（电力电子与电力传动专业论文）pwm整流器控制系统的研究.pdf

哈尔滨工程大学硕士学位论文 a b s t r a c t i nt h ea p p l i c a t i o nf i e l do fp o w e re l e c t r o n i c s , r e c t i f i e r sh a v e b e e nw i d e l yu s e di n m o s tc o v e r t o r s ，s u c ha sp o w e rs u p p l ya n di n v e r t e r s m o s to ft h e s er e c t i f i e r sa l e m a d eu po fp o w e re l e c t r o n i cd e v i c e s ，w h i c hc a ni m p o r ti nh a r m o n i cp o l l u t i o na n d l o w p o w e rf a c t o rt ot h ee l e c t r i cn e t w o r k i no r d e rt os o l v et h e s ep r o b l e m sc a u s e db yr e c t i f i e r ，t h i sd i s s e r t a t i o nf o u e u so n t h ep w mr e c t i f i e r d u et ot h em e r i to fb i d i r e c t i o n ，t h ep w mr e c t i f i e rn o to n l yc a n o u t p u tt h ea d j u s t a b l ed cv o l t a g e ，b u ta l s oc a nr e d u c et h eh a r m o n i cc u r r e n ta n d i m p r o v et h ep o w e rf a c t o r , a n dt h ep w m r e c t i f i e rh a sb e c o m eah i g h l i g h ti nt h e f i e l do f p o w e re l e c t r o n i c s t h i sd i s s e r t a t i o ne m p h a s i z e do nt h ec u r r e n tc o n t r o lm e t h o do fp w mr e c t i f i e r c o n t r o ls y s t e m ，w h i c hp l a y sa ni m p o r t a n tp a r ti n t h i ss y s t e m t w om e t h o d sh a v e b e e np r e s e n t ，t h eo n ei si n d i r e c tc u r r e n tc o n t r o l ，t h eo t h e ri sd i r e c tc u r r e n tc o n t r 0 1 b a s e do nt h et h e o r yo ft h ep w mr e c t i f i e r , t h em a t h e m a t i c a lm o d e lo fp w m r e c t i t i e rh a sb e e np r e s e n t t h ed i r e c tc e n t r e ls i m u l a t i o nm o d e lh a sa l s ob e e n p r e s e n ti nt h i sd i s s e r t a t i o n w h i c he n d u c e ds o m er e s u l t sa n dw a v e f o r m s n l ep w m r e c t i f i e rs y s t e mb a s eo nt m s 3 2 0 l f 2 4 0 7d s pc o n t r o l l e rh a sb e e nd e s i g n e d a n d c o r r e s p o n d i n gs o f t w a r eh a sa l s ob e e nd e s i g n e dt or e a l i z et h el o o pv o l t a g es o u r c e r e c t i f i e rs y s t e m ( v s r ) t h em a i nc i r c u i ti sm a d eu po fi g b t a n dt h ec u r r e n tc o n t r o l m e t h o di si n d i r e c tc o n t r o lm e t h e d t h ee x p e r i m e n tr e s u l