（微电子学与固体电子学专业论文）宽带低噪声压控振荡器设计.pdf

摘要 摘要 压控振荡器( v o l t a g e c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ，简称v c o ) 是锁相环( p l l ) 的核心组成模块，在 许多无线、有线接收系统中具有重要的作用。近年来，随着通信事业的飞速发展，人们对射频接收 前端提出了越来越高的要求，而v c o 则是接收机设计中极具挑战性的部分，宽带低噪声v c o 的设 计是实现高性能射频通信系统的关键。 论文的主要工作是基于o 1 8 p r oc m o s 工艺设计了一个调谐范围覆盖1 8 g h z - 3 g i - i z 的v c o 。论 文首先总结了v c o 目前的研究现状，着重介绍了电感电容v c o 的设计原理，及宽带v c o 的主流 设计方法；分析了v c o 的相位噪声理论，并在此基础上总结了v c o 低相位噪声应用的设计要点和 优化技术。论文所设计的v c o 为互补的交叉耦合型结构，采用6 组开关电容单元，将整个频带划分 为6 3 个小的频率边带，实现了1 8 g h z - 3 g h z 的宽调谐范围。同时，采用了一种新型的开关管结构， 有效的解决了开关管q 值和调谐范围的设计矛盾。为了克服工艺偏差，保证开关电容阵列的快速准 确切换，本文设计了一个自动频率校准( a f c ) 电路，可以自动产生v c o 开关电容阵列的控制代码， 对v c o 进行数字调谐，快速准确地选出可以覆盖锁定频率，；嘲的频率边带。a f c 电路采用了二分法 频率搜寻以及可变的频率比较精度，保证了a f c 的工作速度快、精度高。 本设计的实现基于特许半导体( c h a r t e r e d ) o 1 8 呻c bc m o s 工艺库，在电路设计完成后，用 c a d e n c e 软件进行了电路的版图设计与仿真。结果表明该v c o 的调谐范围能够覆盖1 s g h z - 3 g h z ， 全频段相位噪声均低于9 7 d b c h z 1 0 0 k h z 。 关键词：压控振荡器，宽调谐范围，低相位噪声，开关电容阵列，自动频率校准 a b s t r a c t a b s t r a c t v o l t a g e - c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) i sa l li m p o r t a n tm o d u l ei np h a s e - l o c k e dl o o p ( p l l ) ，w h i c hi s w i d e l yu s e di nw i r ea n dw i r e l e s sr e c e i v e rs y s t e m w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to fc o m m u n i c a t i o ni n d u s t r y , r ff r o n t - e n dr e c e i v e r sw i t hb e t t e rp e r f o r m a n c ea r er e q u i r e d t h ev c od e s i g ni sac h a l l e n g ei nd e s i g n i n ga r e c e i v e rs y s t e m al o w n o i s ev c oi st h ek e ye l e m e n ti nr e a l i z i n gah i g hp e r f o r m a n c er fr e c e i v e r t h i st h e s i si st od e s i g naw i d e b a n dv c oi nf r a c t i o n a l - np l lw i 也t u n i n gr a n g ef r o m1 8t o3 g h z u s i n g0 18 9 i nc m o sp r o c e s s t h i st h e s i ss u m m a r i z e st h er e s e a r c hs t a t u so fv c o ，e s p e c i a l l yt h ed e s i g n t h e o r yo fl c v c oa n dt h ed e s i g nm e t h o do fw i d e b a n dv c o ；a tt h es a m et i m et h ep h a s en o i s et h e o r yi s a n a l y z e di nd e t a i l , w h i c ht h ed e s i g no u t l i n ea n do p t i m i z et e c h n i q u ea r eb r o u g h tu pb