（电路与系统专业论文）运用于无线局域网80211a标准的正交调制器和上变频器设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 摘要 随着社会的发展和科技的不断进步，人们对网络的需求越来越高，传统的有线局域网 已经不能满足人们对移动和网络的需求。无线局域网为通信的移动化、个性化和多媒体应用 提供了可能。它使人们真正有可能实现随时随地获取信息、保持数据和语音的通信。随着无 限局域网在各个行业的广泛应用，针对无线局域网的研究也越来越深入。射频集成电路是无 线局域网实现中的核心部分，它的实现关乎如何在低成本的情况下，同时又获得很好的性能。 由于c m o s 工艺发展成熟同时又价格低廉，因此用c m o s 工艺实现无限局域网芯片是非常 具有前景的一项工作。 本文主要介绍了o 1 8 u r nc m o s 工艺实现用于i e e e8 0 2 1 l a 的5 g h zw l a n 无线局域 网发射机前端电路正交调制器和上变频器的设计。本文首先介绍和比较了无线通讯中常用的 收发机的结构和原理。接着对正交调制器和上变频器的原理进行了分析，并比较了各种不同 的实现方法。特别是对系统中要求的高线性度进行了细致的分析，比较了各种不同的线性化 技术的优缺点。文中还针对设计电路对几个关键性的技术指标进行了理论上的分析。比如三 阶互调，噪声，动态范围等等。本论文抽出一章介绍了版图的设计，从版图设计的原理、流 程、注意点到本次版图设计的一些特点。文章最后对电路的测试进行了比较详尽的描述。 电路用安捷伦公司的a d s 软件进行了仿真，取得了比较好的仿真结果。电路设计完成 后交由台积电公司制造。对芯片的初步测试结果表明：芯片完成了调制的功能，同时芯片的 各项性能指标基本与模拟结果相仿，达到了设计要求。最后文章对整个电路的实现进行了总 结，提出了电路的改进方案和今后工作的重点和方向。 关键词 无线局域网( w l a n ) 、正交调制器、上变频器、射频发射机、c m o s 工艺 三阶互调、动态范围 a b s t l n c t a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fs o c i e t ya n dt h er a p i dp r o g r e s si ns c i e n c e t h er e q u i r e m e n t s o fn e t w o r kc a p a b i l i t yh a v eb e e ni n c r e a s e dr e m a r k a b l y a n dt h eo u t d a t e dt r a d i t i o n a l n e t w o r kc a n n o tm e e tt h ef l e x i b l en e e d so ft h em o b i l en e t w o r k w i r e l e s s i _ a no l f e r su sa n i n t e g r a t e ds o l u t i o nt ot h ei n c r e a s i n gr e q u i r e m e n t so nm o b i l i z a t i o n ，i n d i v i d u a t i o n a n d a p p l i c a t i o n o fm u l t i m e d i ac o m m u n i c a t i o n s u p p o r t e db yw l a n ，w ea r ea b l et o c o m m u n i c a t ew i t he a c ho t h e ra ta n y t i m ea n da ta n yw h e r e t h ew o d d - w i d ea p p l i c a t i o ni n a l m o s te v e r yf i e l d 。i n c l u d i n gd a i l yl i f e ，i n d u s t r y , a g r i c u l t u r e ，m i l i t a r y , a r en o wc h a n g i n g p e o p l e sl i v e ss i g n i f i c a n t l ya n dm o r ea r e n t l o na r ef o c u s e do nt h i sd s i n gt e c h n i q u e r f i c i st h ek e yt e c h n o l o g yi nt h es t u d yo fw l a n w i t ht h el o w e rc a s t sa n dt h ea d v a n c e d r e s e a r c h c m o st e c h n i q u eh a sa l r e a d yb e c o m et h em o s tt y p i c a lm e t h o df o