（微电子学与固体电子学专业论文）一种采用affc补偿方式的新型ldo系统.pdf

摘要 摘要 近年来，随着手机、p d a 、笔记本电脑等移动电子设备的迅速发展，对于 低压降线性稳压器( l d o ) 的需求也越来越大。本文正是针对于高效l d o 这一 领域的研究。在电源系统中，l d o 一般被用来提供稳定低噪声的供电，因此良 好的频率特性对于l d o 的设计很重要。 本文提出的采用( 有源频率补偿，a c t i v ef e e d b a c kf r e q u e n c yc o m p e n s a t i o n ) a f f c 补偿方式的新型l d o 系统很好的解决了这一问题。在介绍了l d o 的特性 和参数基础上，本文分析了传统l d o 补偿方式和几种新型l d o 补偿方式，之 后提出了一种无外接电容的新型l d o 系统，系统由电压基准和采用a f f c 补偿 的l d o 组成。在本文所采用的电压基准中使用了一种全新的去简并工作点电路， 在不损失基准精度和功耗的同时避免了基准电路进入亚稳态的问题。而本文中 所提出的l d o 结构由于采用了新型的a f f c 补偿方式，保证了其高稳定性和良 好的频响特性。电路结构采用0 5 i - t mc m o s 工艺库设计，最终的仿真结果证明 了其良好的时域响应特性和频率特性。 关键词：低电压线性稳压器，有源频率补偿，简并工作态 a b s t r a c t ab s t r a c t t h er e s e a r c hf o c u s e so nt h er e a l i z a t i o no fh i 曲e f f i c i e n tl o wd r o p o u tr e g u l a t o r ( l d o ) n o w a d a y s t h ed e m a n df o rl d oi si n c r e a s i n gb e c a u s eo ft h eg r o w i n gd e m a n d f o rp o r t a b l ee l e c t r o n i c s ，i e ，c e l l u l a rp h o n e s ，p d a s ，l a p t o p s ，e t c i np o w e rs u p p l y s y s t e m s ，i ti su s u a l l yu s e dt oo b t a i nas t a b l ea n dl o w - n o i s es u p p l yv o l t a g e t h e r e f o r e ah i g hp e r f o r m a n c eo ff r e q u e n c yr e s p o n s ei sp r e f e r r e di nl d oa p p l i c a t i o n s i nt h i s p a p e ran o v e lc a p - f r e el d os y s t e mw i t hab a n d g a p r e f e r e n c ea n da l la c t i v ef e e d b a c k f r e q u e n c y c o m p e n s a t i o n ( a f f c ) a m p l i f i e r i s p r e s e n t e d ，a f t e ri n t r o d u c i n g t h e c h a r a c t e r i s t i c so fl d oa n dd i s c u s s i n go ft h ec l a s s i c a lf r e q u e n c yc o m p e n s a t i o n m e t h o do fl d oa n ds e v e r a ln e wf r e q u e n c yc o m p e n s a t i o ns c h e m e sf o rl d o t h e b a n d g a pp r e s e n t e di nt h ep a p e ru s e san e w s t r u c t u r et oe l i m i n a t et h ed e g e n e r a t e d o p e r a t i o np o i n to ft h ec i r c u i tw i t h o u tt h et r a d eo f fo fp o w e ra n dt h ea c c u r a c yo ft h e r e f e r e n c e b ya d o p t i n ga f f c ，t h ep r o p o s e dl d o w h i c hi si n d e p e n d e n to fa no f f - c h i p c a p a c i t o r ，p r o v i d e sh i g hc l o s e d l o o ps