a s e do n t h ev c o d e s i g n e da d o p t st h ec o m p l e m e n t a r ye r o s s - - c o u p l e dt o p o l o g ya n du s e s6s w i t c h e d - c a p a c i t a n c eb r a n c h e s w h i c hd i v i d et h ew h o l et u n i n gr a n g ei n t o6 3f r e q u e n c ys u b - b a n d s ，r e a l i z i n gw i d ct u n i n gr a n g ef r o m 1 8 g i - i z - 3 g h z 。a tt h es a m et i m e an e ws w i t c hs t r u c t u r ei sd e s i g n e dt os o l v et h ec o n f l i c tb e t w e e nt h e q f a c t o ro fs w i t c ht r a n s i s t o ra n dt t m i n gr a n g ee f f e c t i v e l y t oo v e r c o m et h ep r o c e s sv a r i a t i o na n dr e a l i z e f a s ta n da c c u r a t ew o r k i n go fs w i t c h e d - c a p a c i t a n c ea r r a y si nv c oc o r e ，a na u t o m a t i cf r e q u e n c yc a l i b r a t i o n ( a f c ) c i r c u i ti sd e s i g n e dw h i c hc o u l dg e n e r a t et h ec o n t r o lc o d ef o rt h ev c o sd i g i t a lt u n i n ga n ds e l e c tt h e o p t i m u mf r e q u e n c ys u b - b a n dc o v e r i n gt h er e q u i r e df r e q u e n c y f , 目r i nt h ed e s i g n , a f cc i r c u i ti n t r o d u c e st h e b i n a r ys e a r c h i n ga l g o r i t h ma n dv a r i a b l ef r e q u e n c y - c o m p a r i s o nr e s o l u t i o n m a k i n gs u r et h ea f c so p e r a t i o n i sf a s ta n da c c u r a t e t h ed e s i g ni nt h i st h e s i si sb a s e do nt h ec h a r t e r e d0 18 p mc bc m o s p r o c e s s a f a rt h ed e s i g nw o r k , t h el a y o u td e s i g na n ds i m u l a t i o nw o r ka r ea c h i e v e dw i t ht h ea s s i s t a n c eo fp r o g r a m “c a d e n c e t h er e s u l t s s h o wt h a tt h ev c oc o u l dc o v e rt h ef r e q u e n c yr a n g ef r o m1 8t o3 g i - i za n dt h ep h a s en o i s ei nt h ew h o l e t u n i n gr a n g eb e l o w - 9 7 d b c h z l o o k h z 。 k e y w o r d ：v o l t a g e c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) ，w i d et u n i n gr a n g e ，l o wp h a s en o i s e ，s w i t c h e d - c a p a c i t a n c e a r r a y s ，a u t o m a t i cf r e q u e n c yc a l i b r a t i o n i l 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名：仁日期：掣， i 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 以电子信息形式刊登) 论文的全部内容或中、英文摘要等部分内容。