tv e r i f yt h ev a l i d i t y s c h e m e ，t h el o wc u r r e n th a r m o n i cp o l l u t i o na n dh i 曲p o w e rf a c t o rh a v eb e e n r e a l i z e d k e y w o r d s ：p 删 r e c t i f i e r ：t m s 3 2 0 l f 2 4 0 7 ：i g b t ：i n d i r e c t c u r r e n t c o n t r o l ：d i r e c tc u r r e n tc e n t r e l 哈尔滨：l 程大学硕士学位论文 第1 章绪论 1 1 课题研究背景及意义 a c d c 整流电源已经广泛应用于很多工业领域。随着电力电子器件的发 展，功率半导体器件的性能也不断提高，使各种电力电子变流装置和变流技 术也不断涌现，需求量也越来越多，根据美国对全美a c d c 开关电源市场调 查报告表明，2 0 0 1 年，a c d c 开关电源需求平均年增长率为1 2 7 ，通信设 备用配套a c d c 开关电源增长率超过1 5 ，全球开关电源市场规模从1 9 9 2 年的8 2 亿美元到1 9 9 9 年的1 6 6 亿美元，平均年增长率为1 0 ，2 0 0 3 年超过 了2 8 8 亿美元，可以看出，电力电子器件应用日趋广泛。但是，电力电子器 件的使用也带来了些问题。根据日本电气协会1 9 9 2 年发表的一项关于谐波 源的调查报告表明，由电力电子器件装置所产生的谐波占谐波总量的9 6 ， 而消除谐波和提高功率因数也成为了电力电子技术应用的一个重大的课题。 实际上，很多国家为了保证电网和用电设备安全和正常运行，都已经制定了 相应的谐波标准。我国也于1 9 9 3 年由国家技术监督局制定了电能质量与公 用电网谐波标准u ”。 实际上，各种电力电子设备都具备a c d c 整流环节，如电力电子器件的 两大应用领域变频器和开关电源，这两种场合中都需要用到a c d c 整流 电源。而整流环节，正是造成谐波和无功的主要因素。目前，在各种场合所 使用的整流电源大致可以分为两种：一种是不可控整流源，另外一种是可控 整流源。由整流二极管组成的单相或三相整流电路为不可控整流，其直流侧 输出电压与交流侧输入电压具有固定的数学关系，由于这种整流源结构简单， 功率因数也比较高，在各种场合都得到了广泛的应用。由半控型电力电子器 件晶闸管( s c r ) ，组成的单相或三相可控的整流电源，可以通过调节晶 闸管的触发角来调节直流侧输出电压，所以也叫相控整流源，这种整流源在 交直流电力拖动场合也得到了广泛应用。另外一种可控整流源是利用全控器 件如绝缘栅双极型晶体管( i g b t ) ，功率场效应管( m o s f e t ) ，采用 p w m 技术来改变直流侧的输出电压，这种整流技术在a c d c 开关电源中应 用非常广泛。各种整流源的使用，不仅会使整流环节的交流侧电流发生畸变， 而且也会对电网注入大量的无功，给电网造成“污染”。如目前应用最为广泛 的不可控整流源，虽然其功率因数比较高，但是由于直流侧滤波元件的影响， 使交流侧电流波形发生畸变。可控整流源不仅会使交流侧电流波形发生畸变， 而且功率因数很低。 哈尔滨工程大学硕士学位论文 为了解决电力电子设备引起的谐波及无功污染，最根本的措施就是实现 网侧电流正弦化，并且使电力电子设备运行于单位功率因数。而作为主要污 染源的整流环节，首先受到了学术界的关注。其主要思路就是将s p w i v l 技术 引入到整流器的控制之中，使整流器的交流网侧电流波形实现正弦，而且使 其功率因数为l 。这种整流器就是p w i v l 整流器。 经过几十年的研究与发展，p w m 整流器技术已经日趋成熟，p w m 整流 器主电路已从早期的半控型器件桥路发展到如今的全控型桥路；目前p w m 控制由单纯的硬开关调制发展到软开关调制，功率等级从千瓦级发展到兆瓦 级。在主电路类型上可分为：电压型p w m 整流器( v s r ) ，和电流型p w l v l 整流器( c s r ) ，并且两者在工业上均成功投入应用。 1 2p w 8 整流器的应用领域 p m v l 整流器可以使交流网侧呈现受控电流源的特性，这就意味着交流 侧电流的幅值和相位均为可调的，这一特性使p w i v l 整流器不仅仅能够应用 于整流环节，而且在其他方面也有非常广泛的应用。 ( 1 ) 有源电力滤波( a p f ) 和静止无功补偿( s v g ) 传统的无源l c 滤波环节虽然能够有效抑制电网谐波，但是，功率较大 时，造价很高。可以采用p w m 整流器与无源l c 滤波元件并联运行( 如图 1 1 ) ，利用p w m 整流器来产生一个与谐波电流或者无功电流量值相等，相 位相反的补偿电流，并注入电网，不仅能够得到所须的正弦电流，实现滤波 ( a p f ) 功能，同时还能实现功率因数可调，补偿无功( s v g ) 。 c d 图1 1 有源滤波拓扑结构 ( 2 ) 统一潮流控制器( u p f c ) 统一潮流控制器能够应用于输电网络，能够控制有功潮流和吞吐无功功 率的作用。