t a b i l i t y t h es t r u c t u r eo fl d o i sd e s i g n e di n 0 5 p mc m o sp r o c e s s t h e s i m u l a t i o nr e s u l tr e v e a l si t sg o o dp e r f o r m a n c ei n t r a n s i t i o nr e s p o n s ea n dh i g hs t a b i l i t y k e yw o r d s ：l d o ，a c t i v ef e e d b a c kf r e q u e n c yc o m p e n s a t i o n ，c a p 。f r e e - d e g e n e r a t e do p e r a t i o np o i n t i i 南开大学学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的学位论文，是本人在导师指导下，进行 研究工作所取得的成果。除文中已经注明引用的内容外j 本学位论文 的研究成果不包含任何他人创作的、已公开发表或者没有公开发表的 作品的内容。对本论文所涉及的研究工作做出贡献的其他个人和集 体，均已在文中以明确方式标明。本学位论文原创性声明的法律责任 由本人承担。 学位论文作者签名： 年月 日 南开大学学位论文使用授权书 根据南开大学关于研究生学位论文收藏和利用管理办法，我校的博士、硕士学位获 得者均须向南开大学提交本人的学位论文纸质本及相应电子版。 本人完全了解南开大学有关研究生学位论文收藏和利用的管理规定。南开大学拥有在 著作权法规定范围内的学位论文使用权，即：( 1 ) 学位获得者必须按规定提交学位论文( 包 括纸质印刷本及电子版) ，学校可以采用影印、缩印或其他复制手段保存研究生学位论文， 并编入南开大学博硕士学位论文全文数据库；( 2 ) 为教学和科研目的，学校可以将公开 的学位论文作为资料在图书馆等场所提供校内师生阅读，在校园网上提供论文目录检索、文 摘以及论文全文浏览、下载等免费信息服务；( 3 ) 根据教育部有关规定，南开大学向教育部 指定单位提交公开的学位论文；( 4 ) 学位论文作者授权学校向中国科技信息研究所和中国学 术期刊( 光盘) 电子出版社提交规定范围的学位论文及其电子版并收入相应学位论文数据库， 通过其相关网站对外进行信息服务。同时本人保留在其他媒体发表论文的权利。 非公开学位论文，保密期限内不向外提交和提供服务，解密后提交和服务同公开论文。 论文电子版提交至校图书馆网站：h t t p ：2 0 2 1 1 3 2 0 1 6 1 ：8 0 0 1 i n d e x h t m 。 本人承诺：本人的学位论文是在南开大学学习期间创作完成的作品，并已通过论文答辩； 提交的学位论文电子版与纸质本论文的内容一致，如因不同造成不良后果由本人自负。 本人同意遵守上述规定。本授权书签署一式两份，由研究生院和图书馆留存。 作者暨授权人签字： 2 0年 月 日 南开大学研究生学位论文作者信息 论文题目 姓名学号答辩日期年月日 论文类别博士口学历硕士口硕士专业学位口高校教师口同等学力硕士口 院，系，所专业 联系电话 e m a f l 通信地址( 邮编) ： 备注：是否批准为非公开论文 注：本授权书适用我校授予的所有博士、硕士的学位论文。由作者填写( 一式两份) 签字后交校图书 馆，非公开学位论文须附南开大学研究生申请非公开学位论文审批表。 第一章绪论 第一章绪论 本章简要介绍了当今电源类i c 的情况以及发展趋势，指出了l d o 类电源产 品的优势和前景，进一步对l d o 结构、参数进行了详细的介绍。 第一节前言 近十年来随着i t 产业的不断发展，电子、计算机、通信等技术走向融合的 趋势越来越明显。而随着人们生活节奏的加快人们对便携类电子产品的需求越来 越高。这也就导致了近年来例如p d a 、智能手机、移动音频视频、数码相机等 的电子消费类产品的迅速发展和普及。这些产品的最大特点就是功能的集成化， 体积的小型化，以及使用的便携化。往往以前需要多个芯片或者在电路板级才能 实现的功能，现今只用一块芯片。而随着：笛片功能的多样化，其所包含的模块越 来越多，系统越来越复杂，芯片的功耗也在成倍的增加；同时由于便携产品的特 殊性其电源往往由电池来实现，而且还希望使用的时间越长越好。这些都对芯片 的电源管理系统提出了极高的要求，即需要一个电源效率高，电压稳定的电源解 决方案。 l d o 恰好满足了上述的要求。相对于现在其他一些电源系统结构，它能够 以较小的功耗损失，提供稳定低噪声的供电。同时结构比较简单、精度高、面积 小、成本低。如果配合d c d c 系统，其能够达到很高的效率。这使其成为了现 在集成电路电源方面的一个重要的研究方向。而对于l d o 系统来说，高性能指 标、简化的外围电路、高集成度也成为其重要发展趋势【l 】。 为了满足各种不同的应用需求以及达到更高的性能各种新型的l d o 被不断 提出。与此同时随着嵌入式系统的不断发展，对l d o 稳定性方面的研究，尤其 是c a p f r e el d o 方面的研究更是成为这一方向的热点。 