（电磁场与微波技术专业论文）平面微波功率合成器的研究.pdf

硕士论文 平面微波功率合成器的研究 摘要 本篇论文的研究对象为一种应用于毫米波( 2 6 4 0 g h z ) 段的宽带功率合成网络。 作者首先，对各种经典的功率合成网络进行了详细的分析、对照，决定采用w i l k i n s o n 来实现毫米波宽带功率合成网络。其次，基于宽带w i l k i n s o n 理论，分别设计了单支节 ( 经典的单级w i l k i n s o n ) 、两支节和三支节w i l k i n s o n 宽带功率合成网络，并且比较了 单支节、两支节和三支节w i l k i n s o n 拓扑结构。根据实际仿真结果，两支节w i l k i n s o n 宽带功率合成网络在端口隔离度、插入损耗、输出回波损耗、幅度和相位一致性以及体 积等指标上均优于其它两种结构。最后，为了进一步验证两支节w i l k i n s o n 宽带功率合 成网络，作者基于此种拓扑结构对毫米波( 2 6 4 0 g h z ) 宽带固态功率放大器进行了相 关研究。在研究过程中对毫米波基板以及金丝键合进行了相应的研究分析，通过对实际 仿真结果的分析，双金丝拓扑结构在插入损耗以及输入输出端口驻波比均明显优于单金 丝拓扑结构，并且辅之以r o g e r sr t d u r i o d5 8 8 0 基板、h p h m m c 一5 0 4 0 四级宽带微 波毫米波增益模块，完成了对k a 波段( 2 6 4 0 g h z ) 宽带功率放大器结构合理性验证。 关键词：w i l k i n s o n ，宽带，金丝键合：功率合成，毫米波固态功率放大器 堡主堡奎! 亘垡垫垫兰鱼垡矍盟堡塑 a b s t r a c t m i l l i m e t e r - w a v e ( m m w ) i sw i d e l yu s e d i n m i l i t a r ya n dc o m m u n i c a t i o ns y s t e m sf o fi b o u t s t a n d i n ga d v a n t a g e s t h e3 d bb r i d g eo fl o wl o s s ，w h i c hi st h ev i t a lp a r ti ni m p m v i n g p o w e rc o m b i n i n ge f f i c i e n c y , i sd i f f e r e n tf r o mw d 虹n s o nb r i d g e - c l a s s i c a l ，。t w o ，t h r e e 。s t a g e w i l k i n s o nt o p o l o g y i tf e a t u r e su s a g ei nh i g hp e r f o r m a n c ep o w e rd i v i s i o na n dc o m b i n i n g n e t w o r k sw i t ht h eu s u a ld i e l e c t r i cm a t e r i a l s ，a sw e l la sl o wl o s sa n ds i m p l ef a b r i c a t i o n t e c h n o l o g y t h et e s tr e s u l t si n d i c a t e dt h a tt h er e t u r nl o s s , v o l u m ea n di s o l a t i o nt w o - s t a g e w i l k i n s o nt o p o l o g yi sm u c hb e t t e rt h a nc l a s s i c a la n dt h r e e - s t a g ea m o n gt h eo u t p u tm a g n i t u d e b a l a n c e , i n s e r t i o nl o s s ，i n p u tr e t u r nl o s s ，o u t p u tr e t u r nl o s s , o u t p u tp o r t si s o l a t i o n t h e d i f f e r e n t ( s i n g l e ，d o u b l e ) g o l dw i r ei n t e r c o n n e c t i o nw a ss i m u l a t e di n t h eh i g hf r e q u e n c y s o f t w a r ea n s o f lh f s s a f t e ri n v e s t i g a t i n gt h em i l l i m e t e r - w a v es u b s t r a t em a t e r i a l ，a u t h o r d e s i g n sk a - b a n