和图2 5 ，当然，在相同的负载和转速的情况下，图2 5 中的r 应该是图2 - 4 中的r 的4 倍。 图2 4 转子反向法变极两滑环并联输出接法 图2 - 5 转子反向法变极两滑环串联输出接法 此时若把滑环数增加到三个，则： 7 华中科技大学硕士学位论文 1 ) 至少可以有另外一组完全相同的绕组布置，增加的转子槽分别安排在原先 槽距的正中，槽数增加一倍，接法完全相同，输出时两套绕组公共一个端子，共 需三个滑环，绕组系数与增加槽数前完全相同。此时整流模块数需要增加一倍， 如图2 - 6 。 图2 - 6 转子槽数增加一倍的一种连接法 2 ) 一般情况下，转子绕组a 1 、b 1 、c l 和a 2 、b 2 、c 2 还可以继续分成的相 带更小的四个独立的对称三相系统a 1 1 、b 1 1 、c 1 1 和a 1 2 、b 1 2 、c 1 2 以及a 2 1 、 b 2 1 、c 2 1 和a 2 2 、b 2 2 、c 2 2 。其中a 1 1 、b 1 1 、c 1 1 和a 2 l 、1 3 2 1 、c 2 1 要么同相 位，要么反相位，a 2 1 、b 2 1 、c 2 1 和a 2 2 、b 2 2 、c 2 2 要么同相位，要么反相位； 而1 1 、b 1 1 、c 1 1 和a 1 2 、b 1 2 、c 1 2 相差个电角度，a 2 1 、b 2 1 、c 2 l 和a 2 2 、 b 2 2 、c 2 2 相差个相同的电角度，此时可以把a 1 1 、b 1 1 、c 1 l 和a 1 2 、b 1 2 、c 1 2 以及a 2 1 、b 2 1 、c 2 1 和a 2 2 、b 2 2 、c 2 2 这两块分别按照图2 - 4 或2 5 连接，共需 四个滑环引出，考虑到这两部分在转子内部并无电的联系，可以共用一个端子，故 只须三个滑环即可，如图2 7 ，与图2 - 4 和2 - 5 相比，转子绕组系数更高。此时整 流模块数需要增加一倍。 8 华中科技大学硕士学位论文 图2 7 转子绕组利用率更高的一种连接法 。 9 华中科技大学硕士学位论文 3 数学模型的建立与分析 在第2 章，我们介绍过，对于绕线型异步电动机，把转子串电阻调速和变极调速 有机结合，并且对转子进行交直流变换的示意图为图2 1 。在进行换流分析时，我们 假定电机是处于其中某一极对数下运行，把转子绕组等效为一组三相对称的y 接绕 绀，进行三相桥式整流，外串一个调速电阻。所有本章涉及到的参数都是指当前极对 数下的相关参数，为了分析方便，我们可以把图2 1 改画为等效的图3 1 2 0 - 2 2 ： 置 图3 - 1转子整流输出的绕线型感应电动机示意图 五l 绕线型异步电机通过气隙传送到转子的电磁功率只= t 。i n 。，应等于转子输出的 机械功率已。与转差功率只之和2 5 1 。转差功率就是在转子回路总的电阻功率损耗。 绕线型异步电机通过气隙从定子传送到转子的电磁功率只( = t q ) 应等于输 出的机械功率p 卅。( = t ，n 。) 与转差功率只之和。转差功率只在转子串电阻调速时就 是转子回路总的的电阻功率损耗，即 只= 瓦堕= z 旦+ 只( 3 1 ) 所以：生：堕一鲁 ( 3 2 ) m 口 n d j e 1 0 华中科技大学硕士学位论文 当定子电源角频率q 以及负载转矩一定时，转差功率只增大，机械转速竺下降。 订p 3 1 转子采用变流输出的绕线型变极异步电动机数学模型 图3 。2 ( a ) 是绕线型异步电机折算到转子侧的单相等效电路 2 3 , 2 5 ，其中折算到转子 绕组的定子电压和阻抗分别用s u l 、s q 、s x l 、s z 表示，s 是转差率。将励磁支路与 电源支路合并，合并后的等效电源的电势和等效内阻抗为： s ( i + 矗)s 毛 ( b ) 图3 - 2 绕线型异步电机一相等效电路 兰坚：监：里 s 乏+ s z 。 k 堕：望：堕 s z ；，+ 躅k 式中，修正系数k ：1 + ，z l ：_ + + j x l ，z ：+ 豇： z 。 4 ” ( 3 3 ) 如果电机堵转时转子绕组开路相电势有效值为岛。，则由等效电路图3 - 2 ( a ) f i - , 年冒： l l 华中科技大学硕士学位论文 鼢是夺叁2 等 p 。