如图1 _ 2 所示，u p f c 主电路有串联变流器和并联变流器组合而成， 其串联变流器通过变压器向电力网引入一个幅值可变，相位任意调节的电压 源，从而能够对线路的有功、无功功率进行控制：而并联变流器采用了p w m 整流器拓扑结构，它通过变压器向电力网引入一个幅值可变、相位可任意调 节的电流源，从而具有快速吞吐无工功率的能力。 2 哈尔滨工程大学硕士学位论文 图1 2 统一潮流控制器的拓扑结构 ( 3 ) 四象限交流电动机驱动系统 传统的电压型逆变器组成的交流变频调速系统，由于其整流装置中开关 管的电流的单向流动性，使电机只能单象限运行，而要实现四象限运行就必 须在逆变器直流侧加装耗能或者馈能系统。如果能采用p w m 整流器作为逆 变器的直流电源( 如图1 3 ) ，由于p w m 整流器的电流可控性，能够实现电 能向电网回馈，这不仅可以实现逆变器的四象限运行，而且可以实现功率因 数可调。 图1 3 四象限交流交流变频装置 ( 4 ) 太阳能、风能等可再生能源的并网发电 太阳能、风能的大规模应用，人类社会发展的一个重要标志。将太阳能、 风能等可再生能源转换成电能技术已经很成熟，目前一个重要的问题就是要 开发性能优越的可再生能源并网发电系统。采用p w m 整流器可以实现太阳 能并网发电，其主电路结构如图1 4 所示。太阳能阵列所发出的直流电首先 储存在电容中，然后经过p w m 整流器的电流控制特性，将储存在电容中的 电能回馈到电网中。 图1 4 太阳能发电并网结构 除了以上所述的应用之外，p w m 整流器还能够运用与超导储能 ( s m e s ) 、高压直流输电( h v d c ) 、电气传动( e d ) 、新型u p s 等领域中。 哈尔滨工程大学硕士学位论文 1 3 p w m 整流器国内外研究概况和发展前景 p w m 整流器的研究始于2 0 世纪8 0 年代，由于自关断器件的日趋成熟 和应用，推动了p w m 技术的应用与研究。早期的p w m 控制技术主要以电 流的幅相控制为主，1 9 8 4 年a k a g ih i r o f u m i 等提出了基于p w m 整流器拓扑 结构的无功补偿器的控制策略，将p w m 整流器应用于实际中。自2 0 世纪 2 0 年代以来，p w m 整流器一直是学术界关注和研究的热点。随着研究的深 入，基于p w m 整流器拓扑机构和控制的拓展，相关的应用研究也发展起来， 如有源滤波，超导储能，高压直流输电等应用的研究。 这一时期p w m 整流器的研究主要集中于以下几个方面： ( 1 ) p w m 整流器的建模和分析 p w m 整流器的数学模型是进行控制系统设计的基础，对于其数学模型 的研究，首先有p w m 整流器连续、离散动态数学模型的提出，后来，相关 学者有提出了p w m 整流器的时域模型、d q 0 坐标变换模型、降阶小信号模 型等等。 ( 2 ) 关于电压型p w m 整流器电流控制策略的研究啪1 由于要使p w m 整流器网侧呈现受控电流源的特性，因此，采用何种方 式来控制网侧电流是p w m 整流器系统稳定运行的关键。目前，对于p w m 整流器电流的控制策略可分为两种：一种是间接电流控制，又叫幅相控制， 这种控制方法是基于p w m 整流器交流侧电压与网侧电流的静态关系，通过 检测电网电压和直流输出电压，通过算法计算出p w m 整流器交流侧电压， 这种方式结构简单，易于实现，但电流响应速度较慢，对系统参数变化反映 灵敏。另外一种是直接电流控制，这种方式是直接检测网侧电流，在系统中 设置电流闭环，从而能够获得很快的电流响应速度。目前，直接电流控制已 经是p w m 整流器电流控制策略的主流，如固定开关频率的直接电流控制、 滞环电流控制、空间矢量( s v p w m ) 控制等技术均已经得到应用。 ( 3 ) 关于p w m 整流器拓扑结构的研究 目前，p w m 整流器可以分为电压型和电流型两大类，对于不同的功率 等级和应用场合，目前已经提出了各种不同的p w m 整流器拓扑结构，如在 小功率场合的四开关三相电压型p w m 整流器，大功率应用场合的多电平拓 扑结构、变流器组合以及软开关技术拓扑结构。这些技术有待进一步完善和 改进。 ( 4 ) p w m 整流器系统控制策略的研究 随着p w m 按流器及其控制策略研究的深入，目前相继提出了一些较为 新颖的控制策略： 无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制 目前的电流控制策略中，需要设置大量的传感器，如间接电流控制策略 4 哈尔滨工程大学硕士学位论文 中，至少需要设置3 个以上的电压传感器，而直接电流控制中，不仅需要设 置电压传感器，而且也需要多个电流传感器。这种系统的结构相对复杂，而 且，成本较高。所以，无电网电动势传感器及无网侧电流传感器控制也成为 研究的热点。目前，针对电网电动势已经提出了两种重构方案：一是通过复 功率的估算来重构；二是基于网侧电流偏差调节的电网电动势重构。对于网 侧电流，目前已经提出了通过直流侧电流的检测来重构电压型逆变器交流侧 电流，从而为无交流传感器p w m 整流器研究奠定了基础。 