d ( 2 6 1 0g h z 、b r o a d b a n d s o l i dp o w e ra m p l i f i e r , i n c l u d i n gt w o - s t a g e w i l k i n s o nt o p o l o g y , r o g e r sr t d u r i o d5 8 8 0 ，h p - h m m c - 5 0 4 0p o w e gm p l f i e r , o b t a i n i n g s a t i s f i e dr e s u l t s k e y w o r d ：w i l k i n s o n ，b r o a d b a n d ，g o l d e n w i r eb o n d ，p o w e rc o m b i n e r , m i l l i m e t e r - w a v es o l i ds t a t ep o w e ra m p l i f i e rm o d u l e 。 声明 本学位论文是我在导师的指导下取得的研究成果，尽我所知，在本学位 论文中，除了加以标注和致谢的部分外，不包含其它人已经发表或公布过的 研究成果，也不包含我为获得任何教育机构的学位或学历而使用过的材料。 与我一同工作的同事对本学位论文做出的贡献均已在论文中作了明确的说 明。 研究生签名： 书舳w 甲 学位论文使用授权声明 南京理工大学有权保存本学位论文的电子和纸质文档，可以借阅或上网 公布本学位论文的部分或全部内容，可以向有关部门或机构送交并授权其保 存、借阅或上网公布本学位论文的部分或全部内容。对于保密论文，按保密 的有关规定和程序处理。 研究生签名： _ 铊p 硕士论文平面微波功率合成器的研究 1 绪论 1 1 功率合成研究的意义 无线电发送设备中，为了保证足够远的传输距离，待传输信号须经过一系列功率放 大直至获得足够大的功率再送至发射天线。单个电真空器件能够提供更大的输出功率， 但其工艺加工难，工作电压高，器件尺寸和重量大，限制了其在发射系统中的应用。固 态功率器件具有体积小、重量轻、可靠性高、使用电压低、维护方便、温度适应性较好 等优点。随着半导体材料和工艺的不断发展，微波，毫米波功率半导体器件的输出功率量 级越来越大，l 波段功率晶体管的脉冲功率已达千瓦量级：x 波段功率砷化钾场效应管 连续波达到几十瓦，脉冲功率达到5 0 0 w 虽然大功率固态器件的工作频率及所能达到 的功率越来越高，但限于半导体物理的特性，单个固态器件的输出功率仍是有限的。采 用功率合成技术将多路固态器件输出功率进行同相叠加，是获得更高输出功率的有效途 径之一。 1 2 微波功率合成技术的发展和现状 自上世纪六十年代以来，微波，毫米波功率合成技术就引起了国际上的广泛关注，经 过几十年的发展，大致可以归纳为四种类型【1 】，如图1 2 1 所示： 图1 2 1 毫米波功率合成的分类 1 硕士论文平面微波功率合成器的研究 1 2 1 管芯型功率合成 管芯型功率合成是把两个或多个有源器件的管芯聚集在长度比波长小的散热基底 上，以串联以及串并联的方式链合起来，然后加上输入、输出匹配电路，就可以获得较 大的输出功率。管芯型功率合成的概念首先是由j o s e n h a n s 于1 9 6 8 年提出【2 l ，他将三 个i m p a l t 二极管管芯安装在一块金刚石上，使它们在电性能上串联，在热传输路径上 并联，这种连接方式提高了输入阻抗，降低了热阻，在1 3 g h z 输出4 5 w ，从而最早实 现管芯级功率合成。在上世纪七十年代末，r u c k e r 、a m o s s 和h i l l 等人先是在x 波段实 现了多管芯功率合成 3 1 - 5 1 ，后来又扩展到4 0 g h z 日。 管芯型功率合成具有电路性能稳定、频带宽、效率高、体积小等优点，但是，由于 管芯合成的特殊性，需在同一基板上将多个管芯直接并联或串联，若合成数量增多，势 必引起阻抗匹配的难度，而且基板绝大部分面积用于无源匹配与合成传输线的制作，传 输线损耗相对较高，合成效率将会受到影响；并且随着频率的升高，各管芯之间的距离 相对于工作波长图1 2 2 而言，己不能忽略了，合成管芯数量增大，信号到达每个管芯 时，将不再认为具有相同的电磁场环境，也会降低合成效率。对于功率器件而言，散热 是首要考虑的问题，由于各管芯间距离很小，工作时相互热作用是不可避免的，每个管 芯实际散热面积很小，若合成管芯数目过多，加大了器件的散热难度，在毫米波频段中， 尤是如此。总之，即使工艺水平如何发展，仅靠管芯合成来提高功率输出的能力是十分 有限的。 1 2 2 电路型功率合成 电路型功率合成是进一步提高系统功率输出的有效手段，是目前比较常用的功率合 成方法。根据采用电路形式不同，分为谐振式功率合成与非谐振式功率合成。 1 谐振式功率合成 谐振式功率合成是将多个单独固态器件的输出功率通过耦合的方式耦合到合成腔内 以提高整个电路的功率输出。这种合成方式在二极管器件上的应用，特别是振荡合成， 已经十分成熟，主要是用于毫米波高端。其优点是由于器件功率直接耦合到谐振腔体内 合成输出，路径损耗小，合成效率高。