rt h ew l a n d e s i g n t h et a s ko ft h i sp a p e ri st h ei m p l e m e n t a t i o no ft h e1 g h zq u a d r a t u r em o d u l a t o ra n d u pc o n v e r t e ri n t h er a d i of r e q u e n c y ( r f ) m o d u l eo f5 g h zw l a ns y s t e m ，u s i n gt h e t s m c s0 1 8 1 上r nc m o st e c h n o l o g y i nt h i sp a p e r , t h ep r i n c i p l eo ft r a n s c e i v e ri nc o m m o n u s eo fw i r e l e s sc o m m u n i c a t i o ni si n t r o d u c e df i r s t t o g e t h e rw i t hd i f f e r e n ts t r u c t u r e so f m i x e rt ob ep r e s e n t e dr e s p e c t i v e l y s e c o n d l y , b e n e t i t sa n dd e f e c t so fv a r i o u sl i n e a d z a t i o n t e c h n i q u e sa r ea n a l y z e d t h ep a p e rh a sa l s oa n a l y z e dt h ep e r f o r m a n c eo fo t h e r p a r a m e t e r s ，s u c ha sl i p 3 n o i s ef a c t o r , s f d r e t c i nc h a p t e r5 。t h ed e s i g no fl a y o u ti s d e s c d b e d f i n a l l y , ad e t a i l e dd e s c f io i i o ni nc i r c u i tt e s ti sm a d e t h es i m u l a t i o nr e s u l t si na d si l l u s t r a t et h a t1g h zq u a d r a t u r em o d u l a t o ri se l i g i b l e a l t e rs i m u l a t i o nt h ec i r c u i ti sf a b d c a t e di nt s m c a c c o r d i n gt ot h et e s tr e s u l t s ，t h i s m o d u l a t o rc h i pa c h i e v e st h em o d u l a t i o nf u n c t i o n t h et e s t i n gp e r f o r m a n c ei sc l o s et ot h e s i m u l a t i o nr e s u l t s i nt h ee n d ，t h et h e s i ss u m m a d z e sa l lt h em o d u l a t o rc i r c u i td e s i g n ，p u ts f o r w a r dt h ei m p r o v e m e n ts c h e m e ，a n dg i v et h ee m p h a s i sa n dd i r e c t i o nf o rt h ef u t u r e w o r k k e yw o r d s w l a n 。q u a d r a t u r em o d u l a t o r ，u pc o n v e r t e r ，r ft r a n s m i t t e r ，c m o st e c h n i c s ， t h r e eo r d e ri n t e r c a p t 。s p u r i o u sf r e ed y n a m i cr a n g 学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构 的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均 已在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 签名： 关于学位论文使用授权的说明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位 论文的复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人 电子文档的内容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论 文被查阅和借阅，可以公布( 包括刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包 括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 弛神始粒 第一章概述 1 1 研究背景 第一章概述 伴随着有线网络的广泛使用，以快捷高效，组网灵活为优势的无线网络技术也在飞速发 展。