论文的公布( 包括以电 子信息形式刊登) 授权东南大学研究生院办理。 一鹕：牡摊氢睁醐：删 第一章绪论 第一章绪论 本章将介绍课题背景以及压控振荡器( v c o ，v o l t a g e c o n t r o l l e do s c i l l a t o r ) 在国内外的研究发展 状况，阐述本论文的主要工作，最后还将介绍本文的组织架构。 1 1 课题的提出 近年来，随着通信事业的飞速发展，业界对射频接收前端提出了越来越高的要求。应用于无线 通信的射频接收机需要全集成的频率锁相环p l l ( p h a s el o c kl o o p ) 电路l l j ，产生高纯度低噪声的本 振信号，接收效果好。v c o 是p l l 中的关键模块，其性能会直接影响接收机的灵敏度和选择性，是 接收机设计中最具挑战性的部分，低噪声v c o 的设计是实现高性能射频通信系统的关键。 对于当前应用广泛的3 g ( 第三代移动通信) 、b l u e t o o t h ( 蓝牙) ，w l a n ( 无线局域网) 等无线 通信标准，皆工作在2 3 g i - i z 的频带内。一个可以覆盖2 3 g h z 的宽带低噪声的v c o 对于这些无线 通信射频接收机的设计至关重要。在这样的应用背景下，本论文将设计实现一个应用于小数锁相环 电路的可以覆盖1 8 g h z 一3 g h z 的宽带低噪声压控振荡器。 目前商用的无线通信前端射频芯片大多采用双极型( b i p o l a r ) 工艺实现，这是由于b i p o l a r 较 c m o s 在速度和噪声性能上具有一定的优越性。特别是m o s 晶体管的闪烁噪声远大于双极型晶体 管，这会导致相位噪声的明显恶化。然而，由予c m o s 工艺成本低，且易于与后级数字电路集成， 本论文将采用c m o s 工艺实现小数锁相环中宽带压控振荡器的设计。 1 2 压控振荡器的研究现状 压控振荡器是输出振荡频率可通过控制电压进行调节的一种振荡器。它在许多无线、有线接收， 数据通信，时钟恢复，时钟产生等应用中具有重要的作用，被用来提供精确、稳定的周期时变信号。 在有线及无线通讯系统的终端，接收机的前端模块选择并且放大所需的高频信号，然后将其下 变频至基频：相反地，发送机的前端模块将模拟的基频信号上变频至合适的高频信号，使调频后的 信号能够在有线和无线的信道中传输。在这些收发机中，由锁相环提供的本振信号的特性会显著影 响整个系统的性能。最重要的是，锁相环的相位噪声性能直接影响接收机的灵敏度【z 】，而锁相环的 带外噪声基本上由v c o 决定。因此，一个高性能的v c o 对于接收机来说是必不可少的。 常见的压控振荡器可分为两大类：环形振荡器和l c v c o 。环形振荡器具有结构简单，占用面 积小，可实现的调谐范围宽等优点，但其相位噪声性能较差。而l c v c o 虽然占用的芯片面积较大， 但可获得较低的相位噪声，目前己成为无线、有线以及光纤通讯系统的主要选择1 3 。由于交叉耦合 l c v c o 具有相位噪声低、易于实现、差分输出等优点，它在通信系统中得到了广泛的应用。 现在的许多有关v c o 的研究工作都是以交叉耦合l c v c o 为研究对象的。交叉耦合l c v c o 的研究工作主要包括以下几个方面： 相位噪声理论：目前应用最广泛的是h a j t m i r i 提出的线性时变相位噪声模型，通过该模型可以 预估相位噪声【4 1 。基于该理论，h a j i m i r i 提出了一些低相位噪声l c - v c o 的设计方法。此外，其他研 究人员也在不断对该模型进行分析和完善【5 儿引。 相位噪声形成的物理机制及相关优化方法：相位噪声理论是从数学的角度推导噪声值，而物理 机制的研究则从物理的角度分析各种噪声如何转化为相位噪声【7 j 。对物理机制的清晰认识可以指导 我们在设计中尽量减小关键噪声源，或者在噪声的传输路径上加以隔阻或削减 8 】。 片内电感、变容管设计：目前人们关注的的几乎都是全集成的l c v c o ，要提高全集成v c o 的 性能，一个高q 值的片上电感是不可或缺的【9 1 【l o l 。而变容管可实现的变化范围以及调谐线性也同样 获得了众多的关注 1 1 1 比j 。 东南大学硕士学位论文 不同应用要求下v c o 的实现( 如宽带、高频、正交v c o 等) ：由于无线及有线通信系统都要 求低成本、低功耗以及高数据传输率，v c o 的设计也向高频低功耗的方向发展【l 引。很多工作在4 0 g h z 以上的全集成l cv c o 已得到实现【1 4 1 1 5 】。此外，随着器件尺寸的不断缩小，电源电压也不断降低。 这要求v c o 能够在低电源电压的情况下仍实现高频1 1 5 】。一些通信系统需要使用正交v c o ，例如： 在r f 前端，接收机镜像抑制以及r f i f 信号到基频的变频都需要正交信号【1 6 】。