主要缺点是：合成电路q 值高，工作频带窄( 小 于百分之几) ，而且，可用于合成的器件数目受腔体模式限制，后者是因为随着合成器件 的增多，频率的升高，腔体空问会越来越小，各种不连续边界所产生的模式将变得越来 越复杂，从而严重影响合成器工作的稳定性、合成效率以及输出功率。 按谐振腔体不同，主要有两种方式：矩形波导腔体谐振合成与圆柱腔体谐振合成。 矩形波导腔体谐振合成在毫米波频段的应用十分成功。首先，矩形波导腔体输出口与标 2 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 准波导转换容易( 只需要阻抗匹配) ，而圆柱形腔体输入、输出是在腔体中央插入同轴探 针实现，除了在毫米波难于制作外，这种结构还进一步限制了工作带宽与合成效率。其 次，在腔体模式受限问题上，圆柱型腔体更加严重，圆柱形腔体是靠增大腔体直径来增 加合成器件数量的，腔体直径增加，工作模式也迅速增加，合成效率迅速降低；而矩形 波导腔体则可以仅增大腔体长度，而保持腔体的高度和宽度不变，这样，工作模式相对 来说增加得较为缓慢。早在1 9 8 1 年，k c h a n g 等人分别采用两个3 w 的i m p a i - i 二极 管在1 4 2 2 g h z 合成出5 2 w 的功率，采用4 个管子得到9 2 w 的输【7 】嘲。 2 非谐振式功率合成 此种合成方式是将多个功率单元通过功率分配- 合成网络连接起来，获得更大的输出 功率。其特点是：工作带宽由功率分配合成网络决定，一般来说，都大于谐振式合成； 功率分配一合成网络为各合成单元间提供了一定的隔离，从而基本上消除了由单元问的相 互作用引起的不稳定性；合成效率主要是由各合成单元输出信号之间的相位、幅度以及 合成电路本身的损耗决定按不同的电路合成方式，有三种类型： 1 l3 d b 电桥合成 功率分配一合成电路采用3 d b 电桥形式主要有：两路w i l k i n s o n 电桥、3 d b 环形电 桥、魔t 等。其原理框图如图1 2 3 所示 输入出 图1 2 33 d b 电桥功率放大合成框图 近年来，随着半导体技术的发展，以两路w i l k i n s o n 电桥合成为基础的多层二进制 w i l k i n s o n 电桥合成在毫米波低端g a a sm m i c 功率器件上取得了很好的效果。在同一块 芯片上，通过二进制w i l k i n s o n 电桥，直接将多个场效应管芯的输出以并联的方式连接 起来以获得较大的功率。据目前的水平，在9 5 g h z 单片输出功率可达4 2 7 m w i s ，在 6 2 g h z 采用两路放大，片外合成得到1 w 1 明 2 ) 链式功率合成 图1 2 4 简略描述了链式合成的基本原理 3 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 ( p r ，( p 夕( p r ，( p 夕 l 嗍p 一3 ( i b4 7 8 d b6 d b t o i e n d b 圈1 2 4 理想的耦合链式功率合成 在理想情况下，电路中第n 级合成对该级输出功率p 的贡献为1 n ，即该级的耦合 度为1 0 1 9 n ( d b ) 。原则上可以继续将耦合度为l o i g ( n + 1 ) ( d b ) 的第n + i 级级联在第n 级 之后，以提高输出功率，直到满足要求为止。但是，由于耦合度本身的损耗会影响合成 效率，而且级数越多，耦合越弱，耦合器的制作精度得不到应有的保证，在毫米波段更 是如此 3 ) 多路功率合成 在已有的报道中，多路合成采用的电路主要有：多路w i l k i n s o n 电桥、径向线 ( r a d i a l l i n e ) 、r u k e r 电路、以及锥形波导电路结构等。在合成电路中，利用阻性材料 提高各合成单元之间的隔离度，并抑制高次模的激励。由于电路结构的限制，工作频率 很难达到6 0 g h z 以上。 1 2 3 空间型功率合成 空间型功率合成是上世纪八十年代初提出的一种毫米波功率合成的方法，但它真正 被人们重视并加以广泛研究是在上世纪八十年代后期和九十年代。这类合成方式是利用 多个功率辐射单元，以正确的相位关系来实现功率的叠加这类合成又分为准光腔功率 合成与自由空间波功率合成，准光腔合成技术是将器件通过不同的结构形式安装于准光 腔内进行功率合成；自由空间合成技术是利用天线的辐射与互耦特性，将各个毫米波器 件的辐射功率在自由空间进行功率合成，合成后的功率可以通过天线接收，也可以将合 成功率直接定点于高功率需求处。在电路合成中，功率由有源器件直接通过合成电路耦 合到平面传输线上，而自由空问和准光腔合成中，功率由有源器件耦合为大直径的导波 波束，再通过波束聚焦到空间功率需求点或转换为波导模式输出。 在空问型功率合成中，大直径的波束横截面允许采用的合成单元数目更多，从而可 以提供更大的输出功率；而所有的合成单元都处于并联的状态，损耗基本上与合成单元 4 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 数量无关，这使得自由空间和准光腔合成在合成单元数目很多时( 3 2 ) 具有十分明显的优 势1 1 1 l ，可以满足高功率的需求。