基于l y a p u n o v 稳定性理论的p w m 整流器控制 由于p w m 整流器模型的非线性及多变量耦合特性，常规的控制系统都 是采用稳态工作点小信号扰动线性化整定方案。这种方案的缺点在于无法保 证控制系统大范围扰动的稳定性。为了解决这一问题，目前已经提出了基于 l y a p u n o v 稳定性理论的控制策略，从相关的实验结果来看，这一方案较好的 解决了p w m 整流器大范围稳定控制的问题。 p w m 整流器的时间最优控制 常规的基于d q 模型的电压型p w m 整流器，一般通过前馈解耦控制， 采用两个独立的p i 调节器，分别控制相应的有功、无功分量，由于有功、无 功分量的动态耦合，影响了其有功分量( 直流电压) 的响应速度。针对这一 问题，j o n g w o oc h o i 等学者利用最优化理论“，提出了确保直流电压响应时 间最优控制。 电网不平衡条件下的p w m 整流器控制 目前在p w m 整流器控制系统设计的过程中，都是假设电网三相是平衡 的，实际上，电网常常是处于不平衡状态下的，所以，基于三相平衡状态下 的系统往往会出现运行不正常的情况，如：直流侧电压和网侧电流的低次谐 波幅值增大，开关损耗增大，网侧电流不平衡等。针对这一问题，l u i sm o r a n 等学者1 9 9 2 年分析并推倒了三相电压型p w m 整流器在三相电网不平衡条件 下，网侧电流以及直流电压时域表达式。d v i n c e n t i 等人较为系统的提出了 正序d q 坐标系中的前馈控制策略。这些算法控制系统结构复杂，运算量大， 一般都需要采用数字信号处理器( d s p ) 来控制。 电流型p w m 整流器( c s r ) 的研究 电压型p w m 整流器由于结构简单，易于实现，一直都是p w m 整流器 研究的重点，电流型p w m 接流器由于需要较大的直流储能电感，以及交流 侧l c 滤波环节所导致的电流畸变、振荡等问题使其结构和控制相对复杂， 从而制约了其发展。但是随着超导技术的应用与发展，电流型p w m 整流器 已经在超导储能中取得了成功应用。目前对电流型p w m 整流器的研究主要 集中于：数学建模及特性分析、三值逻辑p w m 信号发生技术、网侧电流畸 变谐振抑制及控制策略、网侧滤波参数的优化设计、不平衡电网条件下的控 制系统设计。 5 哈尔滨工程大学硕士学位论文 1 4 课题研究思路及论文的主要内容 本文研究主要以电压型p w m 整流器为对象，并通过p w m 整流器的数 学模型，建立了p w m 整流器间接电流控制的仿真模型，得到了相应曲线。 根据仿真模型，设计了电压型p w m 整流器控制系统，通过调试，并正常运 行，验证了p w m 整流器间接电流控制的某些特性。 论文共分为5 章，第l 章绪论；第2 章主要讨论了p w m 整流器的工作 原理、数学模型，并介绍了p w m 整流器控制系统的设计方法，搭建了系统 仿真模型，得到了直接电流控制模型中各电量的波形：第3 章主要讨论了电 压型p w m 整流器控制系统硬件系统的设计，包括控制电路的设计和主电路 的设计；第4 章主要讨论了电压型p w m 整流器控制系统软件系统的设计； 第5 章讨论了系统的调试过程、给出了系统实验波形，得到了相关结论。 6 哈尔滨工程大学硕士学位论文 第2 章电压型p w m 整流器结构、原理及控制技术 2 1p w m 整流器分类及结构 2 1 2p w m 整流器的分类 随着p w m 整流器技术的发展，已经设计出多种p w m 整流器。根据直 流储能形式分类，可分为电压型p w m 整流器和电流型p w m 整流器；根据 p w m 整流器工作的电路相数，可分为单相、三相和多相；按照p w m 开关调 制分类可分为硬开关调制和软开关调制；按照桥路结构分，可分为半桥电路 和全桥电路；按照调制电平分类可分为双电平电路，三电平电路和多电平电 路。 实际上，虽然按照不同的分类方法可将p w m 整流器分为上述的形式， 但是，在实际的主电路结构、控制技术上，电压型p w m 整流器与电流型p w m 整流器具有不同的特点，因此，实际中常常将p w m 整流器分为两类：电压 型p w m 整流器( v o l t a g es o u r c er e e t i t i e r - v s r ) 和电流型p w m 整流器( c u r r e n t s o u r c er e e t i t i e r - c s r ) 。 2 1 2p w m 整流器主电路拓扑结构 e a e b e c 图2 1 三相v s r 的主电路拓扑结构 ( 1 ) 电压型p w m 整流器拓扑结构 电压型p w m 整流器包括单相、三相；半波、全波p w m 整流器，它们 有个共同的特点就是在p w m 整流器直流输出侧有一个电容作为储能元件。 图2 1 给出了三相v s r 的主电路拓扑结构，可以看出，主电路中采用了6 个 哈尔滨工程大学硕士学位论文 开关管，此结构与三相逆变器的结构非常相似，但是，其主电路的输出是直 流侧，而三相逆变器的输出是交流侧。主电路中交流侧有3 个滤波电感，用 来滤除网侧电流的谐波。