本文所提出的l d o 正是采用c a p f r e e 的形式，同时在此结构的基础上采用 a f f c ( a c t i v ef e e d b a c kf r e q u e n c y c o m p e n s a t i o n ) 方式对电路进行补偿，使其的稳 定性的得到保证。 1 2 1 ic 电源系统的介绍 第二节l d o 简介 第一章绪论 随着电子技术的飞速发展，电源技术也得到了很大的发展，它从过去的不太 复杂的电子电路变为今日的具有较强功能的功能模块。电压稳定的方式，也由传 统的线性稳定发展到今天的非线性稳定，电源电路越来越复杂；同时由于性能直 接影响着整个系统的精度、稳定性和可靠性，电源系统在整体电路设计中占据的 地位越来越重要。电源技术正从过去依附于其他电子设备的状态，逐渐演变成为 一个独立学科分支1 2 j 。 电源管理电路根据结构可分为以下几类【3 】： ( 1 ) 功率因数校正( p f c ) 预调器：这类电路提供具有功率因数校正功能的电 源输入电路。 ( 2 ) a c d c 离线变换器：a c d c 离线变换器内含低电压控制电路及高电压开 关晶体管。 ( 3 ) d c d c 变换器：通过脉冲宽度脉冲频率调制( p 咖f m ) 控制电路， 驱动外部开关对负载电容、电感充放电来提供稳定电平。按外部器件可分为电容 型电感型；按输出电压可分为升压型、降压型、和升降压型； ( 4 ) 线性稳压器( l d r ) ：通过反馈控制功率管的电流来达到输出电压的稳 定线性稳压器包括正向和负向稳压器，以及低压降线性稳压器( l d o ) 。其中l d o 正是本文所设计的电路结构。 ( 5 ) 电池充电管理i c ：包括控制电池充放电、对充放电电流电压进行检测 和保护及电量显示、以及可与上位机进行电池数据通讯等复杂功能的“智能 电 池i c 。 在上述电源管理类电路中l d o 以其高效率、低功耗、易集成的特点在模拟 集成电路系统中得到广泛应用。据统计，1 9 9 9 年电源i c 产品大幅增长到3 5 亿 美元，2 0 0 4 年突破了7 5 亿美元大关，电源及电源管理i c 的某些应用市场预计 将在未来6 年内以1 6 1 9 的速度增长 4 1 。而目前在所有这些电源i c 中，线性 稳压器i c 的销售额最大，其中l d o 类电源i c 又是增长最多、最快的产品。 1 2 2i _ d r 分类 按调整管连接方式的不同，l d r 可分为串联稳压型和并联稳压型。其中并 联稳压电源的调整元件与负载并联，通过并联元件等效电阻的变化来保持输出 电压不变，这类集成稳压电源较少；相对的串联稳压型电源通过调整串联等效 电阻( 功率调整管) 来保证输出电压稳定。 在串联稳压电源中，根据调整管结构的不同，又可分为【5 】： ( 1 ) 采用n p n 达林顿管的标准线性稳压电源 ( 2 ) 采用p m o s p n p 管的低压降( l d o ) 线性稳压电源 2 第一章绪论 ( 3 ) 采用n m o s n p n 管的准l d o 线性稳压电源 其连接关系如图1 1 所示，虚线框内的单元为驱动调整管所必须的器件。 n p nd u l t n 蛐 p nnmos聊呼pmos 图1 1l d r 调整管类型 对于这几种调整管在相同电源电压和尺寸下，驱动电流能力方面，b i p o l a r 型强于m o s 型；静态功耗方面，m o s 型的更低；在一般情况下三极管的电流增 益较低( 例如2 0 m a ) 所以控制它的放大器需要一定的电流驱动能力，同时由于 基极电流的流向不同：p n p 型流向输出，而n p n 型从输出流入运放成为了静态 功耗，所以前者比后者具有更小的静态功耗；在速度方面，纵向p n p n p n m o s 横向p n p ；在电源压降方面，p m o s ( 一删) 最小，通常在0 1 v o 2 v ，最小可 以达到几十个m v ，p n p ( k 删) 次之，有一个固定2 0 0 m v 的压降。而达林顿 n p n ，n p n ，n m o s 型调整管上的压降包括一个一船f k d f 以及至少一个 咯，通常在0 8 - 1 4 v 之间。 上述l d r 调整管的特性对比见表1 1 ： 表1 1l d r 调整管特点 叠装 d a r l i n g t o n n p n p n pn m o sp m o s f i g u r p 1 0m a x h i g hh i 曲h i g h m e d i u mm e d i u m i q u i e s c e n t m e d i u mm e d i u m l a r g e l o w l o w v d r o p o u t v s a t + 2 v b ev s a t + v b ev e cs a t v s a t + v g s v s ds a t s p e e d f a s tf a s ts l o w m e d i u mm e d i u m 而按其静态耗电流来分分类1 ，l d r 可分为： ( 1 ) o m n i p o w e rl d r ，静态电流在1 0 01 1a - - l m a 之间，性能最好，适用于 ；嗍i。 