合成损耗主要是由有源器件耦合输出为传播波束以及传 播波束耦合到功率接收端e l 时引起的，而这种损耗可以通过优化设计做的很小。 在可靠性方面，由于各合成单元为并联关系，相互问的影响很小。n a i s h u ic h e n g 、 r a y o r k 等人对此曾作过容错性( g r a c e f u ld e g r a d a t i o np r o p e 删实验旧，当部分单元失 效时，系统仍能够正常可靠地工作，而不会出现毁灭性的结果。可以说，空间合成是进 一步提高输出功率的有效方法，也是当前最热门的功率合成技术。 据已有报道”，准光腔和自由空间合成中，放大单元排列构架大致可以分为两类： 瓦片状f n l e ) 排列和碟状( t r a y ) 排列。在瓦片状系统中，波束传播方向与阵列面( 放大器 排列面) 垂直，而碟状系统中波束传播方向与阵列面相切。在瓦片状架构的研究中，出 现了两种不同的结构：网格放大器( g r i da m p l i f i e r ) 排列、有源阵列放大器( a c t i v ea r r a y a m p l i f i e r ) 排列。网格结构由紧密排列的晶体管对组成的阵列。输入输出线的取向相互垂 直，片外极化线用于调谐。这种结构缺点是：由晶体管对组成的小尺寸蜂窝，其增益和 功率受限制。但是，由于有源器件密度大，可以做成单片电路，便于大规模生产，而广 泛应用于中等增益和功率场合。有源阵列的蜂窝单元尺寸更大些，其天线更类似于常规 天线，如片状( p a t c h e s ) 、缝隙( s l o t s ) 。这种更大的蜂窝单元便于集成多级m m i c ，从而 有更高的输出功率和增益。碟状放大器结构则在纵向集成放大，无源辐射与调谐元件仅 占有源阵列与放大器面积的很小部分，采用有源m m i c 与无源天线组合是最经济的工作 方式。有源阵列放大器结构和碟状放大器结构适合于高功率高增益应用。 在s a n d e r s 公司最近的一个空间合成研究报告中【13 】曾报道一个碟状放大阵列，采用 2 7 2 个m m l c ( 包括1 7 个碟，每碟包括1 6 个m m i c ) 喇叭天线馈入，喇叭天线收集， 在6 1 g h z 得到3 5 w 的c w 功率，具有6 0 d b 的小信号增益以及4 g h z 的带宽。收集效 率大约为4 5 5 0 ，并称这种高功率高增益固态输出可以和电子管相比较。r a y o r k 等人采用波导结构在x 波段( 8 1 2 g h z ) 采用碟状空间合成，取得了成功。他们把波导 与有源器件问采用渐变缝隙线转换，采用8 个碟，每碟包含4 个5 w 的g a a sm m i c 放 大器，所有碟叠在一起形成标准矩形波导口，结构十分紧凑。最终结果测得在8 g h z 时 输出1 5 0 w 。并且对合成电路进行了容错性分析与实验，结果也相当满意，并宣称可以 代替低功率电子管真空功率源h 2 l 【14 l 。 1 2 4 混合型功率合成 由前面举例可以看出，实际功率合成基本上都采用了混合合成。根据实际情况，利 用以上几种合成技术各自的优点，做到性能互补，以最经济的代价做到最实惠的功率合 5 硕士论文平面微波功率合成器的研究 成通常管芯级合成为第一级，电路合成为第二级，若还需要的话，最后一级采用空间 合成。以碟状放大器为例，在使用的m m l c 中采用了管芯级合成和w i l k i n s o n 电桥电路 合成，再以电路合成技术构成单个碟，最后采用空间合成技术实现整个放大器。 1 3 本篇论文的结构框架体系 在第二章中，对各种经典的功率合成网络进行了详细的分析、对照：决定采用 w i l k i n s o n 来实现毫米波宽带功率合成网络。 在第三章中，基于宽带w i l k i n s o n 理论，分别设计了单支节( 经典的单级w i l k i n s o n ) 、 两支节和三支节w i l k i n s o n 宽带功率合成网络，并且比较了单支节、两支节和三支节 w i l k i n s o n 拓扑结构 实际仿真结果表明，两支节w i l k i n s o n 宽带功率合成网络在端口隔离度、插入损耗、 输出回波损耗、幅度和相位一致性以及体积等指标上均优于其它两种结构。 在第四章中，为了进一步验证两支节w i l k i n s o n 宽带功率合成网络，作者基于此种 拓扑结构对毫米波( 2 6 4 0 g h z ) 宽带固态功率放大器进行了相关研究 在研究过程中对毫米波基板以及金丝键合进行了相应的研究分析，通过对实际仿真 结果的分析，双金丝拓扑结构在插入损耗以及输入，输出端口驻波比均明显优于单金丝拓 扑结构，并且辅之以r o g e r sr t d u r i o d5 8 8 0 基板、h p - h m m c 5 0 4 0 四级宽带微波毫 米波增益模块，完成了对k a 波段( 2 6 4 0 g h z ) 宽带功率放大器结构合理性验证。 