无线局域网是计算机网络和无线通信技术相结合的产物。无线局域网利用了无线多址信 道的一种有效方法来支持计算机之间的通信，并为通信的移动化，个性化和多媒体应用提供 了可能。通俗说，无限局域网( w i r e l e s sl o c a l a r n e t w o r k ，w l a n ) 就是在不采用传统电 缆的同时，提供了以太网或者令牌网络的功能。有线网络布线，改线工程量大；线路容易损 坏；网中各节点都不能移动。无线局域网就是解决有线网络以上问题而出现的。相比有线网 络，无线局域网具有以下优点：安装便捷，免去了或减少了网络布线的工作量：使用灵活， 在无线网络覆盖的范围内，任何一个位置都可以接入网络；经济节约，重复建设少利用效率 高；易于扩展，根据不同需求可以灵活配置。 为了适应未来电子商务的巨大需求、信息传播的日益普及和信息爆炸增长对通讯领域的 更高要求，人们也对无线局域网提出了越来越高的要求。为了使不同厂家制造的部件能够在 同一个系统中协同工作，需要相应的协议或标准对技术开发加以规范。通常会有一些专门的 机构根据本国、本地区的技术背景及要求来制定技术标准，对无线局域网，欧洲采用 h i p e r l a n ( e u r o p e a nh i g h - p e r f o r m a n c er a d i ol a w 标准，美国有i e e e 8 0 2 1 l 系列标准。后 者对无线局域网的媒体访问控制( m a c ，m e d i a a c c e s sc o n t r 0 1 ) 层和物理( p h y s i c a l ) 层进行了 规定。i e e e8 0 2 1 1 是在1 9 9 7 年由大量的局域网以及计算机专家审定通过的标准。i e e e 8 0 2 1 1 规定了无线局域网在2 4 g h z 波段进行操作，这一波段被全球无线电法规实体定义为 扩频使用波段。1 9 9 9 年8 月，8 0 2 1 1 标准得到了进一步的完善和修订，包括用一个基于s n m p 的m i b 来取代原来基于o s l 协议的m m 。另外还增加了两项内容，一种是8 0 2 1 i b 标准。 在2 4 g h z 频带，采用直接序列扩频( d s s s ) 技术和补偿编码键控( c c k ) 调制方式。该标准 可提供1 1 m b s 的数据速率，还能够根据情况的变化，在1 1m b p s 、5 5m b p $ 、2m b p s 、1m b p s 的不同速率之间自动切换。它从根本上改变无线局域网设计和应用现状，扩大了无线局域网 的应用领域。 无线局域网8 0 2 1 l a 协议规定采用正交频分复用( o f i ) m ) 传输方式，采用二进制移相键 控( b p s k ) ，四进制移相键控( q p s k ) 。1 6 进制正交幅度调制0 6 q a m ) ，6 4 进制正交幅度调制 ( 6 4 q a v 0 调制方式，1 6 q a m 、6 4 q a m 调制属于线性调制的范畴，b p s k 、q p s k 调制属于 非线性调制的范畴。工作频段：5 1 5 g h z - 5 2 5 g h z , 5 2 5 g h z - 5 3 5 g h z 和5 7 2 5 g h z - 5 8 2 5 g i - i z ， 可提供2 5 m b p s 的无线a t m 接1 2 1 和1 0 m b p s 的以太网无线帧结构接口，并支持语音、数据、 图像业务。这样的速率完全能满足室内、室外的各种应用场合 东南大学硕士学位论文 速率( m b i f f s )调制方式编码率每个次载波 每个o f d m每个o f d m 的比特率 符号的比特率 符号的速据率 6b p s k1 ，2l 4 82 4 9b p s k 3 4 l 4 83 6 1 2 q p s k 1 2 2 9 64 8 1 8 q p s k 3 ，42 9 67 2 2 4 1 6 - q a m1 2 4 1 9 2 9 6 3 6 1 6 - q a m 3 4 4 1 9 2 1 4 4 4 8 6 4 - q a m 2 36 2 8 81 9 2 5 4 6 4 - q a m 3 “6 2 8 8 2 1 6 表1 1 不同调制方式下的各项指标 1 2 集成电路设计流程 在电路设计中通常采用层次化的设计方法。就射频收发机而言，首先要根据系统要求确 定整个系统的结构。然后根据结构以及相应的性能指标进行系统仿真，确定各个单元模块的 性能要求，同时进一步优化系统结构。