第一章绪论 使用a c d c 固定电源的所有电子产品； ( 2 ) m i c r o p o w e rl d r ，静态电流在1 0ua 1 0 0ua 之间，具有极低的自有 噪音和较高的电源纹波抑制比( p s r r ) ，性能功率比最优。此结构通常还有使 其在动态和静态间切换的使能控制信号； ( 3 ) n a n o p o w e rl d r ，的静态电流小于1 0ua ，通常只有1ua ，具有极低 的静态电流，精确电压输出。 1 2 3l d o 系统特点h 川 相比于其他类型电源l d o 具有以下一些特点，l d o 电源i c 具有以下特点： ( 1 ) 超低压降，目前1 5 0 m a 的l d o 芯片( 如s a 5 7 0 0 0 ) 在负载电流5 0 m a 时压差仅为5 5 m v ，转换效率高； ( 2 ) 低功耗，像m a x l 7 2 5 这类l d o 稳压电源i c ，能在2 ua 的超低电源 电流下保证正常工作，在以电池作为电源的系统中应用能延长电池的使用寿命； ( 3 ) 超低噪声，目前新一代l d o 电源芯片的噪声一般在5 0uv r m r t h z 以 下； ( 4 ) 采用小型和超小型封装，如3 脚s o t 2 2 3 ，5 脚s o t 2 3 ，8 脚s c 7 0 j w ； ( 5 ) 小输出电容和无输出电容，输出电流为5 0 m a l m a 的l d o 稳压电源 芯片，大多可使用luf 小容量电容，同时可采用小型陶瓷电容或微型多层陶瓷 电容； ( 6 ) 多功能化，目前，把过温保护、过流保护等多种功能都集成到l d o 稳 压电源芯片内部； ( 7 ) 外围元件最少，仅需一两个电容，有些l d o 器件甚至不需要输出电容， 因此使p c b 版尺寸大大缩小，节约了空间，也降低了成本。 1 2 4l d o 系统结构 如图1 2 所不，经典的l d o 系统由以f = 部分构成： ( 1 ) 功率调整管铀，类型为p 型m o s 管，其电压增益为岛； ( 2 ) 增益为a v e 的误差放大器； ( 3 ) 由b l 和髟2 组成的反馈电阻网络，反馈电压为； ( 4 ) 电压为的电压基准； ( 5 ) 滤波电容c ：，其带有的串联等效电阻为r e s r ； 4 第一章绪论 分析中需要注意的一点，由于调整管的连接形式为共射共源形式，其电压 增益为负，同时加在误差放大器的负端，因此整个反馈环路在低频下为负反 馈。下面将详细介绍各个组成部分的作用。 图1 2 典型l d o 的结构图 调整管：在l d o 系统中它通常为p m o s p n p 管，主要的作用为隔离输入和 输出，并提供输出电流。其上的压降为，根据： 乞= t ( 1 1 ) 其中屹为调整管的功率，i 为输出的负载电流。 可以看出个越大l d o 消耗的额外功率越大，效率越低。 对比p n p ( 横向) 和p m o s 管可以发现p m o s 在压降、速度、和对前级驱动 的要求等方面都优于p n p 。同时，在工艺方面p m o s 调整管只需标准的c m o s 工艺即可，易于集成。 误差放大器：它通过比较输入端的反馈电压和基准电压来调整输出 电流，稳定输出电压。其输出电压为： 圪讲= 气( 一如) ( 一) 5 第一章绪论 = 以如( _ 一) = - 号 ( 1 2 ) 1 + 4 p 糯 一般情况下，彳v p 彳叩页i r _ f 2 酝 l 则1 2 式可简化为： = ( 麓+ 1 ) ( 1 3 ) ( 1 3 ) 式的精度由误差放大器的直流电压增益决定。 电压基准源：该基准源提供给误差放大器一个与电源电压和温度无关的基准 电压，一般采用带隙基准形式，由1 3 式可知它的精度决定着l d o 系统的精度。 电阻反馈网络：由于并不是所有情况下输出电压值都等于基准电压，因此需 要通过在误差放大器的输入端加入一个反馈电阻网络，来调整输出电压与基准电 压之间的比例关系，得到需要的电压。同时，流过这组电阻网络的电流厶为l d o 静态功耗的一部分，厶值为： i q = a v p 惫 4 ， 由上式可知，大的吩l 和0 2 可以减小静态输出电流，但在后面的分析中可 以看到，小的厶会影响电流输出范围( 主极点分布) ，进而影响l d o 的稳定性。 同时，此电阻的比精度影响着l d o 的精度，而电阻的比精度，受到工艺和其绝 对值的影响，因此在确定电阻的值的时候要综合多个方面考虑。 滤波电容：大信号方面，它在输出电流突变时，可防止输出电压的突然变化； 小信号方面，它使得输出极点左移，保证了l d o 的稳定性，此外，它和其上的尺脚 ( 根据电容值的种类和大小不同而不用一般在几个mq 到几十mq 之间) 共同提 一个零点，改善了l d o 的稳定性。 近年，由于一些新技术的应用，此电容所需的值越来越小。在一些输出电流 不是很大的应用中，已经把它集成在芯片内或者彻底取消，而这种形式的l d o 6 第一章绪论 1 2 5l d o 的性能指标 l d o 的性能参数包括直流特性、交流特性、瞬态特性、噪声特性这几个部 分。 