， z 。 如果忽略励磁支路中的铁耗电阻和定子电阻，则修正系数世可近似取为实常 数c ：kz 1 + 土= c 。 ， 因此可用图3 - 2 ( b ) 所示的异步电机等效电路来分析图3 1 中三相不控整流电路的 换流过程。 图3 - 2 ( b ) 表明：异步电机可以用一个等效的静止三相电源来代替，这个三相电源 的相电势为s e 2 0 ，每相支路内阻抗为z ： k s 警+ - r + 扭 f 3 一s a ) 其中，等效电阻r = s 丢+ 疋；等效电抗为x = s ( 吾+ z ：) = s l ( x ；十c 砭) = 瓯，耳为 电机的等效短路阻抗。 t ：去x 。( 3 - 5 b ) + x 2t 2 石。t 耿阻批：= 妻= sr 1 + r 2 ：去r l r s+ 上詈：r i + i r ：b5s s c ， 耿阻抗比：二：l ：+ 土生： + ，( 3 c 1 x s x kc x kx k j1 其中：r l = _ r l ，r 2 = 皇( 3 - 5 d ) l坼xk 等效电源电势舾：= s u i * s 等( 3 - 5 e ) 用等效的电势源艇。及内阻抗z = ，+ 豇代替绕线型异步电机后，图3 - 1 的调速系统 可用图3 - 3 所示的等效交流电路代替 2 6 , 2 7 1 。 以下的分析和计算以及第4 章的相关推导过程部分地借鉴了文献 2 0 ，2 1 的分析 华中科技大学硕士学位论文 l 各吨兰0 直 3j【5 l l 、_ v 、匕卜 _ 量巩 巳 ； 弋了一，= y c 一1 o 圭 j【矗j【2 t l 图3 - 3 转子整流输出的变极绕线型感应电动机交流等效电路 图3 3 中异步电机的等效相电势e o 、e b 、q 的有效值为艇；。，等效电势的频率为 s q = 唑，e ( t ) 、e h ( t ) 、e c ( t ) 互差1 2 0 。 图3 3 左侧的三相不控整流电路与普通三相交流不控整流电路的区别在于： i ) 等效的交流电源电压吒、e b 、巳的幅值和频率都是转差率s 的函数，电机转 速改变时，e 。、气、e 。的幅值和频率都随之改变。 2 ) 交流电源的等效内阻抗z = r + j x t 睫转差率s 的函数，因而转子换流电路阻抗 也随转速的不同而变化。 3 2 转子整流器换流过程及换流方程式 在以下各节的讨论中，电流、电压、功率和转矩等均以标么值表示。取电流、电 压、功率和转矩等各量标么值的基准值为： 电流：i 口；4 6 e 2 0 ( 3 - 6 a ) 唧 电压：u 日：3 4 6 e 2 0 ( 3 - 6 b ) 华中科技大学硕士学位论文 功率：匕( 3 - 6 c ) 其中q ，是电动机旋转磁场的机械角速度，q 。= ( o i ，q 为定予电源角频率。 n p 所取的基准电压u 。就是相电压有效值为e ( 电机堵转时的转子相电压开路有效 值) 的桥式整流器的空载整流电压平均值。 1 5 , 2 0 ， u 。= 三疵。 绕线型异步电机转子电路中未引入整流装置时，电机转子三相电流为互差1 2 0 的 正弦波，这时其转矩一速度特性关系式比较简单。引入整流装置以后，转子电流不再 是；f 弦波。如果既不考虑电机的等效电阻r 也不考虑电机的等效漏抗x ( r = x = 0 1 ，且 认为转子方直流侧电流为恒定值l ( 便于后边分析推导) ，则转子相电流为宽1 2 0 的 方波；如果考虑茁的存在而忽略r ( x o ，r = 0 ) ，那么由于各相漏感储能而引起的换 流重叠将使各相电流波形不再是宽度为1 2 0 的标准方波，导通时电流从零逐渐上升至 ，关断时从l 逐渐下降至零。如果同时考虑x 和r 对换流过程的影响，换流过程更 为复杂，其分析和计算也更为困难。前面讨论等效电路的阻抗时已经指出，r 、x 都是 转差率s 的函数，即都是电机转速的函数，而阻抗比为r 。= 三= 丢+ 吉妻，高速 时s 较小，因而r s 比较大，特别是中、小容量电机的定、转子阻抗比i 、二l 较大2 3 ，2 ”， x ix 更使得r s 具有较大的数值而不能忽略不计。由于电机的转矩一速度特性是由转子电 流所决定的，转子电流的计算越精确，电机的转矩一速度特性的计算也越精确。