本篇论文的相关初步研究结论以及心得体会将在结论中给出 6 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 2 经典平面功率合成结构 目前应用比较多的几种经典平面功率合成结构包括w i l l d n s o n 功分器、支线定向耦 合器、l a n g e 耦台器以及混合环。下面分别进行介绍。 2 1 w u i d n ：b o n 功分器 囤2 1 1 示出一个三端口功率分配蛊，它是在t 形接头基础上发展起来的当信号 由端口2 和端口3 输出只要设计恰当，此两个输出可以按一定比例分配而两个输出 端保持相同的电压，电阻r 中没有电流，不吸取功率。电阻的作用是给出良好的输出端 匹配和隔离，若端口2 和端口3 稍有失配，则将有功率为电阻r 所吸收，从而保证两输 出端有良好的隔离。 圈2 1 1w i l k i n s o n 三端口功率分配器示意图 推导三端口功率分配器的设计公式时，先设端口1 输入的信号由端口2 和端口3 输 出，输出的功率分别为p 2 和p 3 ，并且按照下列比例分配，即 弓k 毽 同时臂2 上任一点对地电压等于臂3 上对称点对地的电压， 3 的输出功率与其电压的关系是 陋一日z ： 1 己- 曙z ， 代入式2 1 1 并考虑到v 2 = v 3 ，则得 ( 2 1 1 ) 即v 2 = v 3 。而端口2 和端口 ( 2 1 2 ) 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 即 蜉z , - k 叼z ： z 2 - k 2 2 3 若选z 2 - k z o ，则z 3 - z o k ，因而r 可选为 r - k z o + z o k - q + 砰) z o k ( 2 1 3 ) ( 2 1 4 ) ( 2 1 5 ) 同时，在t 形接头处臂2 得输入阻抗z 2 h ，与臂3 的输入阻抗相并联，则为端 口1 的输入阻抗，即 z 。一( z “e z 。) ( z 。+ z 。) - k 2 z m o + k 2 ) 为了使输入端匹配，必须令z 伽= z o ，于是得 k 2 z m o + k 2 ) - z 0 或 f z - ( 1 + k 2 ) z o k 2 i 气- k 2 z 轴- ( i + k 2 ) z 0 由于端口1 到端口2 和3 的距离都是】4 波长， 它们的特性阻抗必须是 ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 要使端口2 和端口3 都是匹配终端，则 j 。坚也：竺：整吆o 。k ( 1 根2 ) z o ( 2 9 ) i z m - 2 0 口乙- ( 1 + 足2 ) r 3 z o 综合以上结果，得出图2 1 1 的简单三端口功率分配器的设计公式是 e - k 2 昱 z 2 一k z o - 8 - ( 2 1 1 0 ) ( 2 1 1 1 ) 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 z 3 一z o f k 。z 。肛百两 z 。t z q 曩研 r - k z o + z o k 若k = i 即p 2 = p 3 时，则有 弓一e z 2 - 乙- z o ( 2 1 1 2 ) ( 2 1 1 3 ) ( 2 1 1 4 ) ( 2 1 1 5 ) ( 2 1 1 6 ) ( 2 1 1 7 ) ( 2 1 1 8 ) ( 2 1 1 9 ) 这时三端口功率分配器成为一个混合接头。 如果图2 1 1 端口2 和3 的终端特性阻抗，则需在端口2 和3 处各接一个波长阻抗 变换器，如图所示，这时所加的波长阻抗变换器的阻抗应是 i z 一彪j 眩2 z - z # 3 泳 z li z 2 z , ( z ：+ z 3 ) i 砜泓) z o 【忍。+ 泓) z o 卜+ ) ( 2 1 2 0 ) ( 2 1 2 1 ) 上述的三端口功率分配器，对端1 31 来说，实际上相当于一个波长阻抗变换器 如蓑一熹鬻 ( 2 1 2 2 ) 由于从端口1 看出，三端口功率分配器相当于一个单节x 4 阻抗变换器，它的带宽 显然比较窄的。为了加宽带宽，可在输入端再加一节a 4 波长阻抗变换器，如图2 1 1 所示，于是成为两节波长阻抗变换器。对此两节阻抗变换器既可按最平坦相应来设计， 9 硕士论文平面微波功率合成器的研究 也可按切比雪夫响应来设计。但现在我们假定中心频率上为完全匹配，则有 z 0 ( z 盖z 孟) z 。一z o ，l z ；。2 z l 同时我们引用反对称条件则有 z 。磊。z o z l 解上面两式求得z 0 1 和z 们。为 ( 2 1 2 3 ) ( 2 1 2 4 ) z o 。一掣掣- 甜( 叫( 1 + k 2 ) ) 班甜一z o ( 叫( 1 + k 2 ) 广 ( z 1 _ 2 5 ) z 二一掣律- z p ( 酬1 + 鬣2 ) 广才- z 口( 衫( - + k 2 ) 尸4 一( k 1 + k 2 ) 毛。 ( 2 1 2 6 ) 由式2 2 6 可知，若将z 0 1 分成两个分支电路，并满足功率分配条件，则所得的z 0 2 和 z 必须为图2 1 1 中的z 蛇和7 - 0 3 i 拘 k ( 1 + k 2 ) h 倍，即 - ( 叫( 1 + k 2 ) 广届面而。一z o k 私( 1 + k 2 ) 班 z 0 0m ( 衫( 1 + k 2 ) ) 班厄丽。一z o o + k 2 ) v 4 总结以上结果，宽待三端1 3 功率分配器的设计公式是 弓k 2 p 2 z m - z p i i o + k t 警i z 位z o k 3 ( i + k 2 妒 z 。- z 。o + k 2 ，k 珈 瓦一瓜 1 0 ( 2 1 2 7 ) ( 2 1 2 7 ) ( 2 1 2 9 ) ( 2 1 2 8 ) ( 2 1 2 9 ) ( 2 1 3 0 ) ( 2 1 3 1 ) 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 瓦z , - 瓦k 。 r k z o , z o k = z o ( 1 + k 、| k ( 2 1 3 2 ) ( 2 1 3 3 ) 2 2 支线定向耦合器 支线定向耦合器是由两个平行微带线中间用许多分支线相耦合所构成的，分支线长 度及其间距都是中心频率的1 4 微带波长。其中最常用的是双支线和三支线定向藕合器。 这种定向耦合器通常设计成上下对称的，因而可以用偶模和奇模法来进行分析司。对于 双支线定向耦合器的分析1 1 q 大致如下。 双支线耦合器的各支线实际长度为中心频率的1 4 导波长，设各端口主线的特性导 纳为1 ，则f 8 开路支线的归一化特性导纳为a ， 4 开路支线的归一化特性导纳为b 。 如图2 2 1 所示。 - 一入f 4 - - 1 4 1 1 譬露 开路 b 儡模徽鼬 _ _ - 一入，4 - - - 2 姜 一 3 2 2 短路 c 奇模激励 图2 2 1 双支线耦合器及其奇偶模分析 1 1 - 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 在偶模激励下，对称面视为开路，这时网络的一半如图2 2 1 ( b ) 所示它由两条) j 8 长的开路支线连接在j 4 长的主线两端构成的。其转移矩阵为 叫瑚瞄訾雌料潞，篡 眨2 m 在奇模激励下，对称面视为短路，这时网络的一半如图2 2 1 ( c ) 所示。它由两条a 1 8 - e ：t 托j 短路支线连接在a 1 4 长的主线两端构成的。其转移矩阵为 叫一瑚一【地勿，篡】 汜抛， 将式2 2 1 和式2 2 2 代入偶模和奇模激励下两端口网络的反射系数和传输系数公式 h 日，可得偶模和奇模激励时的g 和t 分别如下 叫洋一卅等郴+ 字，】t 汜2 l t 外了2 a + 小+ ，4 2 ) 声) c z 2 舢 r o - j “t + 口2 ) 声一形降胁( - 。圳 泣2 渤 n 一歹警+ 施+ ( 1 ) 6 ) ( 2 2 6 ) l + 4 2 6 2 此时双支线耦合器的输入端口将获得匹配，并且有理想的方向性。 将式2 2 3 式2 2 6 代入奇偶模分析法计算s 参数的公式1 嘲 鼬- 吾+ r o ) s ，：。姜( n t o ) 2 、 s ”- 三僻+ 聊 1 2 - ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) ( 2 2 9 ) ( 2 2 3 ) 硕士论文平面微波功率合成器的研究 鼬- 三一砷 可得出双支线耦合器的散射参数为 s n 一0 s n - 0 s o - - j i b s 1 4 i 历| b ( 2 2 4 ) ( 2 2 5 ) ( 2 2 6 ) ( 2 2 7 ) ( 2 2 8 ) 由上式可见，端口1 的功率将完全分配给端口3 和4 ，端口2 得不到任何功率。端 口1 完全匹配( s ”= o ) ，端口2 完全隔离( s 1 2 - o ) ，端口4 的相位落后于端口3 相位 。 ( 2 2 1 6 ) y 激令l s ，i 一j ，就可以得到3 d b 支线耦合器，此时6 j 且n 一1 。端口1 的功 率将等分到端口3 和4 ，且相位差为9 0 。 三支线定向耦合器也可以用类似的方法分析，原理是一样的，只是稍微复杂一些。 三支线定向耦合器结构示意图如图2 2 2 所示。 输入直通 1 4 2 3 隔离耦合 图2 2 2 三支线定向耦合器结构示意图 1 3 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 2 3 l a n g e 耦合器 从指数看，l a n g e 耦合器有四指、六指和八指，其中用的较多的是四指。四指l a n g e 耦合器在一个倍频程内能够达到3 d b 的紧耦合，但是却不能通过更紧的耦合使得多节耦 合器级联实现多倍频程的3 d b 耦合。 圈2 3 1l a n g e 耦合器结构示意图 图2 3 1 为l a n g e 耦合器结构示意图。l a n g e 耦合器的耦合段有两个短指和两个长 指，还有一段互通微带。耦合器的线宽和缝宽是由耦合系数和交叉指数目确定的，耦合 区长度采用奇偶模中心频率计算，具体步骤如下： 1 ) 根据电压耦合系数c 和交叉指线的指数目n 计算出一对耦合线的奇偶模阻抗 z 、z j 7 1 。 