1 2 5 1 直流特性 e , 差( d r o p o u tv o l t a g e ) ：当l d o 开始离开稳压状态时1 1 1 ，输入电压与输出 电压之间的最小差值即为l d o 的压差。一般去输出电压降到其输入电压9 8 时 输入电压与输出电压之间的差值即为l d o 的压差。它决定了l d o 所能达到的 最高的效率。在p m o s 作为调整管时，其变化范围大约为3 0 m v - - 一3 5 0 m v 。 静态电流：l d o 的静态电流( q ) 是指输入电流与输出电流之差，即： i q = 乇一l f ( 1 5 ) 它主要由各部分电路的偏置电流和调整管的驱动电流构成，受到调整管类 型，电路结构和温度的影响。厶是影响l d o 效率的一个重要因素。 图1 3l d o 的参数和指标 效率：l d o 的效率r 定义为输入功率与输出功率之比，即： 刁= 每= 蔬川。 6 ， 由1 6 式可知，为达到高效率，在设计中，我们应尽量减小压差和静态电流。 7 第一章绪论 线性调整率( l i n er e g u l a t i o n ) ：l d o 的线性调整率是指在直流条件下，输 出电压跟随输入电压变化的关系。它可以衡量l d o 在入电压变化时，保持固定 输出电压的能力，可以表示为： 蜘删一甏 人矿一 九1ref( 1 7 ) 叱一+ 一m r 2 其中，锄= g 小p r o 刀i i ( 墨l + 0 2 ) i i 吃，岛为由调整管控制端到输出端的 增益，吕舶、尼玎分别为调整管跨导和导通电阻。 由1 7 式可知，l d o 的线性调整率主要受基准电压线性调整率的影响，同时 提高l d o 的开环增益可以改善其负载调整率。 负载调整率( l o a dr e g u l a t i o n ) ：l d o 的负载调整率是指在直流条件下，输 出电压跟随输出电流变化的关系，用它可以衡量l d o 在负载变化时，保持固定 输出电压的能力，具体可以表示为： 砌d 懈l a t i o n - a 百l o u t = 半( 如叫一吨 ( 1 8 ) 由1 8 式可知，l d o 的负载调整率到l d o 开环增益的影响。 输出电压准度( a c c u r a c y ) ：输出电压的准度受到电源调整率，负载调整率， 基准电压失调，误差放大器的失调，反馈电阻误差，系统温度系数在内的几个方 面影响，它可以表示为： a c c u r a c y = 1 万 ( 1 9 ) 其中，万为输出电压为圪鲥时的系统误差，可表示为： 万= 丛进缝盘塑簪型盗型三丝竖1 0 0 ( 1 1 0 ) 其中a 圪加。和a 圪删为在某一输入电压( ) 和负载条件下由电源调整 和负载调整率引起的电压偏差；a v o ，脚，a v o ，一御，a v o ，尺，a 分别为电压 基准失调电压，误差放大器失调电压，电阻比精度误差，系统温度系数。在l d o 中，其准度主要受电压基准和误差放大器的温度特性，和电阻容差的影响；线性 调整率、负载调整率、增益误差和失调电压引起输出电压的变化只占其总数的 第一章绪论 2 3 。 1 2 5 2 交流特性 电源抑制比( p s r r ，p o w e rs u p p l yr e j e c t i o nr a t i o ) ：l d o 的p s r r 即其 纹波抑制比( r i p p l er e j e c t i o nr a t i o ) ，定义为在某一频率下输出电压变化引起的 输出电压的变化，单位为分贝( d b ) 1 1 2 j 。可表示为： 脚r = 2 0 igripple(m)kr i p p t e ( o u r ) ! 观叫g 苦v o 。i圳。l 、 它是衡量l d o 抗输入周期性波动干扰的重要参量，在中低频主要受l d o 闭环频率特性的影响，而在误差放大器的带宽以外主要受滤波电容的影响。一般 情况下，l d o 在1 2 0 h z 时p s r r 可达到6 0 - - - 7 0 d b 或更高。 环路增益和系统稳定性( l o o pg a i n & s t a b i l i t y ) 环路增益是反馈网络中一 个重要的参数。它是一个以频率为参量的函数。其大小和带宽决定了环路的响应 速度。具体在l d o 中，它决定时输出在受到微小扰动时，其恢复原输出的能力。 因此我可以通过增大环路增益的值和带宽来得到稳定的输出。其计算方式一般如 下，将系统网络的主输入置零，在任一点断开环路，并以此点为输入加入一个信 号，此信号沿着环路环绕回到此断点所得到的传递函数的负值即为环路增益。 图1 3 所示的l d o 的环路增益可表示为： m，=锈=-ave铋砑rf啄2一1+sclresr ( 1 1 2 ) 由1 1 2 式可知，为了得到更好的闭环特性，我们需要高增益的误差放大器。 此外，为了保证反馈环路为负反馈，一般需要r ( s ) 有6 0 。的相位裕度( p h a s e m a r g i n ，p m ) 。这一点可以通过控制由q 和r 脚所产生的左半平面 ( l e f t h a l f - p l a n el h p ) 零点的位置来抵消系统中极点所产生的负相移来满足。 