本文所讨论的电压型p w m 整流器就是图2 1 所示 的拓扑结构。 ( 2 ) 电流型p w m 整流器拓扑结构o ” 电流型p w m 整流器的主电路中，直流侧一般采用电感作为储能元件， 使c s r 直流侧呈现高阻抗的电流源特性。图2 2 是三相c s r 的主电路拓扑 结构。在主电路的交流侧，采用了l 滤波回路，用来滤除网侧的谐波电流及 谐波电压。 e a e b e c r l 图2 2 三相c s r 主电路拓扑结构 另外，c s r 每个开关管支路上都顺向串联一个二极管，其主要目的是阻断反 向电流，并提高功率开关管的耐反压的能力。 2 2p w m 整流器的工作原理 p w m 整流器采用了全控器件，不同于一般传统意义上的a c d c 变换 器。由于电流在其主电路中具有双相流动性，这就决定了p w m 整流器能够 工作于不同的状态。当p w m 整流器从电网吸收能量时，它就运行与整流状 态，反之，若p w m 整流器向电网传输能量时，p w m 整流器就工作于有源逆 变状态。实际上，p w m 整流器是一个其交、直流侧可控的四象限运行的变 流装置。 i d c e 图2 3p w m 整流器等效模型 8 哈尔滨工程大学硕士学位论文 p w m 整流器可以等效为如图2 3 所示的模型电路。从图2 3 可以看出： p w m 整流器模型电路由交流回路、功率开关桥路以及直流回路组成。交流 侧电压、网侧电流分别为屹。，k ，直流侧电压、电流为，i 出，由交直流功 率平衡关系，有： 0 v a c = k v 出 ( 2 1 ) 所以，从交流侧的控制就能够控制直流侧的各个量。对于交流侧，根据 图2 3 ，可以得到式( 2 2 ) ： e = 矿+ v( 2 2 ) 式中e 为电网电动势，吒为电感两端的电压，矿为交流侧电压，从而可以得 到如图2 4 的静态矢量关系。 忽略各量的谐波分量，并且忽略交流侧电阻。若保持l ，i 不变，则 l 吒 l lj i 也固定不变，则随着y 的变化，巧的变化轨迹将是一个以l ki 为 半径的圆。对于( 图2 4 ) a ，可以看到，当p w m 整流器纯电感特性运行时， 网侧电流，与电网电压e 相位角为9 0 度。此时矿处于与e 同相位：若改变v ， 使之处于( 图2 4 ) b 的位置，此时可以看到，与e 同相位，此时就是所说的 单位功率因数运行状态；若y 到达( 图2 4 ) c 的位置时，超前于e 的相位 角9 0 度，此时处于纯电容特性运行：( 图2 4 ) d 所示的是v 处于d 点时，其 电流与e 反相位，处于负阻性运行状态。 q dc 令固i d 4 b c d 图2 4p w m 整流器交流侧静态矢量关系 从图中还可以看出，当v 的端点在盈上运动时，p w m 整流器运行于整 流状态，需从电网中吸收有功及感性无功功率，电能从电网流向负载。并在 b 点实现单位功率因数运行，只吸收有功功率；而在a 点只吸收无功功率： 在b c 上运动时，p w m 整流器运行于整流状态，需从电网中吸收有功及容 性无功功率，电能从电网流向负载：在西段运动时，处于有源逆变状态， g 哈尔滨工程大学硕士学位论文 向电网传输有功功率及容性无功功率；在d a 段运动时，处于有源逆变状态， 向电网传输有功功率及感性无功功率。 根据以上分析，我们只要控制v ，就能够达到控制i 的相位的目的，从 而实现p w m 整流器的四象限运行。这是我们控制p w m 整流器的基本依据。 2 3 三相电压型p w m 整流器原理 2 3 1 三相电压型p w m 整流器的数学模型 为了分析并设计三相v s r 系统，我们必须得到其数学模型。首先，我们 根据三相v s r 的拓扑结构，在三相静止坐标系中，利用电路基本的定律，来 建立三相v s r 的一般数学模型。为了得到一般数学模型，我们先做如下的假 设： ( 1 ) 电网电动势为三相平衡的，纯正弦波电动势。 ( 2 ) 网侧滤波电感l 是线性的，其内阻为足且不考虑饱和。 ( 3 ) 功率开关管的导通电阻为r ，实际的开关等效为理想开关与足串 联模型。 假设三相电网电动势为ke be c 】，三相网侧电流分别为 乇f c 】，直流侧 负载为电阻r ，直流电动势为气。根据以上假设，我们可以得到三相v s r 拓扑结构图，如图2 5 所示。 mm 秘取巴=cd| 船1 ) ”。矿矗1 ) ，弹n 图2 5 三相v s r 拓扑结构图 根据图2 5 ，我们可以得到两种形式的数学模型： 1 0 哈尔滨工程大学硕士学位论文 ( 1 ) 采用开关函数描述的一般数学模型 此模型是对v s r 开关过程的精确描述，较适合v s r 的波形仿真。然而 其模型高度非线性，并且包括很多高频分量，并不适合其控制系统的设计。 ( 2 ) 采用占空比描述的般数学模型 此模型是忽略了开关过程中的高频分量，只考虑了其中的低频分量。这 在实际中是可行的，因为实际的开关频率很高，远高于电网基波频率。这种 模型非常适合于控制系统的分析和设计。 2 3 2 采用开关函数描述的v s r 一般数学模型 为了得到开关函数模型，我们先定义开关函数唧为： f 1 上桥臂导通，下桥臂关断 2 l o 上桥臂关断，下桥臂导通 ( 2 3 ) = a ，b ，c 将三相v s r 功率开关管的损耗等效电阻r 。