相关研究的热点包 括拓扑结构的创新以及一些关键设计方法的提出和优化。 这些研究都取得了丰硕的成果。而本文的研究工作就是以这些研究成果作为理论依据而展开的。 1 3 课题的主要工作 本课题的主要工作是设计完成应用于小数锁相环的宽带压控振荡器。从整个p l l 的系统性能出 发，该压控振荡器拟采用互补交叉耦合型拓扑结构，利用开关电容切换实现宽调谐范围，同时通过 自动频率校准( a f c ) 电路的配合工作完成频率的快速准确锁定。其具体设计指标如下： 1 ) 调谐范围：1 8 g h z 3 g h z 2 ) 相位噪声： 1 ； 2 ) 负反馈系统的开环相移为1 8 0 。 这两个条件称为“巴克豪森准则”。在实际电路设计中，振荡器的开环增益往往是计算值的2 3 倍 1 8 】。 这主要是为了克服工艺和温度的偏差，以及由于电路非线性造成的开环增益的下降。 2 1 2 单端能量补偿( 负阻) 分析 首先考虑一个电流脉冲激励的简单振荡回路，如图2 2 ( a ) 所示，其冲激响应为一衰减的振荡。 这是因为在每一个振荡周期里，在电容和电感之间转换的一部份能量在电阻中以热的形式损失了。 现在假设有一电阻一与砩并联( 如图2 - 2 ( b ) ) ，重复电流脉冲激励。因为砩i i ( - r o - - ，所以振 荡回路会不停的振荡下去。因此，如果单端口电路有一负电阻与谐振回路并联，补偿谐振回路电阻 上的能量损失，电路就会振荡。然而实际电路中，不存在一个理想的负阻，负阻都是由有源器件等 3 东南大学硕士学位论文 效而来。如图2 - 2 ( c ) 中所示，该电路可以划分为两个部分：左边的谐振回路决定振荡频率，是耗 能部分；右边是一个提供能量的负阻电路。上述分析振荡电路的方法就称为单端能量补偿分析法。 在实际应用中，为了方便分析，对于环形振荡器采用负反馈分析方法，而l c 振荡器采用能量 补偿分析方法。 啼，幸畸1 v _ 啼，睾扛打 c i j 、，e c i r c u i t 图2 2 单端能量补偿分析示意图 2 2v c o 的种类 压控振荡器( v c o ) 常用的结构有r c 振荡器、环形振荡器、l c 振荡器等几种。其中l c 振荡 器又包括考毕兹型压控振荡器和交叉耦合型压控振荡器。 2 2 1r c 振荡器 r c 振荡电路有桥式振荡电路、双t 网络式和移相式振荡电路等类型【l9 】，这里仅简要介绍桥式 振荡电路。图2 3 中用虚线框所表示的r c 串并联选频网络具有选频作用，其频率响应是不均匀的。 当= 咖= 1 r c 时，幅频响应的幅值达到最大值l ，3 ，而相频相应的相位角为0 0 ，即经r c 选频网 络传输到运放同相端的电压与输出电压同相。放大电路和z 1 、z 2 组成的反馈网络形成正反馈系统。 如果初始时放大器增益大于3 ，即可产生振荡。 图2 3r c 桥式振荡电路 2 2 2 环形振荡器 环形振荡器通过环路中若干增益级电路构成负反馈系统，信号在经过环路一周后产生1 8 0 0 与频 率相关的相移( 总相移3 6 0 。) ，并且环路幅度增益大于等于1 ，那么环路将产生振荡并能持续下去。 4 第二章压控振荡器设计的理论基础 图2 - 4 单端环形振荡器 单端的环形振荡器必须由奇数个反相单元级联构成，如图2 _ 4 所示。如果使用差分放大器作为 延时单元，也可以使用偶数个级联实现振荡，只要将其中的一级接成不反相的即可【l - q ，如图2 5 所 示。环形振荡器结构简单，且不需要任何无源器件，易于片上集成。由于可控性好，环形振荡器能 达到很宽的调谐范围，且能够实现多相位输出【2 0 1 。但是环形振荡器工作时存在着不可避免的缺陷： 相位噪声性能较差，这己成为其致命弱点。 i 手一 l 萝萝芦l一 广：丘：辽1 图2 5 差分环形振荡器 2 2 3 电感电容( l c ) 振荡器 在过去1 0 年，单片电感已经逐渐出现在双极和c m o s 工艺中，使得基于无源谐振元件的振荡 器设计成为可能。l c 振荡器即是以l c 振荡回路( 图2 - 6 ( a ) ) 作为负载的振荡器，r s 为电感的寄 生电阻。在彩：l 压虿处，若电路的总相移等于3 6 0 。且环路增益大于l ，则电路可实现振荡。l c 振 荡器主要有考毕兹型压控振荡器( c o l p i t t s ) 和交叉耦合型压控振荡器( c r o s s - c o u p l e d ) 两种。 c 场一 y o u t ( a )( b )( c ) 图2 - 6 ( a ) l c 振荡回路( b ) 考毕兹型振荡器( c ) 交叉耦合型振荡器 如图2 - 6 ( b ) 所示，考毕兹型压控振荡器的实现只需要一个晶体管。但是它工作时要求的最小 电压增益岛水，( 如为电感的等效并联电阻) 至少为4 ，这是它的主要缺点l l7 l 。另外，单端输出形式 对它的应用也产生了一定限制。基于以上考虑，考毕兹型压控振荡器在标准c m o s 工艺中应用的并 不多，而是更多地应用在b i p o l a f 的s i 工艺或是g a a s 工艺中。 图2 - 6 ( c ) 是交叉耦合型振荡器，交叉耦合型振荡器是通过晶体管的交叉耦合结构实现“负电 阻”，从而维持电路的振荡。