因此， 计及r 、x 对换流过程的影响来分析、求解转予电流是十分必要的。 在以下的研究中，为了简化分析，假定： 鳖啦 一玎 i i 生q 华中科技大学硕士学位论文 1 ) 换流过程中直流电流i d 恒定不变， 2 ) 转t - z , g 电势是幅值为2 艟矗，相位互差1 2 0 的正弦波，频率为s c o j 。 3 ) 不考虑整流元件的管压降u 。 e c t ) 一 冬 i i 么a 踟： 幽3 - 4 转子三相电势波形 在图3 - 4 2 0 1 中画出了转子侧三相不可控整流的等效交流电势巳( t ) 、e b ( t ) 、e c ( t ) ， 口 7 l h j 坐标原点取在a 、c 两相j _ f 电势相等的瞬间。于是三相电势瞬时值为： e ( t ) = s 2 e 2 0s i n ( s c q t + 3 0 。) ( r ) = s 、 2 e 2 。s i n ( s o q t 一9 0 。)( 3 - 7 ) 丘( f ) = s _ 、 2 e z os i n ( s c o t t + 1 5 0 。) 其中s 是转子电势频率。 如果转子电路等效电阻、电抗为零，那么三相不可控整流桥在任何时候都只有两 个元件导电，即三个相绕组中瞬时电位最高和瞬时电位最低的两相绕组导电，各相换 流的起始点是各相电位相等的自然换流点( 图3 - 4 中各电势曲线的交点) ，电流厶从一 个绕组转换到另一个绕组、从一个整流元件转换到另一个整流元件的换流过程瞬时完 成。因此，这种情况下，无论负载电流多大，换流起始角烈口定义为换流起始点相对 于自然换流点的焦度) 固定为零：换流重叠角( 定义为电流厶从一个绕组转换到另 一个绕组的换流时间角度，在时间角度内两相绕组短路换流) 也恒为零。 考虑r 、x 对换流过程的影响以后，各相间换流的起始点不再固定在自然换流点， 即a 0 ，换流过程也不可能瞬时完成，即换流重叠角o 。a 和卢都是负载电流i a , 1 1 华中科技大学硕士学位论文 换流电路参数r 、x 的函数。对于某一给定的阻抗参数r 、工，换流起始角口、重叠角“ 与，的关系如图3 - 5 所示【2 。1 。 其中口为负值时表示换流超前于自然换流点，口为正值表示换流滞后于自然换流 点。根据负载电流厶及对应的换流起始角硼换流重叠角卢的大小，可以把系统的工 作状态划分为三个工作区： 第一工作区：o l 1 。，当l 从0 增大到l 。时，口从0 提前( 前移) 到最大 1 负值一d ，从0 增大到6 0 ，在 周期( 6 0 ) 的时间内，三个元件同时导电的时间 0 为，两个元件同时导电的时间为6 0 一。 一_ 7 以爻， 、l 一i l q ， 、， 图3 - 5 、口、与厶的函数关系 第二工作区：，m l ，d ：，当l 从厶，。增大到l 2 。时，口从最大负值一d 。推 迟( 后移) 到。，保持6 0 不变，在吉周期( 6 0 ) 的时间内，全部都是三个元件 ( 或者浇三相绕组) 同时导电，共阳( 阴) 极的某两个元件换流一结束，共阴( 阳) 极的另两个元件立即开始换流。 第三工作区：，d 2 。l 玉j m ，当d 从l - d 2 m 增大到j 时，口从口2 。变化到a 3 。， 华中科技大学硕士学位论文 ，“从6 0 增大到1 2 0 。在周期( 6 0 ：) 的时间内，四个元件同时导电的时问角度为 0 口6 0 ，三个元件同时导电的时间角度为1 2 0 一2 。四个元件同时导电，即共阳极和 共阴极两组整流元件同时换流时，整流器输出端被短路，整流电压瞬时值为0 。当l 增 大到，。时达到1 2 0 ，就不再存在三个元件同时导电状态，这时整流器输出平均整 流电压u 。= o ，相当于运行的任何瞬间转子三相绕组都经三相接流桥在输出端直接短 路。 下面将对三个工作区的换流过程进行详细分析 2 0 - 2 2 。 3 2 1 第一工作区换流过程分析 在t o ，c 、b 两相导电时，由于电阻压降也0 ，将使图3 - 3 中c 点电位 “。= p 。一r i 。，而a 点电位由于f 。= 0 而等于p 。，不考虑整流元件的压降时，图3 - 3 中 p 点的电位蹦，为：甜，一u c e c r i d 而“一= e a ，因元件1 在“一“，时开始导电，故 a ，c 两相实际换流的起始点发生在= e a = “。