接下来根据各个单元模块的性能要求搜集资料，筛选 优化结构，利用a g i l e n t a d v a n c e dd e s i g ns y s t e m ( a d s ) 软件进行电路仿真和优化。在各个性能 参数问进行很好的折中，令电路性能最优化。在模拟结果达到要求的情况下，采用c a d e n c e 软件进行版图设计，完成版图的一系列验证：包括设计规则检查( d e s i g n r u l e c h e c k , d r c ) ， 版图提取( e x t r a c t i o n ) ，版图与电路图对照y o 吐卿s c h e m a t i c , l v s ) 。然后对带寄生参数 提取后的版图做后仿真，对后仿真的结构和前仿真的结构进行比较和分析。如果后仿真结果 不能达到要求，找出问题出现的原因。如果问题是由版图设计带来的，那么修改版图。如果 问题是由前仿真带来的，那么重新在a d s 下进行前仿真。在后仿真结构达到要求的情况下， 将版图的g d s i i 格式文件交付芯片制造厂商流片。最后对制作的芯片进行测试，根据不同 要求选择在芯片期0 试或者是制作p c b 板测试，确定电路性能是否达到预期指标。 第一章概述 图1 1 芯片设计流程 1 。3 本论文的主要工作 片测试或 试 本论文的主要任务是基于m e e 舯2 1 l a 标准研究并设计用于5 g h z 无线局域网射频发射 机中的正交调制器和上变频器的设计。 本论文按照如下结构组织： 论文共分六章。第一章是概述。主要介绍了无限局域网的特点以及8 0 2 1 1 协议，同时简 单介绍了集成电路的设计流程。第二章简单介绍了无线收发机和发射机前端模块的设计要 求。第三章从电路的结构选择到性能指标最后到电路模拟详细介绍了载波为i g h z 的调制器 的设计。第四章详细介绍了正交调制器的正交特性和上变频器的设计。第五章简单得介绍了 c m o s 工艺，详细描述了电路的版图设计。第六章讲解了芯片的测试和测试结果的分析。 3 第二章射频收发机和发射机前端模块 第二章射频收发机和发射机前端模块 2 1 通信机的组成 通信机由发射机和接收机组成。发射机的主要任务是将基带信号通过载波调制到所要求 的频段上，并对其进行功率放大使其达到足够大的发射功率。发射机发射的信号是处于某一 个频段上的高功率信号，应该尽量减少它对临近信道的干扰。发射机的主要指标是频谱，功 率和效率。 2 2 接收机的系统介绍 接收机是从众多的电波中选出有用信号。由于传输路径上存在的损耗和多径效应，接 收机接收到的信号是微弱且变化的，同时伴随着许多干扰，这些信号强度往往远大于有用 信号，因此接收机的主要指标是灵敏度和选择性。接收机主要分几种结构包括超外差结构， 宽带中频结构和直接变频结构。 2 2 1 超外差结构 超外差接收机将射频信号转换到固定中频，然后在中频进行带通滤波、自动增益控制 等处理。它使用大量的高品质因素的分离元件构成单元电路来实行高选择性和高灵敏度， 主要包括低噪声放大器、混频器、射频、中频和镜像频率滤波器和压控振荡器等等。它的 结构如图2 1 所示。采用超外差接收机方案主要基于三个方面的考虑。首先，中频比信号 载频低很多，在中频段实现对有用信号的选择比在载频段选择对滤波器的q 值要求低得多。 其次接收机从天线上接收到的信号非常微弱，一般在一1 2 0 - - 1 0 0 d b m 。一般需要放大1 0 0 2 0 0 d b 才可以用来解调或a d 变换。为了放大器的稳定和避免振荡，在一个频带内的放大器， 其增益一般不超过5 0 6 0 d b ，超外差接收机将总增益分散到高频、中频、和基带三个频段 上。其三，在较低的固定中频上解调或a d 变换也相对容易。但是超外差结构也有它的缺 点所在：组合干扰频率多。在接收机中单元电路都是非线性器件，变频器也不是一个理想 的乘法器，它会将进入的有用信号。”和本振信号o m ，以及混入的干扰信号( 假设为u 1 和。2 ) 通过变频器非线性特性中的某一高次方项组合产生组合频率，如l p u q 。t i 或 者i p 。( m 。_ n o ：) i ，若它们落在中频频带内就会对有用信号产生干扰。 图2 1 超外差结构接收机 4 东南大学硕士学位论文 2 2 2 宽中频结构 宽带中频接收机是中频接收机的一个变种，它利用固定本振将带内信号由射频变换到 中频，然后进行低通滤波，而信道选择在= 次变频过程中完成。因此第一次变频本振信号 可以通过固定分频比的频率综合器产生。由于压控振荡器的相位噪声传输函数是高通函数， 所以使用宽带频率综合器可以降低对压控振荡器相位噪声的要求。另外信道选择在第二次 变频过程中完成。增加了系统的灵活性，适当选择第一本振信号的频率可以构成双频收发 器。中频接收存在镜像干扰的问题，即在下变频过程中，有用信号及其关于本振信号对称 的镜像频率信号被变换到相同的频带内，形成干扰。前人提出了许多镜像抑制结构，最主 要的有h a r t l e y 结构，w e a v e r 结构和双正交结构，图2 2 就是一个使用双正交结构的接收 机。 2 2 3 零中频结构 图2 2 双正交结构接收机接收机 零中频接收使用一个混频器直接将带内信号从射频变换到基带。