由于l c 交叉耦合型振荡器具有较好的综合性能，因此成为目前应用最 为广泛的振荡器，也是本论文的研究重点，下面将具体分析交叉耦合型电感电容压控振荡器的设计 原理。 5 东南大学硕士学位论文 2 3 交叉耦合型电感电容压控振荡器( c r o s s c o u p l e dl c v c o ) 为了使得振荡器的调谐频率能够克服工艺和温度的偏差，以及满足特定应用场合中信道宽度的 要求，需要设计具有一定调谐范围的压控振荡器。因为交叉耦合型电感电容压控振荡器在射频接收 机中的广泛应用，本论文采用交叉耦合型振荡器结构且将其作为研究的重点，后面章节中提到的振 荡器均是指交叉耦合型电感电容压控振荡器。 2 3 1 片上无源元件 1 ) 片上电感 片上电感的质量对振荡器的设计极为重要，它的品质因数q 一定程度上决定了振荡器的相位噪 声性能。在当前工艺条件下，片上电感的实现主要有三种：有源电感，键合线电感和片上螺旋电感。 有源电感是利用有源器件调整电容的阻抗，从而使得电路的输入阻抗类似于电感，通常需要一 个回旋器( g y r a t o r ) 和一个电容来实现【2 1 1 。有源电感的噪声性能比较差，在高频电路中一般不采用。 键合线电感是i c 封装中使用的金属线( 键合线) 的寄生电感。由于金属线的电阻值* l i d , ，键合线电 感的q 值比较高，通常在1 g h z - 2 g h z 可以达到5 0 。但该电感的可重复性很差。 片上螺旋电感是目前使用最为广泛的一种电感，它最主要的优点是与c m o s 工艺完全兼容。设 计中通常希望片上螺旋电感具有大电感值、小串联电阻、低衬底损失、小的面积以及高自谐振频率。 大电感可以降低电流损耗；小串联电阻、低衬底损失则提高了电感的q 值，改善了v c o 的相位噪 声性能；小的面积降低了生产成本，同时降低了衬底损耗；高的自谐振频率允许输出结点带有更大 的变容二极管，从而提高了v c o 的调谐范围。 片上螺旋电感的典型结构是如图2 7 ( d ) 所示的圆形电感，其q 值远大于图2 7 ( a ) 的正方形 电感。但是由于受到工艺设计规则的限制，拐角不能任意角度，多边形电感( 图2 7 ( b ) ，2 - 7 ( c ) ) 是圆形电感的折衷方案，是目前应用较为广泛的结构。特别是当边数n _ 1 6 时，多边形电感的特性与 圆形电感非常接近。 ( a ) 正方形电感 2 ) 片上变容管 ( b ) 六边形电感( c ) 八边形电感( d ) 圆形电感 图2 7 平面电感 ( a ) 图2 - 8 ( a ) p n 结变容管 一 f b ( b ) 普通型m o s 交容管 ( c ) ( c ) 耗尽一反型变容管 i 1 l v iu 掣 ( d ) ( d ) 累积型变容管 变容管( v a m c t o r ) 是l c 振荡器重要组成部分之一，变容管的主要性能指标是品质因数q 和调 谐范围( t u n i n gr a n g e ) 。品质因数表征的是变容管在工作过程中储存能量的能力，越大越好。调谐 6 第二章压控振荡器设计的理论基础 范围表示的是变容管在外加电压作用下电容值的变化范围。理想的变容管除了要具有高品质因数， 宽调谐范围外，还应该具有串联电阻小、寄生小、面积小等特点。 在c m o s 工艺中，变容管制作主要有两种类型：p n 结变容管和m o s 变容管，如图2 - 8 所示。 其中根据m o s 管工作的不同区域( 强反型区、耗尽区和累积区) ，以及其源极( s ) 、漏极( d ) 、衬底 ( b ) 的不同连接方法，m o s 变容管可以分为普通m o s 管电容，耗尽反型m o s 管电容和累积型m o s 管电容。 两种变容管在相同电容值的情况下，p n 结变容管的q 值高，线性度好，但其调谐范围在1 0 以内，十分有限，而且，具有只能处于反偏工作状态、占用面积大等缺点，m o s 反型类变容管充分 利用栅电容，调谐范围比p n 结变容管有所提高，但其性能，调谐范围受n 阱串联电阻，源漏端的 寄生电容限制，同时，m o s 管的非线性对控制电压敏感性高。累积型p m o s 变容管是在反型m o s 的基础上再进行了改进，减小了n 阱电阻和源漏端的寄生电容，最大调谐范围可以达到3 0 ，其非 线性有了明显的改善。 2 3 2v c o 的性能指标 在分析高性能v c o 设计原理之前，有必要先总结一下v c o 的重要性能指标，包括相位噪声、 调谐范围、v c o 的增益等。 相位噪声和抖动 相位噪声和抖动( j i t t e r ) 反映的是振荡器的短期频率稳定度【4 】。这两个参数在本质上是一样的， 前者是噪声特性在频域的表现，可以看成是各种类型的随机噪声信号对相位的调制作用；后者则是 噪声特性在时域的表现，即噪声导致输出波形过零点的抖动( j i t t e r ) 。相位噪声和抖动这两个参数可 以相互换算f 2 2 1 。一般来说，相位噪声多用于评估频率综合器的性能，而抖动多用于评估时钟产生及 时钟恢复电路。本设计关注v c o 的相位噪声性能，下面简单介绍相位噪声的定义。 