= = g 。一心的瞬间，即起始导电的条 件是： p 。8 。一，l( 3 - 8 ) r = o 时，上式变为p 。p 。，即a 、c 两相换流发生在自然换流点仁o 对，即a = o 。 r o 时，只要b 。一e 。sr i 。，a 、c 两相就能开始换流，这时换流起始点将在自然 换流点之前，a 0 。在该瞬间( f ，i 。，o 这是因为虽然换流时间相同( “= 6 0 。) ，但起始点推迟以 后，换流回路的换流电势吒一巳= 变大， 的时间内转换更大的电流。 因而提供的换流能力变强了，能够在同样 p 图3 7 换流电路之 如果电流增大到由式3 - 1 9 所表示的元件1 承受电压变为正值，那么即使4 、6 元件换流尚未结束，元件1 也立即导通，1 、5 之间的换流立即开始。这一状况就对应 着第二工作区的末点，在这一临界点，由式3 1 9 可得：委( 峨一e c ) = o ，也即：l = 旦。 若令这时的电流为，换流起始角为0 1 ：。，由式3 - 7 和图3 - 4 可知此时e c 为： p 。= s - f 2 e 2 0s i n ( 1 5 0 。+ o 【2 。) = s 2 岛os i n ( 3 0 。一a 2 ，) ，由此得到第二工作区末点负载电流 标幺值，。为： b ：o ：兰差兰：万1 ，1 。o 一丽11y,-y, 111 1 州，) ( 3 珈，b 2 “一l 盎- 一2 万二渤( 3 0 。_ 2 忑i 5 x k s x t 第二工作区电流f 2 可由式3 - 1 2 令f l = 6 0 。，把a 1 换成吐2 而求得： 华中科技大学硕士学位论文 2 去志陋越咿6 0 0 刊+ s 砸灿：x x r b z ， 令：k2 i 。南心瑙产 1 + 。一；r 1 + 群 2” 则：1 2 = ks i n ( a 2 + 6 0 。一妒) + k 2s i n ( o 一口2 ) 令：a 2 = a 2 m ，则： 1 2 。= k is i n ( a 2 。+ 6 0 。一妒) + k 2s i n ( o q 。) 由式3 2 0 、3 2 4 消去1 2 。可得到： 增( 3 。一2 砸互2 v s 丽r ；丽+ , j 3 i r , ( 瓦, f s - 蕊r , ) k 式中：k ：。一塾 利用三角公式：t g x = 1 一q 3 t g ( 3 0 一x 1 3 + t g ( 3 0 。一曲 由式3 2 5 得到 ( 3 2 2 ) r 3 - 2 3 ) ( 3 - 2 4 ) r 3 2 5 ) 咄1 击，等案等等羔铲 b z s ， 在第一、第- - 5 2 作区，整流电压的平均值可求得如下 假定图3 - 4 和图3 - 6 中，a 、c 两相在s t = d 时开始换流，换流重叠角为，换流 期间a 、c 两相短路，整流电压蝴( f ) 为 u d ( t ) = “一“日 | 田：b t 2 = e b + r l a i c = i d i a r i a - - l 鲁一p 哮 ；( e a - e c ) 巩+ 哮一j 1 r l ( 3 2 7 ) 华中科技大学硕士学位论文 从而：吃= l ( e a + e c ) 十圭( 巳训= j 1 ( 吒吲饥+ 哮一三吃 ”旷肾哮= 三1 ( 巳一圭峨 啪) = 叱飞= i 1 ( ”巳) 一去，一心 一吾( + 喝) 将式3 - 7 中的巳( f ) 代入上式，有： 姒r ) _ 量s 如0 c o s 酗f 一主峨( 3 - 2 8 ) 换流结束后，即在戗+ “s m ，t s + 6 0 。时期里，只有a 、b 两相导通，整流电压为： “d o ) = 一“日= e a 一j 一( + j ) = e a e b 一2 r b( 3 - 2 9 ) 将式3 - 7 甲晌e a u ) 、u ) 代八上式，宿： 妁( f ) = 拓瓯。s i n ( s i n i ，+ 罢) 一2 峨 所以吉周期内整流电压平均值为： = ；p ( ；s 扼即。s 砜气3 蜊( 刚+ f f 6 s e 2 0s i n ( s t + 3 ) 圳。p ( 刚 故得到： 仉= 言届c 。s 兰c 。