与电感内阻墨合并为 r = 墨+ 疋，采用基尔霍夫定律建立三相v s ra 相囿路电压方程为： 三鲁+ r i o = 一( + v 柚 ( 2 _ 4 ) 当屹导通而圪关断时，s q = 1 ，且= ；当k 关断而圪导通时，3 a = 0 。 由于= v 出，式( 2 4 ) 可以写成： 工譬+ r i o 一( v a c s a + v n 0 ) 出 。 同理可以得到b , c 相的电压方程： 工拿+ r i o ：一( v a t s h + v n o ) d t 5 譬+ 啦q 一( v d c s c + v n o ) 也 。 考虑到三相平衡，有： e q + e h + e c = 0i 口+ 气+ ：= 0 由( 2 5 ) ，( 2 6 ) ，( 2 7 ) ，( 2 8 ) 可得 ( 2 5 ) ( 2 6 ) ( 2 7 ) ( 2 8 ) 哈尔滨工程大学硕士学位论文 = 一孚& j k = a b f ( 2 9 ) 在图2 5 中，任何瞬间总有三个管导通，其开关模式有8 种，因此，直 流侧电流k 可描述为： i 。d c = i a s ，七i b s h + c s c 另外，对直流侧电容正极点处应用基尔霍夫电流定律可得： c 堍峨郴c 一箐 ( 2 1 0 ) ( 2 1 1 ) 连立( 2 - 4 ) ( 2 - 1 1 ) ，并引入状态变量x ，x = 1 i o ，i ， 。采用单极 性二值逻辑开关函数描述的三相v s r 一般数学模型的状态变量表达式为： 式中 z z = a i x i + b e 爿= 一r00 - ( s 。一i 1 ) jk = a b c 0一月0 ( 一；s a j 2 口，b c 。一r 咆一j 1 。互。啪 s os bs c 1 2 1 吃 o o 0 0 0 o三 ( 2 1 2 ) ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) o 工0 0 三o 0 o 。l = z 哈尔滨工科大学硕士学位论文 lo 0l 曰= io 0 o oo 0l0 o oo 土 且， e = l e o ，e b w ee l 】r 2 3 3 采用占空比描述的v s r 一般数学模型 ( 2 1 5 ) ( 2 1 6 ) 为了消除开关函数描述的v s r 一般数学模型中的高频分量，在开关函数 模型中引入傅立叶变换。由于实际中采用s p w m 产生p w m 波形时，有两种 采样方法，一种是自然采样法，这种方法是直接计算三角载波和正弦调制波 的交点。然后根据交点时刻进行开通和关断的切换。这种方法不实用，因为 实时计算其交点很困难，计算量太大。实际应用中常常采用规则采样法，既 在三角载波的波峰或者波谷采样调制波的值，然后假定此值为三角载波和正 弦调制波的交点，如图2 6 所示，很显然，其p w m 波形在一个周期之内是 对称的，根据傅立叶变换公式： + ： ： 嵫臻r口一d 咖口；d t 如 图2 6 规则采样法p w m 产生原理及波形 f ( c o t ) = a o + s i n ( m a t ) + b c o s ( h o o t ) ( 2 - 1 7 ) n = l n = l a n 2 0 我们假设图2 6 中，c o = 2 万z ，z 为p w m 开关频率；反s 1 ，为对应的各 相占空比。 1 3 哈尔滨r 1 程大学硕士学位论文 假设在一个周期之内，开关函数及占空比砟的关系为： 删骺糕裂! 丌”啪一 协 s k = 1( 1 一d k ) r r 哦f s ( 1 + d , ) 7 c ( k = 口，b ，c ) d k 实际上是一个开关周期上开关函数以的平均值，所以： ：圭f 1 ：? 。矗d ( 噱归d k d k ( 2 - 1 9 ) 2 瓦h 】，矗d ( 唧卜 以= ( 一1 ) ”二s i n ( 月矾厅) ( 2 - 2 0 ) 由式( 2 1 7 ) 可得开关函数的傅立叶变换为： 乱2 以+ 善( _ 1 ) ”磊2 8 1 n ( 月矾丌) c o s ( 唧) ( 2 _ 2 1 ) 萎。2。反+善【善(一1)”磊2k-ak f f i a s i n ( ”砟疗) c 。s ( q o ( 2 2 2 ) 6 cr cn in - 1 ，l ， 将( 2 - 2 1 ) ，( 2 。2 2 ) 代入式( 2 1 3 ) 得： a = a i + 4 ( 2 - 2 3 ) 4 一a 阵中的低频分量。 a 1 = 一r00 一( d 口一i 1 d a o k f f i a l o 0-r0 一( 矗一或) o k - a r 6 00 一r 一( 以一i 1 反) jk f f i a ，b c d 。dh d c 一瓦1 4 一a 阵中的高频分量。 1 4 ( 2 2 4 ) 哈尔滨工程大学硕士学位论文 ( 2 2 5 ) 我们忽略矩阵中的高频分量，可以得到基于占空比描述的三相v s r 一般 数学模型低频模型为： z 童：4 z + b e ( 2 2 6 ) 2 3 4 三相v s rd q 模型 由前面分析及式( 2 5 ) ( 2 1 1 ) 可得，三相静止坐标系中，三相v s r 的开关函数模型为： c 等= 。