通常情况下，相位噪声指的是单边带相位噪声，用偏离载波中心频率某频率处的单位带宽内噪 声功率谱密度与中心频率的功率谱密度的比值表示，单位为d b c h z ，其计算公式如下： 幻脚 国 ：1 0 1 。d 三釜尘型罢止螋l ( 2 2 ) lj 其中只删( 0 0 + a t o ，1 h z ) 为偏离载波信号a c 0 处单边带单位带宽内噪声功率，单位为d b m h z ， 表示载波信号功率，单位为d b m ，从而得到单边带相位噪声的单位为d b c h z 。 调谐范围 调谐范围是指压控振荡器的最大振荡频率与最小振荡频率的差值( 一一曲) ，通常情况下， 也定义为( 一一( o 晌) 与中心频率m i d 比值的百分比形式。在实际设计中，这个范围除了要覆盖工 作频率外，还要考虑到工艺偏差、温度变化以及寄生效应的影响。 v c o 的增益( g v c o ) 对于一个理想的v c o ，其输出频率与控制电压成线性关系： c 0 0 u t = 嚷+ k 脚f = 老 ( 2 3 ) ( 2 4 ) o j o u l 是v c o 的输出频率，为v c o 的控制电压，。是控制电压为o v 时的振荡频率。，为v c o 的控制电压，k v c o ；是v c o 的“增益”也称为“灵敏度( s e n s i t i v i t y ) ”，是指单位控制电压引起的输 7 东南大学硕士学位论文 出振荡频率的变化，单位为r a d s n 。 调谐线性度 理想v c o 的增益k v c o 在整个调谐范围内保持为常数，但是实际电路中v c o 的调谐特性往往表 现出非线性，即其增益k v c o 会随频率变化。k v c o 的大小会影响p l l 环路的带宽和相位裕度，从而 影响p l l 的稳定性，因此，希望在整个调节范围内使k r c o 的变化最小，即频率对控制电压的变化 有较高的线性度，这样才能保证p l l 在调节过程中的稳定性。 其他性能 输出信号频谱纯度：为了使得能量都集中在振荡器的基频上，电路设计中要尽量抑制高次谐波 的存在。输出信号的频谱纯度可以用总谐波失真( t h d ) 来衡量。 输出振幅：增大输出振幅可以使输出波形对噪声不敏感。在第三章中将分析当v c o 工作在电流 限制区时，输出振幅随工作电流上升，相位噪声随之降低。 功耗：振荡器的功耗与相位噪声，输出振幅等密切相关。它们之间存在一定的权衡和优化过程。 推频( f r e q u e n c yp u s h i n g ) ：推频是v c o 对电源电压的灵敏度。是指单位电源电压变化所引起 的输出频率的变化量，单位为m h z v 。推频可以反映电源噪声对相位噪声的影响 2 3 1 。 拉频( f r e q u e n c yp u l l i n g ) ：v c o 输出端和负载若不匹配，会产生反射信号，干扰v c o 工作， 造成输出频率偏移，拉频便反映负载引起的频率偏移量田j 。 2 3 3 交叉耦合型l c - v c o 工作原理 下面将利用前文介绍的“负阻”理论分析交叉耦合型l c v c o 的工作原理。采用n m o s 管实现 的交叉耦合电路及其交流小信号等效电路如图2 - 9 所示。 z 加工 ( a ) 图2 - 9 ( a ) 交叉耦合管 ( b ) ( b ) 小信号等效电路 忽略m o $ 管的衬底效应和沟道长度调制效应，可得t 5 1 ，笋2 一y f l ，i n2 9 。1 1 ，芦l = 一g m 2 v 芦2 ( 2 5 ) 进一步推导得到 v 加：1 。= 一去一砉= 一如( 古+ 去 晓6 ， 如果m 1 管和m 2 管相同，即g m l _ g l i l 2 = g m ，得 r 加：一三 ( 2 7 ) g 。 当加在负阻的两端的申。压增加时，负阳将对外输出电流。如果将交叉耦合差分对管与r l c 谐振 8 第二章压控振荡器设计的理论基础 回路相并联，并且保证砩2 g m 邳，负阻就能够对r l c 谐振回路的等效电阻k 消耗的能量进行源源 不断的补偿，从而维持振荡。在实际的应用中，为了克服工艺和温度偏差，g m 的取值要求满足： r v g 。口 口通常满足2 3 。 ( 2 8 ) 2 3 4 电路结构分析 在图2 - 9 的交叉耦合电路中加入直流偏置电流源、片上电感、片上变容管，可以得到图2 1 0 中 的n m o s 交叉耦合电感电容压控振荡器，尾电流m n 3 为交叉耦合对m n l 和m n 2 提供直流偏置。 v d d xy 图2 1 0n m o s 交叉耦合电感电容压控振荡器 图2 1 0 的v c o 在直流情况下，节点x 和y 的电压为v d d ，当v c o 起振之后，节点x 和y 上 的电压波形将是以电源电压v 衄为直流分量的近似正弦波，其振荡频率为： 厂：；：一 ( 2 9 ) 。 2 z c x l ( c 血+ g + c 。) 其中l 为电感，c 6 。为固定电容，c v 为可变电容，c p 为输出点的寄生电容，主要包括电感的寄生电 容和交叉耦合管的寄生电容。由于受到c m o s 工艺中片上变容管可变电容值的限制，此结构的 l c v c o 不可能实现很大的调谐范围。