在理想情况下，不存在 镜像频率干扰问题。它的困难在于需要设计射频频率综合器，频率综合器的性能对于零中频 接收的影响很大。零中频接收存在的最主要问题是直流失调。这在超外差接收机中就不容 易发生，因为超外差接收机的本振频率和信号频率相差很大，一般本振频率都落在前级滤 波器的频带外 图2 3 零中频结构接收机 在零中频接收机中，由于本振与接收信号的载波频率相同，在本振和混频器的射频输入 5 第二章射频收发机和发射机前端模块 端口之间不能理想隔离的情况下，造成本振信号泄漏到低噪声放大器和混频器的输入端，通 过自混频形成直流失调。而从天线到模数转换器输出端间增益一般可以达到1 0 0 db 以上 即使是很小的直流失调也可能对基带部分造成很大的干扰。要消除直流失调，最简单的方法 就是采用高通滤波器，但是通常信息调制方案产生的有用信号的频谱低端可以到几十赫兹 要求高通滤波器的通频带边缘频率非常低。这样不仅实现困难而且反应速度慢，很难消除变 化较快的直流失调( 比如越区切换时) 。较好的直流补偿方法是在基带进行数字处理后，在模 拟信号通路减去调整量：或者采用频谱结构不包含直流分量的调制方案，比如寻呼机系统。 零中频接收还存在其它问题，比如在混频器自身对称性退化情况下，有效信道附近存在的两 个较强干扰在下变频过程中可能混叠到基带中造成偶阶失真。iq 两个正交通道的混频器 失配造成对基带部分的干扰等。这些问题都可以通过基带的数字处理来消除。特别是泄漏 到天线的本振信号，经天线发射出去又从运动的物体反射回来被天线接收，通过高频放大 器进入变频器经混频后，构成的直流偏差可能还是时变的，要消除这些干扰就更困难。此 外本振泄漏还会从天线发射出去，对其它接收机造成干扰。 2 2 4 接收机中的镜像抑制 在接收机中镜像抑制非常重要，以h a r t l e y 结构和w e a v e r 结构为例，我们来描述一下 镜像抑制的原理。首先考虑相移9 0 度的作用。从时域上来看，对于周期为t 的正弦信号， 相移9 0 度就意味着延时三，如图2 4 a 所示，对于正弦信号s i n 矽f 延时三变成一c o s f ， 4 4 c o s 回，延时二- 变成s i n 国f 用指数函数表示如下。 正 妇2 专( 百) 眩， c阿：一：lcos ( p ，“- i - e j “)删“p ”o “) 2 、 ( 2 2 ) 相移9 0 度可以理解为图2 4 b 所示操作，即相移后信号的频谱是相移前的信号频谱乘以 函数 g ( ) = 一，s s n ( 印) ( a ) 时域9 0 度移相 ( 2 3 ) b 壬= 订 ( b ) 频域9 0 度移相 图2 4 相移9 0 度的时域频域图 从图2 4 中可以发现，对于实数信号，相移的过程对于正频率和负频率产生不同的相位 6 东南大学硕士学位论文 变化 2 2 4 ah a r tle y 接收机的镜像抑制 假设h a r t l e y 接收机( 如图2 5 ) 的输入为v 口( t ) = y 0c o s 国口f ，镜像干扰信号 为v h ( t ) = p c o s 国。f 。这些输入信号与两个正交的本振信号c o sc o r o t 与s i nm z o t 相乘并通过低通滤波器后，滤除了高频分量，那么图中的1 ，( f ) 和1 ，口( t ) 为 “f ) _ 等s 砥国嘞”等s 似( - 9 , o - - 0 ) m ) f ( 2 4 ) v 朋= 等酬m 一国砧+ - 每- c o s ( 一r ( 2 。) 其中( 工d 一口) ( o 和洄上d 一。) ) 0 ，应此v _ ( f ) 移相9 0 度后变为 叹归等州( d l o - - c o p f ) f _ 等酬旷r ( 2 6 ) 将v 。( f ) 和( f ) 相加后的输出为； v f ( t ) = 1 ，。( f ) + v 口o ) = ，oc o s ( ( - o l o 一国 弦h a r t l e y 结构的频谱搬移如图 2 6 所示 图2 5h a r t l e y 结构镜像抑制 7 第二章射频收发机和发射机前端模块 图2 6h a r t l e y 结构频谱搬移原理图 镜像抑制混频的原理在于有用射频信号和镜像干扰信号位于本振信号的两边，它们和本 振信号混频后取出的差拍信号频率，一个为正，一个为负。而移相9 0 度对频率为 ( 国一( d r f ) ( o 和( 一出m ) ) 0 的信号有不同的作用结果，叠加后即可抑制镜像干扰。 镜像抑制好关键要做到两点。首先两条支路必须完全一致，其中包括本振信号的幅度，混 频器的增益，低通滤波器的特性必须一致。其次是正交要精确，即两路的本振信号要精确 地相差9 0 度。 2 2 4 bw e a v e r 接收机的镜像抑制 对于w e a v e r 镜像抑制接收机如图2 7 所示，频谱搬移原理图如图2 8 所示。假设 ( d i f ! = ( d r f 一( d i = ( d l 一国脚，矿= ，l m 2 = 肛一缈1 一国2 ，且国l ) 2 v 册= 4 肝c o s 缈腰f + 4 ，埘c o s 缈脚t ，则在a 点和b 点有 v 。= 争咖，+ 争咖r v 。