但通过选择q 和尺脚以得到合适的零点位置的过程，通常要通过试错法( t r i a l a n de r r o rm e t h o d ) 来完成，效率低，可操作性差。而且，现在也没有关于如何选 择和优化滤波电容和e s r 的系统理论。 1 2 5 3l d o 的负载瞬态响应 l d o 一个重要指标是负载电流在所允许的范围内阶越变化时，输出电压变 化的最大值一m 棘。它与l d o 的响应时间( 理想情况为闭环带宽的倒数) 有关： 圪一一，笋+ z e 妒 ( 1 1 3 ) 9 第一章绪论 其中a 为转换( 电流变化) 前后串联等效电阻上的电压变化。而在 实际中不仅与系统带宽b 形，有关，还和控制调整管的转换电流和该点的负载电 容有关，即与控制调整管的运放的压摆率s r 有关；即： 每= 击+ 冬斧 ( 1 1 4 ) 其中a d 讲为控制调整管的晶体管由过调制到线性稳定之间的压差。由 1 1 4 式可知，为了得到较小的转换时间，在设计中我们应该为误差放大器( 或其 缓冲级) 选择合适的输出级形式。 转换结束，输出值将低于原值，差值为 = r 讲屹耐 ( 1 1 5 ) 其中r 甜为输出电阻，由上面分析可知，其大小等于负载调整率。输出电压 由v o 一一m 觚变为圪甜一，建立时间为乞，这个值由系统的开环响应速 度和对输出电容的充电速度决定。 以上是当负载电流变大时瞬态响应的情况。当电流变小时，分析情况类似， 不再赘述。图中由过充电压到稳定电压过渡时间较长( 厶 如) 这是因为在电 容放电时，输出节点没有低阻通路造成； 由上面分析可知，提高误差放大器的压摆率和系统的闭环带宽可以提高 l d o 的瞬态速度。 v o m g e l c u r f e n t c 矿i a ) t r a n s i e n tr e s p o n s eo z d o 图1 4l d o 的瞬态响应 1 0 第一章绪论 1 2 5 4l d o 的噪声 l d o 的噪声1 3 】：为了观测和计算l d o 的输出噪声，一般定义l d o 的输出 噪声电压为在输出电压恒定且输入电压没有纹波情况下，在给定频率范围内 ( 1 0 h z - - 1 0 0 k h z ) 的均方根输出噪声电压。另一个重要性能就是其在我们所关 注的频段内( f l - - f 2 ) 的等效输出噪声。如图1 5 所示，传统的设计中一般认为 l d o 的噪声源主要有以下几个： ( 1 ) 反馈电阻网络的噪声电压圪脚，圪尺2 贡献的噪声，其总功率为： 畦n l r l + 鲁r 曙r 2 ( 1 1 6 ) 疗 一 疗 、7 ( 2 ) 在误差放大器输入端电压基准的引入的噪声圪曰g 和误差放大器本身 的输入等效噪声圪肼，其总功率为： 吃= ( 嚏删+ 嚏粥) 斋 ( 1 t 7 ) 其中，a ( s ) = 以( s ) 如( s ) 。 丁( s ) 和彳( s ) 分别为l d o 的环路增益和运放输入端到l d o 输出端的电压增 益。在低频时，其大小等于闭环增益c 反馈因子，吉= 丧扎 n o i s e $ o l l r c e 诩c l a s s i c a ll d o 图1 5l d o 的噪声分析 l l 第一章绪论 总的输出噪声为圪d u t ： 厂2 嚏d 沂= j ：( 翰+ 阿 ( 1 1 8 ) 31 由上面分析可以看出想要减小l d o 的输出噪声有以下途径： ( 1 ) 增大放大器输入管的面积或者增大其工作电流从而减小； ( 2 ) 减小r ，l 和r 厂2 阻值从而减小； ( 3 ) 在运放输入端加入电阻电容或者反馈电阻r 厂1 两端加入电容组成滤波 网络减小高频噪声； ( 4 ) 较大的p m ，这样在单位增益带宽( g b w ) 附近就不会出现尖峰，噪 声的增益减小。 其他噪声源还有调整管的引入噪声，负载电流变化引入的噪声等，但是它们 由于没有接在运放输入端而缺乏增益，与上述噪声源相比要小得多。 1 2 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 一般来讲，在设计l d o 系统时，主要的问题就是如何使得l d o 在特性( 指 标) 较好的情况下，稳定性得到保证。即设计一个频率特性良好的l d o 系统。 为了实现这一目的通常需要在设计中使用各种补偿技术，本节将对这些补偿技术 进行详细深入的讨论。 第一节传统l d o 系统n 铂 其中r e l 4 为误差放大器的输出电阻，c e r 为调整管的输入电容。为l d o z 。加熹纛1 缸嵩吼， p 2 = 面1 石 2 2 2 1 、2 2 两式说明，名el d o 输出点存在一个极点角= 面f 五1 j 百一个 零点z 脚= 蕊1，同时在误差放大器的输出点存在一个极点：仍= 瓦i l i 。 一般情况下，a ，p 2 处在低频，例如c p r 2 l n f ，屯2 1 0 0 k ，q 。l o u ，吃2 1 0 0 q 。则崩，p 2 分别在1 6 0 h z ，1 6 k h z 。