若变容管的电容变化范围从c 。缸到c m 娃，则振荡的最大频率 和最小频率是： 11 厂僦。瓦雨寺喜丽丘2 司雨意：而 q j 除了n m o s 交叉耦合管，交叉耦合型v c o 也可以采用p m o s 或者互补型结构实现。同样，偏 置电流管可以用n m o s 或者p m o s 实现。交叉耦合管和偏置电流管不同的实现方式可以组合成六种 不同的交叉耦合型v c o 结构，如图2 1 l ，图2 1 2 所示。与n m o s 偏置电流源比起来，p m o s 电流 源主要有三点好处【2 町：1 ) p m o s 管的闪烁噪声和沟道电流噪声比n m o s 小；2 ) p m o s 电流源可以 在电源与输出之间提供一条高阻抗路径，从而减小电源噪声对v c o 输出共模点的影响；3 ) 比起 n m o s 管，p m o s 管是制作在n 阱中的，可以大大的减小衬底的噪声耦合。 9 东南大学硕士学位论文 对于交叉耦合管的实现，由于p m o s 的固有噪声小于n m o s 管，因此p m o s 型交叉耦合v c o 的相位噪声性能要优于n m o s 型。但是，p m o s 管的载流子是空穴，其迁移率仅仅是电子的l 2 到 l 3 。因此，若交叉耦合管要提供相同的增益，在相同的偏置电流下，p m o s 型的宽长比( w l ) 必 须是n m o s 型的2 3 倍，这会占用更大的芯片面积，且寄生电容更大，减小频率调谐范围。 ( b i( c ) 图2 1 1n m o s 、p m o s 型交叉耦合v c o 互补交叉耦合型v c o 采用两个p m o s 管和两个n m o s 管分别组成交叉耦合对，其基本结构如 图2 1 2 所示。p m o s 、n m o s 交叉耦合对分别构成负阻2 儋唧、一2 g n 。，则两者并联后得到总负阻值 为2 “g 。d + g 。) 。因此在尾电流相同的情况下，互补型v c o 比n m o s 型和p m o s 型更容易起振。互 补型的主要优点在于：1 ) 在电流限制区，同样的偏置电流下，其输出摆幅是n m o s 和p m o s 型的 两倍，适合低功耗电路；2 ) 它可以通过调整p m o s 和n m o s 管的尺寸，从而使输出波形的上升下 降时间对称。根据线性时变( l t v ) 相位噪声模型【4 j ，对称的波形可以减小j 噪声对相位噪声的影 响，继而获得更好的相位噪声性能。 与互补型相比，在n m o s 型结构中，交叉耦合管上的压降比较大，这会导致速度饱和效应的影 响更大，y 也更大【2 5 1 ，从而热噪声增大。而由于n m o s 型和p m o s 型只有一组交叉耦合对，其消耗 的压降较小，因此更适用于低电源电压下的设计。 图2 1 2 互补交叉耦合v c o 结构 1 0 ( b ) 第二章压控振荡器设计的理论基础 2 4 小结 本章首先利用反馈原理和负阻理论，从两个角度分析了振荡器的振荡原理，接着介绍了振荡器 的分类。之后重点围绕电感电容压控振荡器l c v c o 进行了详尽的分析。简要介绍了片上电感和片 上变容管的实现方法，详尽分析了l c v c o 的工作原理和拓扑结构，为第四章中v c o 的结构设计 提供了理论基础。 东南大学硕士学位论文 第三章相位噪声分析 近十几年来，相位噪声研究得到了史无前例的关注。这主要是因为深入了解l c v c o 的相位噪 声产生机制，才能够设计出低相位噪声，低功耗的电感电容压控振荡器。特别对于c m o s 工艺，片 上电感的品质因数不高，通过优化电路结构和有源器件以及采用噪声降低技术来降低噪声显得更加 必要。本章节将介绍目前应用广泛的相位噪声理论，讨论相位噪声产生的物理机制，最后总结了相 位噪声的优化方法和优化技术，为低噪声v c o 的设计打下理论基础。 3 1 相位噪声简介 实际电路中存在各种噪声源，主要可以分为两大类：器件噪声和外界干扰噪声，前者包括热噪 声、散弹噪声以及闪烁噪声等；后者主要包括衬底和电源噪声。这些噪声会对振荡器的输出幅度和 频率产生扰动，即产生幅度噪声和相位噪声。一个理想的正弦波可以表示为，( r ) = 4 c o s ( a , o t + ) ， 其中a 为振幅，编为振荡频率，为一个任意固定相位，因此理想正弦波的频谱特性为士o 频率处 的离散脉冲，如图3 1 ( a ) 所示。但是实际的振荡器中的波形不可能是理想的，可以表示为： ( f ) = a ( t ) c o s c o o t + 矽( f ) 】 ( 3 1 ) 其中振幅a ( t ) 和相位平( t ) 都是时间t 的函数。由于振幅a ( t ) 和相位q ( t ) 的波动，使得实际的振荡 器的频谱在频率蛳处有两个边带，如图3 1 ( b ) 所示。振荡频率的抖动主要表现为幅度噪声和相位 噪声。通常幅度噪声量可以被限幅电路或者电路的非线性降低甚至消除掉；而相位噪声则不能够通 过任何电路去除。因此在没有特别申明的情况下，只考虑振荡器的相位噪声。 jl l 、 j 有许多种方法可以表示实际振荡器的频率波动。