= 争c o s ( d 1 f l t + 等c 。s r 在c 点和d 点有： k = 专c 。蝴一嘲噜c o 蝴+ 瑚夸。蝴卅寺c o s 晰+ 动 ( 2 7 ) ( 2 8 ) ( 2 9 ) v d 李c 。蝴嘲呼c o 蝴+ 动争。蝴嘲争。蚶俐( 2 1 0 ) 8 东南大学硕士学位论文 输出信号为： v w v o v c2 等c o s c o w t + 争c o s c ( o w l t + o ) 2 t ， 眩 图2 7w e a v e l 结构镜像抑制结构 图2 8w e a v e r 结构频谱搬移原理 一 通过推导可以发现镜像干扰所得到的中频信号= 号生c o s ( z p l f 一0 7 2 f ) 受到了抑制， 而有用信号的中频则顺利通过。在输出信号中仍然有镜像干扰引起的分量 4 二二号q c o s ( 口1 t + 国2 f ) ，但它的频率比中频m 旷l 一2 高，若本振频率选择适当，这一 咔 分量可以滤除。因为这一结构实际上进行了两次变频，输入信号中在2 ( o ，一( - 0 。f + 2 w 频 率附近的干扰经过第一次变频后被搬移到2 0 7 ：一m 。+ 峨，从而成为第二次变频时的镜 像干扰，因此必须在第二次变频前予以滤除。 2 3 发射机的系统介绍 发射机主要完成的功能是调制、上变频、功率放大和滤波。发射机的方案比较简单，大 致可以分为两种：一是将调制和上变频合二为一，在一个电路里完成，这称为直接变换法。 二是将调制和上变频分开，现在较低的中频上进行调制，然后将己调信号上变频搬移到发 射的载频上，图2 9 和图2 1 0 分别画出了直接变换的正交调制发射机方案和两步变换的正 交调制发射机方案。 9 第二章射频收发机和发射机前端模块 图2 9 直接变换正交调制发射机 姚 图2 1 0 两步变换正交调制发射机 直接变换法虽然简单，但它有明显的缺点。由于发射信号是以本振频率为中心的通带 信号，经功率放大或者发射后的强信号会泄漏或反射回来影响本振，牵引本振频率。特别是 为了节省能源，需要频繁的接通断开功率放大器时，产生的干扰更大，本振频率不稳，则 直接影响发射机的各项性能指标。改进的方法可以让本振频率和调制的载频( 即发射的频 率) 不同，如图2 1 1 所示，两个较低的本振频率1 和甜2 合成为国1 + 国2 ，以此新的频率 作为载频。这样，由于发射的频率和本振频率相差很远，不易发生强信号对本振频率的牵 引。 图2 1 1 带有两个偏置本振的直接变换发射机 两次变换法明显地可以减弱直接变换法的缺点，同时由于调制在较低的中频上进行， 正交的两支路容易一致。其缺点是第二次上变换后必须采用滤波器滤除另一个不要的边带， 为了达到发射机的性能指标，对整个滤波器的要求是比较高的。 1 0 东南大学硕士学位论文 2 4 本次设计的任务以及设计关键 混频器是射频前端最关键的模块，它实现了频率变换过程混频器的设计要综合考虑线 性度、转换增益、端口到端口的隔离度等指标，其中最关键的指标是线性度。目前最常见， 应用最为广泛的混频器结构是使用g i l b e r t 乘法器。它工作原理简单，但是在没有预失真 电路下，本振的线性输入范围很小，所以乘法器型混频器通常工作在开关模式。这种方式 也有它的缺点所在。首先，为了使调制管几乎瞬时开关并防止大的三阶交调失真，必须使 用大的本振方波信号同时。大的本振信号会导致大的本振馈通问题。其次，在方波信号中， 三次、四次谐波只分别比基波信号低1 0db 和1 4 db 。这样，就必须在混频器后接滤波器 以满足带外信号特性。 从对图2 1 3 所示单元级连的线性度和噪声的分析，可以推导出前端设计关键所在 图2 1 2 本次设计要完成的部分 墅篷! 。塑鲤兰塑鲤。 - i 眠c r a i n = 坤a , 。1 ，h 心o a i n = 耶a , ，2 ，：h 荔，卜 图2 1 3 级连模块 下式提供了各级增益，噪声系数，以及三阶互调点之间的关系。 f ：舰+ 丝d + n f 3 - 1 1 4 。厶4 ： 肝3 ：l 上+ 土+ 兰! 垃i l l i p 3 i i i p 3 2i i p 3 3 i 从公式可以得到： 1 ) 前级电路对整个系统的噪声贡献最大，所以要降低整个系统的噪声主要降低前级电 路的噪声。当然要降低后级电路噪声对系统的影响还必须建立在前级电路提供一定的增益 的基础上。 2 ) 要提高系统的线性度，关键是后级电路的线性度要足够大。同时合理分配各级电路 的增益，各级电路增益不易太高。所以对于设计的载波为1 g h z 的正交调制器和上变频器指 标要求是： a ) 由于输入信号的基带信号因此对噪声没有非常苛刻的要求，但不易太大。b ) 变频损 耗要控制在一3 d b 以下。c ) 由于上变频器后面接的是功率放大器，所以要求上变频器输出 驱动5 0 欧姆电阻。d ) 要求调制器和上变频器的本振泄漏控制在- - 3 0 d b e ) 电路要在可能 的情况下实现最大的线性度 第三章载波为1 g h z 调制器设计 第三章载波为1 g h z 的调制器设计 3 1 射频性能的几个技术指标 a 增益压缩 在研究系统的非线性时，通常用三阶麦克劳林展开式来表示其传输特性： v 。