在这种情况下角，p 2 频率较低，同时 输出电容较大c 2 = l o u ，采用在误差放大器( 第一级) 和输出点( 第二级) 之间 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 同时，若要使得补偿有效，需要满足z 躲 尺脚， 这时z 脚只能用来抵消耽的作用。 图2 1 采用一级运放的l d o 频率分析 2 1 2 误差放大器采用两级运放的l d o 结构 当输入电压较低时，由于c a s c o d e 结构放大器需要较高的工作电压，这时误 差放大器不能再采用此结构，而改用可在低电压情况下工作的两级运放结构。此 时除了在采用一级运放的l d o 结构时存在的两个极点p l 、p 2 z e s r 之外 在误差放大器的第一级输出点还存在一个处在较高频率下的极点印。在这种条 件下其框图如图2 2 所示。 由于系统中存在三个极点，产生总相移达到2 7 0 。，在这种条件下就需要主 极点处在较低的频率，同时采用z e s r 来补偿次极点，只有这样单位增益带宽 ( g b w ) 才能较小，使得阢处在其以外。一般采取使输出极点为主极点，这样 z e s r 也较小可以很容易的补偿次极点。而这就要求较大的q 。此外，为了保证p 3 在g b w 以外，应满足乜 仍，其中乃为l d o 的d c 环路增益。 另外一种保证系统稳定型的方法是在保持输出极点p ，为主极点的同时，在 误差放大器第一二级之间加入米勒电容分离仍和见，使得仍为次极点，同时将 1 4 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 忍推垒高频作为第三极点。 e i t o r 图2 2 采用二级运放的l d o 频率分析 2 1 3 传统l d o 补偿方式的缺点 由上文可知，传统l d o 的频率补偿的实现主要依靠输出负载电容上的串联 等效电阻所产生的寄生零点来完成，而在使用此零点补偿时有以下几个缺点： ( 1 ) 串联等效电阻上消耗的动态功耗 = 譬 ( 2 3 ) 其中为输出电容上的瞬态电流，由2 3 式可知，r 脚越大所消耗的额外功 耗越大。而由上面分析可知，为了保证系统稳定尺脚所产生的零点要较小才好， 这就要求大的足f 啪，从而加大了系统的功耗。 ( 2 ) 负载尺，变化：在实际应用中负载电流和r ，都是在不断变化的，因此 系统中的主极点p l 也随之不断变化。当负载电流较大时r g 卅2 ，这使得2 4 式中的两 个 p 零点影响不能忽略以及分母系数三丝堡豳型不能简化为叠。 2 9 m 3 g 卅2 在此条件f ，就要便用m o d i f i e ds t a b i l i t yc r i t e r i af o rn m c a m p l i f i e r 方式来 分析l d o 的传递函数。此时引入一个系数k g = ! 堑并带入2 4 重复上述分析 。 g m 3 过程，并把两个零点推到系统的3 个极点以外( i z l ，2i 1p 2 ，3l ，气，2 为2 4 式分 母的两个零点，p 2 3 为三级运放系统的两个次级点) ，此时得到补偿电容关系以 及限制条件为： c m - = 4 丽g m l c l c 朋2 = 2 研g m 2 c l ( 2 1 6 ) g 朋3 4 9 所1 + ( 1 + 压) g 历2 - ， ( 2 1 7 ) 此时l d o 的g b w 和p m 为 一gml(1-)gbw4 = = 二星： c l c l ( 2 1 8 ) 肌= 6 0 0 + t a n _ l ( 警) + t a n - l ( 警) 由上式可知，当输出电流减小时，g m 3 减小，这使系统的g b w 和p m 减小。 为了改善这种现象，b n m c f ( b u f f e r e dn e s t e dm i l l e rc o m p e n s a t i o nw i t h f e e d f o r w a r ds t a g e ) 方式，n m c f ( n m cw i t hf e e d f o r w a r dp u s h p u l lo u t p u ts t a g e ) 1 8 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 方式，n m c f n r ( n m cw i t hf e e d f o r w a r dp u s h - p u l lo u t p u ts t a g ea n dn u l lr e s i s t o r ) 方式被提出。 由于篇幅所限，下面仅就n m c f n r 加介绍。在分析中，我们仍旧将两级误 差放大器和调整管作为一个3 级放大器来处理。其框图如图2 4 所示： f r e q u e n c ea n a o s 括o f a3s t a g ea m p l o q e r w i t hn m c f n r c o m p e n s a t i o n 、 酬 图2 4n m c f n r 补偿方式的3 级放大器频率分析 t 审 一 ，叫1l 卜 m 9 m i i -m 8 。