根据中心频率的耦合度c o 确定电压耦合系数c o f j ( | ；l p + a f ) ( 2 3 1 ) 其中n 是耦合器的指数目，c 是电压耦合系数。对于3 d b 四指兰格耦合器 2 c 一1 0 ”- o 7 0 7 9 ( 2 3 2 ) 所以，奇偶模阻抗比： 。们叫0 7 0 7 9 ( 4 - 叭( 山际嘉乎面卜s 6 汜3 。， 把奇偶模阻抗比r 带入下式： 压蕊。z o ( n - i + r ) ( n - 1 ) r + i ，( 2 3 4 ) 因为特性阻抗z o = 5 0 0 ，所以有： - _ - - 一_ 。1 。一j z o z k - 5 0 、( 4 1 + 0 2 9 7 8 6 ) ( 4 - 1 ) 0 2 9 7 8 6 + 1 ( 1 * 0 2 9 7 8 6 ) - 9 6 2 7 2 q ( 2 3 5 ) 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 z 。瓜云丽一7 6 4 q ( 2 3 6 ) 2 ) 通过计算得到的奇、偶模阻抗z * 和z - ，查图可得到s d 、w 阳，其中d 是介质 基板的厚度。 给定基板厚度d = 0 5 m m 得到： 5 i d - 0 1 w d 一0 0 7 ( 2 3 7 ) ( 2 3 8 ) 所以s = 0 5 x 0 1 = 0 0 5 m m 、w = 0 5 x 0 0 7 = 0 0 3 5 m m 3 ) 上面的尺寸是在忽略了金属层的厚度( t ) 的情况下得到的，与实际可能有1 0 的 误差因此需要采用p e s s e r 给出的厚度修正公式【1 聊： 竺三氅f 1 + h 兰型! 丝1 ( 2 _ 3 9 ) d= 4 ei t d j 其中e 是奇模有效介电常数( 查表) 于是导带厚度不为零的耦合线尺寸w 。s t 为： w t = w + a s ，s , = s - a s 。 4 ) 由于微带线奇偶模相速不等，故用中心频率，的工作波长来设计耦合区长度， 将引起1 0 的误差，如果采用奇偶模中心频率处波长的平均值可大大提高设计精度【1 9 l 。 由耦合微带线分析得到： b 一等尝( 肭) c z 洲， b - 了3 0 0 瓦z “仰m ) ( 2 3 1 1 ) 其中，是中心频率，单位是g h z ，z o , 和z 。是根据耦合度求出的奇偶模阻抗；乙，。 和z c ，。是驴1 情况的微带线奇偶模特性阻抗，由此求得耦合区的长度是： ，一昙+ b ) 1 5 ( 2 3 。1 2 ) 硕士论文平面微波功率合成器的研究 2 4 混合环 混合环又称为环形桥路，它是一种功率分配器。早期的混合环是由矩形波导及其4 个e - t 分支构成的，由于体积庞大已被微带或带状线环形桥路所取代。 对称平面 图2 4 1 微带混合环结构图 图2 4 1 为制作在介质基板上的微带混合环的几何图形，环的平均周长为3 g 2 ，环 上有四个输出端口，四个端口的中心间距均为 o 4 。设环路各归一化特性导纳分别为a 、 b 、c ，四个分支特性导纳均为y o 。 当波由端口输入，其余各端口均接以匹配负载时，由于微带中的电场是以其中心 对称面对称分布的，所以从端口输入的对称电场，将分成两路在环内传输，它们等幅 同相。由图中可知，从端口出发的这两个波，到达端口的行程相差 以，所以两者 到达端口时相位差为1 8 0 0 ，是等幅反相的，其叠加场相对于端口的分支线对称面为 反称场，因此端口中的对称电场被禁戒而没有输出。可见端口、是互相隔离的。 而从端口出发的两个等幅同相波到达端口 、的行程相同，没有相位差，所以端口 、均有输出，但由于从端口到端口的行程差为v 2 ，有附加的1 8 0 。相位移，所 以端口、有等幅反相波输出，各分出端口输入功率的一半。 假定信号由路输入，且a 1 _ 1 么舻，其余各路均接匹配负载，即a 2 = a 3 = a 4 = o 。如 1 6 硕士论文平面微波功率合成器的研究 果我们把a 1 和a 4 写成下列形式 a l - 1 o o = j 1 o 。+ 五1 o 。一口l 朋。 ( 2 4 1 ) 枷o 三o o 一主时- 拙。 ( 2 4 2 ) 各口的反射波电压用b i ( - 1 2 ) 表示，用下角标。e ”和”分别表示偶模波和奇模波， 这样就可以画出用奇、偶模激励时混合环上各路的输出情况，如图2 4 2 所示 图2 4 2 混合环的奇偶模分析 在偶模工作时，由图2 4 2 ( a ) g - - t 知，环的对称面t t 处于电压波腹点，因而等效为开 路面这样混合环可分解成两个相同的二口网络，每个二口网络用等效双线表示。如图 2 4 2 ( a ) 所示。图中j a y o 及一，c y o 分别为长度等于 g 8 及3 八9 8 开路线的输入导纳，各自 与主线并联。 图2 4 3 混合环的奇偶模等效电路 在奇模工作时，开路面变成短路面，混合环分解成两个- - d 网络后，其中一个的等 效电路如图2 4 2 ( b ) 所示。