( t ) = 口i v l ( f ) + 口2 v ，2 ( f ) + 口3 v ，( r ) ( 3 1 ) 当输入为一个单频信号a c o s ( c o t ) 时，输出的基波分量( t h ef u n d a n m e n t a lc o m p o n e n t ) 幅 度为4 。彳+ 半= a 1 一( 1 + 王孚二_ 。旦。l ) 。如果口3 和口l 的正负特性相反( 对 44 口l 于差分电路，包括b i p o l a r 和c m o s ，d l 和啦都具有相反的正负特性) ，那么信号的增 益将随幅度a 的增大而减小。当用对数来表示输入和输出的幅度，可以清楚得看到输出功 率随输入功率的增大而偏离理想线性的情况。当输出功率和理想线性情况偏离达到l d b 时， 此时对应的输入信号功率被称为1 - d b 增益压缩点( 1 - d bg a i nc o m p r e s s i o np o i n t ) 。 b 三阶互调 ( d b m p l d b岛弘 图3 1l d b 压缩曲线 如果同时接到有用信号a l c o s ( 0 3 l t ) 和一个干扰信号a2 c o s ( ( - 0 ，t ) ，即 x ( t ) = a 1 c o s ( o ) l t ) + a 2 c o s ( ( 0 2 0 ( 3 2 ) 那么输出信号为y ( t ) = ( 口1 一l4 - 了3 口，一1 34 - 7 3a3 l 一22 ) c o s 1 t + 当a l 和a 3 叶 的正负特性相反且a 1 ( q ) f 、 f f 一 f 驯i 一 | i i 弋 ( a ) 理想s 6 q a m 星座图( b ) 失真的1 6 q , m v s 星座图 加1 、 ，g ) ! 夕 x 火) d i t t o t j7 ( ，。q ) 是理想点的坐标 ( ，q ) 是失真点的坐标 ( c ) 矢量偏差示意图 图3 3 矢量偏差的星座图 1 4 东南大学硕士学位论文 误差矢量幅度的计算： e y m m = r 动态范围s f d r ( s p u ri o u sf r e ed y n a m i cr a n g e ) ( 3 9 ) 由于互调等非线性因素，信号不断增大将导致误码率上升，也就是说噪声和非线性决定 了系统的动态范围。动态范围用多种定义表示，例如可以用l d b 来表示信号的上限。s f d r 常见的定义为i m 3 与输出噪声相等时输入信号与等效输入噪声比 s f d r ：詈( i i v 3 一n m 。j _ n 脚= l o l o g ( k t b ) + n f + 3 0 ( d b m q nf i o o r = 1 0 l o g ( b ) + n f 一1 7 4 d b m h z s f d r = r nn 。 a p = l i p 3 一丑= i ( i i p 3 一加) 加， 只 1 i t ： 30 ( 班砌) 图3 4系统动态范围示意图 3 2 有源无源，单平衡与双平衡混频器实现与比较 混频电路按使用的材料不同分有源混频器和无源混频器，同时每一类又都按实现方法的 不同分为单平衡和双平衡混频器： 第三章载波为1 g h z 调制器设计 v 图3 5 二极管实现的一个简单混频器 由于二极管的电流和电压的非线性作用，输出电流中出现了本振、基带、直流信号之间 的交调。通过l c 的谐振网络选出有用的中频信号。这个电路没有提供任何隔离，杂波相应 非常严重，插入损耗大，有用的信号只占- d , 部分。 图3 6 是采用m o s 场效应管实现的无源变频器。m 1 m 4 由本振开关信号落喇，在 任一时间，一个对角上的两个m o s 管打开，另一对角上两个m o s 管关闭。如果本振信号 的幅度很大，则电路输出将是射频信号与幅度为1 、占空比为1 ，2 的方波的相乘，此方波的 基波幅度为2 石。因此该无源变频器的变频增益为g = 1 石。 卜- 历 k - , o 图3 6 采用m o s 场效应管实现的无源变频器 尽管无源变频器电路简单、线性度高、速度快、功耗低，但不能提供增益并且射频与本 振之间的端口隔离度较差在二极管变频器中，本振直接进入射频端，在m o s 管无源变频 器中，本振通过栅漏电容耦合到射频端。 r fl o = 图3 7 单个长沟道m 0 s 管实现的混频器 长沟道m o s 管的电流电压接近平方率关系，三极管也可以构成具有平方率关系的输入输 东南大学硕士学位论文 出电路。 v r f 、v l o 在这类电路的输入端通过某种方式线性相加： v 矾= a 齄c o s 国虹，+ a l o c o s 口l o t + v b h 如果对偏置电压归一化， u 小2 l + 口c o s c o r f t + b - c o s t o l o t ( 3 1 0 ) ( 3 1 1 ) 因此输出信号为 u 0 u t 2 k m 2 乙= t ( j o , ) u 肼2 = k ( j c o ) ( 1 + 口e o s c o r f t + b c o s o ) l o i ) 2 = 七( ，) 【1 + 譬+ 譬+ 2 口c o s 国。h 2 6 c o s 吼。