条旷屯 哮城= 龟叫& 一；，乏，。) 亿2 ，) e k = = o 式中 以为单极性二值逻辑开关函数 图2 7v s r 两相同步旋转坐标系( d ，q ) 开关函数模型 为了使三相静止坐标系( 如，c ) 转换成同步旋转坐标系，首先可将三相 静止坐标系( a ，b ，c ) 转换成两相静止坐标系( d ，q ) ，设一个通用矢量x ，x 1 5 如厶屯。 c o 0 0 46 o o 0 口 o 0 o 4 哈尔滨工程大学硕士学位论文 在d ，q 轴上的投影为，砀，而x 在( a ，b ，c ) 轴上的投影为x o ，x b ，t ，根据 三相静止坐标和两相静止坐标之间的关系，可以得到： 阱； 1 11 1 一j一互 i i u 22 ( 2 2 8 ) 要把两相静止坐标系中的量转换成两相旋转的量，我们先假设( d ，q ) 坐标在初始条件下与( d ，q ) 坐标系重合，然后，再引入旋转因子g ，根据 下列关系： e j e x 姻= x 9 = l c o d t c o = 2 ；, r f ( 2 2 9 ) 连立( 2 - 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 2 9 ) 可得到三相v s r 开关函数模型的d q 模型： c 百d v d c = - ；( i q s q + 一f 三鲁+ 国上+ 月一岫 ( 2 _ 3 0 ) l 絮城”m d = e d 咐d 其结构模型图如图2 7 所示。 2 4 三相v s r 的电流控制技术 v s r 能够稳定其直流电压，并能够实现其交流侧在受控的功率因数条件 下，使电流波形正弦化。实际上，实现v s r 稳定运行的关键就是其网侧电流 的控制。目前，v s r 电流控制技术主要分为两类：即间接电流控制和直接电 流控制。间接电流控制主要以幅相控制( p h a s ea n d a m p l i t u d e c o n t r 0 1 p a c ) 为代表。优点是结构简单，易于实现，并且无电流反馈控制，间接电流控制 的主要问题是v s r 电流动态响应不够快，甚至交流侧电流中含有直流分量， 且对系统参数波动较为敏感，常适合与对v s r 动态响应要求不高的且控制结 构要求简单的场合。直接电流控制以快速电流反馈为特征，可以获得较高品 质的电流响应，但是控制结构和算法比间接电流控制复杂。典型的直接电流 控制有固定开关频率电流控制( c u r r e n tc o n t r o lw i t hf i x e ds w i t c h i n g f r e q u e n c y c c f f ) 、滞环电流控制( h y s t e r e s i sc u r r e n tc o n t r o l h c c ) 、空间矢 量电流控制( s p a c ev e c t o rc u r r e n tc o n t r o l s v c c ) 。 1 6 哈尔滨工程大学硕士学位论文 2 4 1v s r 间接电流控制 间接电流控制技术实质上是，通过p w m 控制，在v s r 桥路的交流侧生 成幅值、相位受控的正弦p w m 电压。该p w m 电压与电网电动势共同作用 于v s r 交流侧，并在v s r 交流侧形成正弦基波电流，而谐波电流则由v s r 交流侧电感滤除。由于这种v s r 电流控制方案通过直接控制v s r 交流侧电 压进而达到控制v s r 交流侧电流的目的，因而是一种间接电流控制方式，是 一种v s r 简单控制方案。 图2 8 三相v s r 交流侧静态矢量关系 从2 2 节的分析中，我们得到了三相v s r 交流侧各量的静态关系。如图 2 8 所示。图中三相v s r 交流侧基波电压矢量为n 电感电压矢量为屹，网 侧电流矢量为，电网电动势矢量为e ，矢量和e 的相角为口；矢量y 与e 间相角为y 。 从图2 8 我们可以得到各个量之间的静态关系： v = e 一圪一r i ( 2 3 1 ) 我们以a 相为研究对象，假设a 相电网电动势为e 。0 ) ，a 相交流侧基波 电压为v o ( t ) ，交流侧基波电流为( r ) ，则可以得到： k ( f ) = 既s i n t o t 吃( ，) = s i n ( a t 一，) = 。( c o s ，s i n6 计一s i n 厂c o s c l 矿) ( 2 3 2 ) 【i o ( t ) = ls i n ( a ) t + 伊) 式中已为三相电网电动势峰值 为三相v s r 交流侧基波电压峰值 1 7 哈尔滨工程大学硕士学位论文 ，。为三相网侧电流峰值 我们建立如图2 8 所示的a0 坐标，将交流侧电压矢量v 投影到ab 坐 标系中可得： v=：v,cos，z：=(gsin xc + o s r q ，：8 r 妒s i n z q ，) 8 i i m n p l ( 2 - 3 3 ) l = ，= ( + 。卜为三相v s r 交流侧每相感抗。 