在测试领域中，适用最广泛的两种表示方法是： 时间域的抖动时间( j i t t i n gt i m e ) 和频率域的相位噪声( p h a s en o i s e ) 。信号的相位噪声通常表示 为单边带噪声谱与载波功率比( s s c r ，s i n g l es i d e b a n d - t o - c a r r i e rr a t e ) 。为了比较噪声性能的方便， 相位噪声往往表示为1 h z 带宽内单边带噪声谱密度与载波功率比值的分贝形式： 工删m ) = 1 0 1 0 9 l 益唑掣i ( 3 2 ) lj 其中只面峨一时，1 h z ) 为偏离载波信号处单边带单位带宽内噪声功率，单位为d b m h z ， 表示载波信号功率，单位为d b m ，从而得到单边带相位噪声的单位为d b c , n d z 。 1 2 第三章相位噪声分析 在实现频率转换的系统中，相位噪声会严重影响信噪比。下面通过一个简单的收发机来说明这 个问题。收发机结构如图3 - 2 所示幽。接收机包括一个低噪声放大器、一个带通滤波器以及下变频 混频器。发送机包括上变频混频器、带通滤波器以及功率放大器。频率合成器为两个混频器提供本 振( l o ) 信号。如果本振信号带有很大的相位噪声，则下变频和上变频的信号都会被恶化。图3 3 显示了相位噪声对接收过程和发送过程带来的影响。 藏i 褥 图3 2 收发机结构图 如图3 3 ( a ) 所示，在信号接收的过程中，所需信号附近常常会存在另一个大信号，这两个信 号会同时被下变频。由于l o 信号存在噪声边带，干扰信号下变频后会叠加在所需信号上，从而导 致信噪比增加。相位噪声对信号发送过程的影响与此略有不同，如图3 3 ( b ) 所示。假设一个无噪 声的接收系统需要探测频率在吮处的弱信号，而在此信号附近存在由另一个大功率发送机发送的频 率为1 的信号，且此信号带有噪声边带，那么所需信号将会受到很大的干扰。必须注意的是，l 和2 之间的差距可能只有几十k h z ，这就要求l o 信号的输出谱线必须非常陡峭，即相位噪声必须 足够小。 l 雩 芦 j 彩 砚他 口 图3 3( a ) 相位噪声对接收过程的影响( b ) 相位噪声对发送过程的影响 3 2 相位噪声模型 1 9 6 6 年，d b l e e s o n 提出了一种相位噪声的经典模式。在最近十年，相位噪声模型的研究重新 成为热点。c r a n i n e k 、r a z a v i 、s a m o r i 和n a j i m i r i 等人相继提出了自己的相位噪声分析方法。这些理 论和分析方法主要可以分为三大类：线性时不变( l t i ，l i n e a rt i m ei n v a t i a n t ) 分析，非线性时不变 ( n t i ，n o n l i n e a rt i m ei n v a r i a n t ) 分析和线性时变( l p t v ，l i n e a rp h a s et i m ev a r y i n g ) 分析。下面 将从相位噪声的理想模型出发，简要介绍l e e s o n 模型和i a a j i m i r i 模型。 1 3 东南大学硕士学位论文 3 2 1 理想模型 二享r 幸l 牛c 无礁声 能量补偿电路 图3 4 理想v c o 结构 理想v c o 结构如图3 _ 4 所示【明，理想模型中假设有源的能量补偿电路是无噪声的，则v c o 中 唯一的噪声源是电阻的白热噪声，根据这一假设可得到单边带噪声谱密度式( 3 3 ) ，其单位是d b c h z ： 啦阳g 博1 i 鑫) 2 删。g 降2 3 ， 观察式( 3 3 ) 可知，噪声电压密度与偏移频率的平方成反比，相位噪声曲线将以- 2 0 d b d e c 的斜 率下降，称之为，2 区域。另外，根据式( 3 3 ) ，增加载波功率以及增加q 值都可以改善噪声性能。 由于在理想模型中采用了大量的简化，因此推得的相位噪声频谱与实测的频谱存在三个方面的 有差距： 1 ) 实际的相位噪声频谱确实存在助一区域，但相位噪声值要比预估值大很多。这是因为除了谐振网 络的电阻白噪声以外，还有其他器件也产生白噪声。 2 ) 在大的偏移频率处，相位噪声频谱出现平带，而不是随偏移频率一直下降，这归因于以下三方面 的因素：a 振荡器与外界电路之间( 如输出b u f f e r ) 的噪声影响；b 测试仪器自身的限制；c 电 感和电容上串联电阻使得谐振网络在大偏移频率处的滤波能力受限，导致最终产生噪声平带。 3 ) 在小的偏移频率处，实际的相位噪声频谱存在，3 区域，即相位噪声以一3 0 d b d e c 的斜率下降。 3 2 2l e e s o n 线性时不变模型( l t i ) d b l e e o n 于1 9 6 5 年提出一种经验噪声模型【2 8 】： 啦冲叫孚 1 + ( 南) 2 ( ，+ 寄 4 ， 其中f 是一个经验参数，通常称为器件的额外噪声系数，k 是波尔兹曼常数，t 为绝对温度， p 。为谐振电路的平均功耗，咖为振荡频率，q 为有载条件下的谐振网络品质因数，为频率偏移量， q ，3 为：f 2