卜_ 一 i - 虽卜锄 寸a _ ii vv i 生 i 嘉q 蚓q 1 3 i m n 蕊i =- - - q il l 乞 r q 1 s tg a i ns t a g e2 r i dg a i ns t a g e 3 r dg a i ns t a g e 图2 5n m c f n r 补偿方式的3 级放大器结构 图2 4 中g 为前向跨导级( f e e d f o r w a r d t r a n s c 。n d u c t a n c es t a g e ，f t s ) 。其 具体电路结构如图2 5 所示，m 1 m 4 组成误差运放的第一级，提供跨导g 朋l ； 1 9 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 m 5 m 8 组成第二级，提供跨导g 朋2 ：m 9 、m 1 0 组成第三级，推拉式( p u s h p u l l ) 输出，p 管跨导为g 坍3 ，n 管跨导为g 。c m l 、c 所2 为米勒补偿电容。r m 为 调零电阻( n u l l r e s i s t o r ) 用来补偿2 4 式中的两个左半平面( l h p ) 零点z 1 2 的 影响。 分析图2 4 ，并弓i a k g - g 苫优m 3 2 。以及所= 等则可得到其开环传递函数为： 4 ( s ) = 巧g m磊l gm 2磊g m3 r厕p l r p 2 r p 3 1 一缸( 巳l + 巳2 ) 如+cm2(m-1)一s2cmlcm2(gm3+gm2)rm+1 g m 3 g m 2 9 m 3 l + j c m 2 1 + k g ( m - 1 ) , i - s 2 纽 g i n 2g m 2 9 i n 3 则c 所l ，c m 2 存满足： ( 2 2 0 ) c 朋l = 4 习丽g m l c l ( 2 2 1 ) c 朋2 = 2 。习丽g m 2 c l ( 2 2 2 ) 此时g b w 为： g b 形= g m l 1 + k g ( m - 1 ) = g m 3 + g m f - g m 2 ：墨丛( 2 2 3 ) q 乙斗l 三 l 朋1 当如= ( g 坍3 + 勖2 ) - 1 时2 4 式中的两个r h p 零点变为一个l h p 零点： 锄：i 毕+ 剑l ( 2 2 4 ) l 3 + g m f 2 g i n 3 l 同时p m 变为： p m = 6 0 。+ t a n - 1 ( g b w )( 2 2 5 ) 在n m c f n r 方案下，由2 2 3 式可知，l d o 的g b w 只与g 啪1 ，c 卅有关。 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 即使负载电流变化引起g 所3 ，g b w 依然保持稳定。此外此l d o 的次极点 仍2 雨面g i n 两2i 2 2 等瑙b 形 ( 2 2 6 ) 这样可保证6 0 。的相位裕度。 此外在此方案下，由于e s r 产生的零点z 脚在g b w 以外较远，对系统的 影响可以忽略。 2 2 1 2 衰减因子控制( d a m p i n g - f a c t o r - c o n t r 0 1 ) 型l d o n 5 3 对于l d o 系统中的3 级运放系统( 2 级误差放大器+ 调整管) 我们除了采用 米勒电容补偿网络构造，形成3 阶b u t t e r w o r t h 滤波器形式传递函数这种方法以 外，还可以通过控制此3 阶开环传递函数中的衰减因子( d a m p i n gf a c t o r ) f 来得 到b u t t e r w o r t h 形式的传递函数。 当系统的闭环单位增益传递函数为3 阶b u t t e r w o r t h 滤波器形式时满足 耶) = 羔= 丽1 ( 2 2 7 ) 由2 6 ，2 7 式可知b 0 ) 为3 阶b u t t e r w o r t h 多项式。由2 2 7 式可以导出开环 传递函数4 ( s ) 为： 纵垆一1 1 ( 2 2 8 ) 2 哥而一 以2 2 8 式分母的二阶多项式对比以衰减因子f 和转角频率( c o m e r f r e q u e n c y ) c o n 所表示的二阶函数s 0 ) ： ) - l n f 毒+ 2 f 2 2 9 ) 可知，一个3 极点系统，当其主极点频率较低，而次级点的2 阶方程的f = 万1 时，此系统的闭环单位增益传递函数为所要求的b u t t e r w o r t h 形式。此时系统的 2 l 第二章l d o 系统频率特性及稳定性的分析 带宽为c o o ，而两个次极点和带宽的关系为仍- 3 = ( 1 + i ) 0 9 0 ，即： p 2 3 | - 压祝 ( 2 3 0 ) 下面我们所要做的工作就是构造一种主极点靠近零频，而次级点f 可控的3 极点系统。在给出这样的结构，当传输系统为图2 6 形式时我们可以得到这样的 传递函数。 f r e q u e n c o a n a l y , 5 i 5o f a3s t a g ea m p l i f i e