图中一j - y 0 及，飘分别为长度等于 o ，8 及3 , v s 短路线的输 入导纳。 - 1 7 硕士论文平面微波功率合成器的研究 令g 、t e 分别代表偶模二口网络的电压反射系数和电压传输系数，g 、t o 分别代表 奇模- d 网络的电压反射系数和电压传输系数，则根据迭加原理求得各路反射波电压为 b l - b n + b 一( r + r o ) b 2 f b 柑b 。一任一t o b 3 f b “+ h 。- + t o “一巩r + b t 。一m r 0 一个理想的混合环就具备下列三个条件 1 ) 路无输出，b 2 = 0 ，则 l - t o 2 ) 路无反射，b | _ 0 ，则 r ；一一f o 3 ) 、两路输出电压等幅同相，b a = b 4 ，则 l + t o = n r o 将式2 4 1 0 、式2 4 1 1 代入式2 4 1 2 ，得 l - n 由微波网络知 f - s n 。a + b - c - d a + b + c + d r 娟，! 巫 4 + b + c + d 一1 8 ( 2 4 3 ) ( 2 4 4 ) ( 2 4 5 ) ( 2 4 6 ) ( 2 4 7 ) ( 2 4 8 ) ( 2 4 9 ) ( 2 4 1 3 ) ( 2 4 1 4 ) ( 2 4 1 5 ) 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 式中r - z m ，z m 为阻抗变比 图2 4 3 所示两等效电路均是三级级联网络，它们的常数参量不难求出，求出后代 入上列各式，最后即可解出混合环各段归一化特性导纳值如下 ：。b 一一c 。1 ： 4 2 ( 2 4 1 6 ) 根据上式设计的混合环，在中心频率上指标是很理想的，但一旦频率变化，输入驻 波比、隔离度及输出平衡度等指标均将交劣。为改善环的频带特性，可以采取一些措施 以加宽频带提高环的性能。 2 s 本篇论文中的考虑 通常而言由于单级的功率放大器芯片的饱和输出功率有限，因此必须在功率模块的 设计中引入一定功率合成网络。对多个功率放大器芯片进行功率合成一般而言，在选 择对功率合成器时应注意以下几点嗍： 1 合成器应当具有低的附加损耗，使得输出功率电平接近于各路输入功率电平之 和； 2 合成器应当不改变各路放大器的可靠性、稳定性和信号特性； 3 合成器的各输入端口应当具有足够的隔离作用，使得各路放大器互不影响； 4 合成器通常具有相等的输入和输出阻抗； 5 合成器的输入输出端( 特别是输入端) 应当具有低的电压驻波系数。 通过上文所述，在构成功率合成放大电路时，从电气性能上讲，这三种电路形式各 有优点。l a n g e 耦合器体积小、频带宽、隔离度良好；w i l k i n s o n 功分器结构简单、两 路幅度和相位平衡度较好、能够同相输出；支线定向耦合器输入输出反射系数小、隔离 度好；混合环输出端口相位灵活性高既可以选择正交输出，亦可以选择同相输出 从工艺角度来看，l a n g e 耦合器中的耦合线宽和缝隙都很小，频率越高，加工越困 难，在毫米波频段，线宽一般只有几十微米，国内工艺水平很难达到。w i l k i n s o n 功分 器中的隔离电阻的位置相当关键，但安装很困难，特别在毫米波频段，由于电路尺寸很 小，隔离电阻的位置对电路性能的影响更为严重。在支线定向耦合器中没有多少很细的 微带线，也没有很窄的缝隙，其隔离端口所加的隔离电阻的位置对电路性能影响很小， 能够在国内的工艺水平下保证加工精度。 在毫米波频段，由于国外加工工艺水平较高，目前国外研制的固态功率合成放大器 较多地采用了电路结构相对简单而尺寸小的w i l k i n s o n 功分器作为功率分配，合成网络 - 1 9 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 乃，在m m i c 功率放大器中也有很多地采用具有宽带特性的l a n g e 耦合器进行芯片内 部的功率合成【8 1 。 所以在本篇论中笔者将借鉴国外产品的相关设计选择w i l k i n s o n 拓扑结构，并且研 究如何设计出一种毫米波宽带w i l k i n s o n 拓扑结构。 一2 0 - 硕士论文 平面微波功率合成器的研究 3 宽带功率分配合成网络 功率分配器是将输入信号功率分成相等或不相等的几路功率输出的一种多端口微波 网络。前面讨论过的各种四端口耦合网络虽均可作为功率分配器，但是一般并不称为功 率分配器，因为一个功率分配器应该只有信号的输入端口和输出端口，而不像上述的四 端口耦合网络由一个。多余的。的隔离端口，此端口对功率分配器来说是不需要的。 从理论上讲，无论是输出端问没有隔离的简单功率分配器，还是有隔离的混合型功 率分配器；也无论是功率等分的还是不等分的功率分配器，均可做成任意路数输出。但 是，在平面型微波集成电路中，直接分成多路输出的只有简单功率分配器才可能实现。 混合型功率分配器，由于平面电路上要对称地安置几个隔离电阻在结构上有困难，故一 般只能做成两路的功率分配器，最多也不超过三路；而混合型多路功率分配器通常是用 数个两路功率分配器级联而成，如下图3 1 所示一分为二功率分配器的