s ( 叶争2 柙一杀) 厶( 3 - 3 0 a ) = 丌3 垢s e z 。竺掣砌( 1 一l 取电压的基准值u 。：墨堕t 及电流的基准值i 。：亟， 形式为： 肚瓷= sc o s a + c o s ( c t + 1 ) u 2上3 砜( ，一，l e 4 7 c 。j 或：u = s 竺掣一詈兀( 躅圳( 1 一， r 3 - s o b ) 得到式3 3 0 的标幺值 r 3 - 3 l a ) r 3 3 l b ) 华中科技大学硕士学位论文 牛s 竺鼍等业一；z ( s r j + r z ) ( 1 一， s 孚c o s ( a z + 3 0 ) 一三( 龃+ 训： ( 3 - 3 2 ) r 3 - 3 3 ) 3 2 3 第三工作区换流过程分析 同样可以对第三工作区的换流情况进行分析计算，由于我们所讨论的电机基本上 小会工作在第三工作区，加上篇幅的原因，这里不再展开。可以求得第三工作区相关 表达式为： 厶2 了象8 i n ( 3 旷叫，) ( 3 - 3 4 ) 厶：；j百as inol-bsin02(3-35) 屯一万万丽鬲r 一 其中：a = i - 去e 一；r ；b ：p n r ( 1 一去e 一；母) ( 3 - 3 6 ) 岛= 吼3 + p 3 + 3 0 。一( p ；岛= 3 3 0 。一( p( 3 3 7 ) ；( 爿+ b ) - c o s 妒 4 s i n ( 鸬+ 3 0 。一妒) + 占s i n ( 3 0 | 。+ o ) 1 t g c t 3 = 丧一 ( 3 - 3 8 ) 兰 ( 4 + b ) + c o s 妒 爿c o s ( 地+ 3 0 。一妒) 一b c o s ( 3 0 。+ 妒) 其中：妒= 辔。孚= t g - 1 为换流阻抗角： ( 3 3 9 ) 整流电压平均值的标幺值为： u 3 = s 三【c o s ( q 一3 盯) + c 。s ( + 坞十3 盯) 一z ( 瓯+ 岛) ( 1 一薏 厶( 3 - 4 0 ) 以上分析和推导了三个工作区整流电压u 、负载电流i 与换流起始角a 以及整流 重叠角的关系。这些关系式中都含有一个重要的参变量r s 。r 是异步电机转子整流 系统中电机绕组等效的阻抗比，它不仅与电机本身的阻抗参数有关，而且更重要的是 与运行时的转差率s 有关。小容量电机的i 、垒较大容量电机要大，电机高速运行 坼x k 时( s 比较小) 等效阻抗比r s 随之增大。 华中科技大学硕士学位论文 进一步分析可知，电机容量不是很大，或调速系统运行在高速时冠数值比较大， 完全忽略月。对换流过程的影响将使整流电压、负载电流的计算造成较大的误差。r 。对 换流过程具有较大的影响，这是共存于转子有三相不控整流的调速系统换流过程的一 大特点。 式3 1 6 的口。和式3 2 6 的口：。都只是r ：( 或阻抗角妒) 的单变量函数，详细的分 析指出，函数关系口。= f ( r 。) ，口：。= f ( r ，) 在实际的系统中的r 变化范围内非常近似 十一条直线 2 0 】，因而可以用一个线性函数代替公式3 1 6 和3 2 6 ，这就使得考虑兄的 影响后的换流特性分析得到简化，由于篇幅原因，不再赘述。 华中科技大学硕士学位论文 4 工作特性的分析与研究 4 1 电磁转矩计算 在图3 - 1 所示的系统中，定子通过气隙传递到转子的电磁功率只等于转子输出的 机械功率己。与转差功率只之和： 只= 只。+ b 如果电磁转矩为i ，旋转磁场的同步电气角速度为0 9 1 ，转子电气角速度为啡，则 只= i q 二 胛口 己。：t q 土 ” 只= 只叱矿瓦( q 一时去 瓦土( 1 一旦) ：配， n 。吐】i 其中，s 1 o ) r 而系统中的转差功率只等于转子电路损耗与直流输出功率之和( 消耗在直流环节 的调速电阻上) ，即： 只：皿：观q 土：厶+ 3 眩哇 疗p 式中，：，为电机转子相电流有效值，若转子电流瞬时值为f 2 ( f ) ，则 历丽 定义系统中交、直流电流变换系数f 为 f 秀= 去r ( 警归( 脚) ( 4 - 1 ) ( 4 2 ) 2 6 华中科技大学硕士学位论文 则由4 - 1 、4 _ 2 可得t 。备只2 击( l + 2 v , 2 d