f + 口6 c o s z o - - 0 ) 。) t ( 3 1 2 ) + 批s + 国。) t + 譬础r + 譬础力 其中只有曲c o s ( 工d 一 y 是所需要的中频信号，所以它的效率不高，同时r f 和l 0 也都 直接出现在i f 端。 下图3 8 是一个单平衡结构的有源变频器。与上面一样，变频器由驱动级和开关级组成， 所不同的是单平衡结构的开关级采用了差分对，有效的阻隔了本振到射频的通路。 v r f 图3 8 单平衡结构的有源变频器 如果本振幅度足够大，与射频信号相乘的近似为幅度为l 的周期方波，此方波又称开关 函数，其傅里叶级数展开式为： 墨 ，。= ；+ 石2 c o s e f 一3 万0 0 s 3 研+ = j 1 +- 1 ) “志c o s 一l 胁 ( 3 1 3 ) 此时，输出电流的表达式： 1 7 箜三童垦垫垄! ! 坠塑型墨堡生 1 11 厶2 ( 如+ 8 ”) 。哼+ - 石- ze o s c o 一寺。s 3 m f + ) = 每+ 三。s 。r + 昙乇c 。s r 。 + 当岛c o s ( ，c o l o - - ( ) r e ) “i 1 c 。s ( o ) l o + a g r f ) h 其中g 。是驱动管的小信号跨导。 在射频与本振相乘的同时，输出还出现了直流分量、射频基波分量、本振基波及奇次谐 波分量，采用双平衡结构( 图3 9 所示) 可以有效的抑制这些分量，但电路的功耗也提高了一 倍。 乇= c o s w t x g , x ( 2 万c 。s 国。f 一磊2c o s 3 c o l o r + ) = 知酬驴咐+ 知。( r + 。 。1 5 图3 9 双平衡结构有源混频器 将上式与输出负载r l 相乘，就得到两种结构的变频增益 nr l u v2 芋g m ( 3 1 6 ) 通过比较可以发现单平衡混频器输出中包含本振频率及其等奇次谐波，但双平衡混频器 不存在本振频率及其、等奇次谐波：双平衡变频增益是单平衡混频器的两倍；单平衡混频器 的l o - t o - i f 隔离度差，双平衡混频器l o - t o - i f 隔离度高；双平衡比单平衡m i x e r 占用两倍 的面积和消耗两倍的功耗：在给定一定偏置电流的情况下，单平衡混频器比双平衡混频器更 低的噪声系数，也就是说要达到相同的噪声系数，双平衡混频器要消耗更多的功耗。 1 8 东南大学硕士学位论文 3 3 载波为1 g h z 的调制器设计 静 审史 掣 图3 1 0 发射机系统框图 以上就是一个发射机的结构框图对于其中某一个混频器实现如下： 系统将2 0 v q - i z 的带宽分成了5 2 路子信道进行传输，因此在系统发射端的时域波形中会 出现这种情况当5 2 路信号的峰峰值叠加在一起的时候，信号时域波形的幅度将会是单个 信号的5 2 倍，也就是输入信号的差异最大在l o l o g ( 5 2 ) = 1 7 d b 。因此要求w l a n 的收发 机具备处理变化如此之大信号的能力，对我们的电路设计也提出了一个很高的要求，要求电 路有很大的线性范围。本次电路设计采用了g i l b e r t 单元来实现系统要求的基本功能：将基 带信号调制到1 g h z 频带。 图3 1 l 传统的g i l b e r t 单元 如图3 1 l 所示的g i l b e r t 单元。其中m 3 ，m 4 ，m 5 ，m 6 管工作在开关状态。m 1 、m 2 管输入基带信号，通过分析可以得到、0 i - 、k = 2 k r s 印( 、，其中i f f 是基带信号 分别在m l 管和m 2 管产生的电流。如果忽略由s g n ( v 。) 引起的非线性，那么输入与输 出的非线性关系主要看l r f 能不能线性反应输入基带信号的变化。基于这个原因。在设计中 采用了线性度高的跨导放大器来代替m 1 ，m 2 管。提高跨导放大器的线性化技术有四种， 它们分别是预失真，反馈，前馈，分段接近，上面四种反馈技术可以单独使用，也可以联合 使用。 3 3 1 预失真技术在改善线性化中的应用 预失真技术是通过两次相反失真的叠加来削弱非线性，其思想是将放大器看作是：一个 电压一电流( v , r 1 ) 转换器后面再接一个电流一电压( i v ) 转换器。如果v i 转换器可以 被描述成i m 吐= f ( v 。) ，i n 转换器可以被描述成i 。= f - 1 ( v i 。) ，则v 。是v j n 的线性函 数。也就是说，第二级校正了由第一级引入的非线性。 第三章载波为i g l l z 调制器设计 卉 卜- - - 一 半 i - - 图3 1 2 预失真技术示意图 v m l v 啦2 v g s l v g s 2 f - 2 i - m 一一f ! ! 堕 恤u t 沙w怔( 孓 ( 3 1 7 ) 到 ( a )( b ) 图3 1 3 预失真技术电路分析 对于图3 1 3 ( b ) 可以得到 k = v g s 3 一v g s 4 f 一2 l 一f 2 i d 4 怔c 。( 飘怔c 。( 扣w ( 3 1 8 ) 当然这里我们忽略了沟道长度调制效应与体效应。对于图3 1 3 ( c ) 所