我们可以从( 2 - 3 3 ) 看到，当r ，j ，瓦已知时，可以通过上式求出三相 v s ra 相交流侧电压矢量，从而能够得到间接电流控制时矢量v 的算法。实 际上，要实现间接电流控制，其关键就是如何得到三相v s r 交流侧的电压， 我们从前面的分析可以得到，如果能够按照一定的数学关系来改变矿，就能 够实现三相v s r 的四象限运行，而式( 2 3 3 ) 是联系网侧电流与交流侧电压 的桥梁，它限定了如何改变交流侧电压v 来达到改变网侧电流，的目的。 假设采用s p w m 来产生p w m 波形，我们只要能够得到正弦调制波的波 形，然后与固定幅值的三角载波进行比较，就能够得到开关器件的触发波形， 并且，当开关器件的开关频率足够高时，我们可以忽略v s r 交流侧电压的高 频谐波分量，其基波分量就是静态间接电流控制的直接控制量。 这里仍然以a 相为研究对象，设a 相对应的正弦调制波的基波信号为： “惶= u ms i n ( c o t - y ) ( 2 - 3 4 ) u m c o s y s i n o j ts i n y c o s 珊t =- 由于采用的s p w m 调制，根据直流电压与交流输出电压的关系，可以的 到： v o ( 归 挚删n ( o ) t - y ) ：委字 c o s y s i n t - s i n y c o s t ( 2 3 5 ) 二c i t = j 1m v 。【c o s y s i n c o t - s i n y c o s 刎 式中：“，为正弦调制波峰值 己。为s p 形村三角载波信号峰值( u r ) 。 m = 兰1 为s p w m 调制比 u 7 哈尔滨工程大学硕士学位论文 我们对比( 2 - 3 4 ) 与( 2 3 5 ) 可得： 。( r ) = 【0s i n ( c o t y ) ：! 堡垒些 ( 2 3 6 ) 缘 从( 2 3 6 ) 可以看出，我们只要得到了a 相交流侧电压的时域表达式， 就能够得到s p w m 需要的正弦调制波的算法，从而达到间接电流控制的目 的。间接电流控制的最终目的就是要实现三相v s r 交流侧呈现受控电流源的 特性，因此，我们必须把交流侧电压和网侧的电流联系起来。而从式( 2 3 3 ) 中，我们得到了网侧电流的幅值和相位与交流侧电压在ab 坐标系中的投影 之间的关系。所以，我们只要给出电流指令值，( c ，妒) ，并按照式( 2 3 3 ) 进行计算，我们就能够得到交流侧电压基波幅值，从而得到s p w m 调制所需 的正弦调制波形。实际上，通过间接电流控制，已经省去了电流反馈环节， 那么，整个控制系统就只有电压环，即直流电压反馈，我们可以根据直流电 压的给定值与反馈值的差值，然后经过p i 计算，来得到电流指令的幅值信号 。这一点是有依据的，在后面的推导中，我们可以看出当电流幅值越大的 时候，调制波的幅值也就越大，那么直流电压也就越大，在实验中，经过多 次测试，也验证了这结果。给定了电流的幅值，我们只要再根据需要给出 网侧电流的相位给定值妒，例如，需要运行于单位功率因数，则网侧电流的 相位给定值口+ = 0 。 从式( 2 3 2 ) ( 2 - 3 3 ) 可得： v o ( t ) = s i n ( c o t y ) = 圪( c o s y s i nc o t s i n y c o s c o t ) ( 2 - 3 7 ) = 吃s i n o g t 一”口c o s t 所以，要从1 0 ，得到v o ( t ) ，必须知道s i n 刎和c o s 研的值。要得到这两 个值，我们就必须利用网侧电压值来计算出s i n o g t 和c o s o t 。 假设三相电网电压值为e o ( t ) ，e 。c t ) ，( f ) ，且三相电网电压平衡，则有： 1 9 哈尔滨工程大学硕士学位论文 巳( f ) = es i n o ) t ( f ) ：瓦s i n ( 国卜娶) j ( 2 3 8 ) 以f ) _ 驯n ( 耐+ 争 巳( f ) + ( f ) + 巳( ，) = 0 我们从式( 2 3 8 ) 中可以得到： s i n 国f ：生盟 玩 所以 ( 2 3 9 ) e o ( f ) 一e b ( f ) ：瓦m 似+ 车) “n ( c o t 一娶) jj = e 萼c o s 耐弓s i nc o t - 扣甜+ 孚c o s 刎( 2 - 4 0 ) = 括既c o s t c o s 口t ：丛至丛2 3 将式( 2 3 9 ) ( 2 4 1 ) 代入式( 2 3 7 ) 可得。 屹( r ) = 屹s i nc o t 一c o s 国l 。掣一笋 又由式( 2 3 3 ) 可得： ( 2 4 1 ) ( 2 4 2 ) 匕5 比掣一坳等 ：限+ ( r c o s 妒- x s i n p ) l 掣一 ( 2 4 3 ) 日m ( r c 。s 妒+ 月s i n p ) l 墨5 今i 笋 化简可得： 僻 1 + 塑半一堂专等遨刊 ( 2 - 4 4 ) 哈尔滨工程大学硕士学位论文 把式( 2 4 4 ) 代入到式( 2 3 6 ) 可得：