（电力电子与电力传动专业论文）低电压大电流单级功率因数校正变换器的研究与设计.pdf

华南理工大学工学硕士学位论文 a b s tr a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to fi n f o r m a t i o nt e c h n o l o g y i n d u s t r y ，l o w v 0 1 t a g ea n dh i g hc u r r e n tp o w e re l e c t r o n ics e q u i p m e 几t s h a v eb e e n w i d e l ya p p l i e d a m o n g t h e 1 0 w p o w e rs w i t c h i n gp o w e rs u p p l ies ， s i n 9 1 e s t a g ep o w e rf a c t d rc o r r e c t i o nc i r c u i t isaf o c u so fd o w e r e le c t r o n ics t e c h n o l o g y ， w h ic hism o r e e x c e l l e n ti n p e r f o r m a n c e p r i c er a t i ot h a nt w o s t a g ep f c t h is p a p e ra t t e m p t s t oa s s o c i a tet h e s i n g l e s t a g e p f c t e c h n 0 1 0 9 yw i t hs y n c h r o n o u s r e c t i f ie rt e c h n 0 1 0 9 y ， w h ic hi n s u r es p o w e rf a c t o ra n de f f i c ie n c y o ft h ee le c t r ic a l n e t w o r k ，f u r t h e r m o r e ， i tisr e a l iz e di n s i n g l e s t a g e c ir c u i t ，t h e r e f o r eh a s g r e a cr e s e a r c hv a l u e f i r s t l y ，f u t u r ed e v e l o p m e n t o f p o w e rf a c t o rc o r r e c t i n ga n d s y n c h r o n o u sr e c t i f i e rt e c h n o l o g y is d e s c r i b e d ， a n ds e v e r a l s e l e c t e d t o p o l o g y w i t his o l a t i o no f s i n 9 1 e s t a g ep o w e r f a c t o r c o r r e c t i o na r ea n a l y z e d ， w h ic h m a y r e a l iz et h e o u t p u t o f1o w v o l t a g ea n dh i g h c u r r e n t f i n a l l y ， t h is p a p e rp r e s e n t st h em a i n c i r c u i tm o d e lb a s e do ns h e p p a r d t a y l o rt o p 0 1 0 9 yf o rr e s e a r c ha n d e x p e r i m e n t s ， a n da n a l y z e st h ep o w e rf a c t o rw h e ns h e p p a r d t a y l o r t o p o l o g y is o p e r a t i n g u n d e rd c m c c ms t a t e t h em e t h o do fs t a te s p a c ea v e r a g eisu s e di nc i r c u i ta n a l y s is ，a n ds y s t e m i cm a t h e m a t i c s e a u a t i o na n dc o r r e s p o n d i n gm o d e l isb u i l t i tiss i m i l a rw i t hb u c k c i r c u i to no u t p u t t i n gc h a r a e t e r ，w h i c hisap r e p a r a t i o nf d ro u t p u t d a r a m e t e rc a l c u l a t i o n t h e nc a l cu l a t ec r i t ic a lv a l u e so fs e v e r a li m p o r t a n tp a r a m e t e r s o ft h em a i nc i r c u i t a c c o r d i n gt ot h e s ec r i t i c a lv a l u esw es e l e c t c i r cu i td a r a m e t e r s ， a n ds i m u l a t e su s in gs i m e t r i xc i r c u i t s i m u l a t i o ns o f t w a r e ，m o d i f yt h ec i r c u i tp a r a m a t e r sa n dm a k eam o d e l s m p sf o rd e b u g g i n ga n de x p e r i m e n td a t aa n a l y s i s h i g hp o w e rf a c t o r i sr a l i z e d ，a n dt h ee f f i e i e n c y is a p p a r e n t l yi i i l p r o v e d a f t e r s v n c h r o n o u sr e c t i f i e r t h er e s u l to ft es tiss a t is f ie d t h e f o l l o w i n gw o r kiss y n c h r o n o u sr e c t i f i e ru n d e rn e wte c h n o l o g y ，a n d f u r th e ri p r o v i n gi tsw o r k i n ge f f i c i e n c ya 兀d e n h a n cei tsa b i l i t y f o r t h e1 0 a d c h a n g e d i i x e yw o r d s 畔i tc b ln 拂o d e ip o w e rs u p p l y ，5 i n 9 1e i a g ep o rf ac td r c o r r e c t i o n ；is d l a t i o d ：s yr i o b r o n d usr e c t i f ib r ，s t a t es p a c ea 旷e r a g e s j 功u l a t i o n 华南理工大学 学位论文原创性声明 本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进 行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容 外，本论文不包含任何箕他个入或集体已经发表或撰写钓成果作 品。对本文的研究做出重要贡献的个人和集体，均已在文中以明 确方式标明。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。 作者签- g ：赵耄日期：2 0 。3 年5 - 月2 3 日 学位论文版权使用授权书 本学位论文作者完全了解学校有关保留、使用学位论文的规 定，同意学校保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和 电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权华南理工大学可以将 本学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采 用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。 保密口，n 年解密后适用本授权书。 本学位论文属于 不保密回。 ( 请在以上相应方框内打“”) 作者签名：匙亮 钟签名：编 日期：2 - , 0 3 年箩月2 3 日 日期：知哆年，月；日 第一章绪论 第一章绪论 由于开关电源( s w i tc hm o d ep o w e rs u p p l y ，s m p s ) 在效率、重量、 体积等方面相对于传统晶体管线性电源具有显著优势，所以如今高频开 关电源成为最为广泛使用的电源。然而传统a c d c 开关电源变换器输入 端通常由二极管整流一滤波电容的组合而成，存在功率因数低、谐波畸变 大等问题，如不加以解决，将污染整个电网。因此，减小谐波含量、提 高开关电源的功率因数，提高效率，戏为开关电源研究的热点。 随着信息技术产业的快速发展，高速超大规模集成电路是数据处理 的核心部件( 如微处理器) ，这类特殊的负载的发展趋势是工作电压越来 越低、电流越来越大，以计算机c p u 为例，i n t e lp e n t iu m 的供电电压在 2 5 3 ，5 v 之问，而最新的i n t e lp e n t i u m4 的供电电压则降到1 5 2 v 之间，这对输出低电压大电流开关电源的设计制造提出了更高的要求， 需要得到新的拓扑和元器件支持。 1 1 功率因数校正p f c ( p o w e rf a c t o rc o r r e c tior 1 ) 技术 在二极管整流滤波电源及开关电源中，电网的交流电经过的二极管 整流轿电路整流后，并联一个较大的电容( 如图卜l 所示) 进行滤波， 从而得到波形较为平整的直流电压进行下步的输出处理得到用户满意 的电压。 _ l 1 。zs 0 4 之王 v 1j _一c 1 一一c 2 _ i d 2 zs d 3 z孓 图i _ i 二极管一电容整流滤波电源 d 由于电路大量使用储能元件和非线性元件，其结果就是使褥电网输 入的交流电流产生严重畸变，从而带给电网大量的谐波电流，输入功率 因数降低。大量的电流谐波分量流入电网后将在电网内形成谐波“污染”。 华南理工大学工学硕士学位论文 一方面产生“二次效应”( 即电流流过线路阻抗造成谐波电流电压降，反 过来使的原本正弦波的输入电压也发生畸变) ；另一方面，会造成电路故 障，引起变电设备的损坏。且由于谐波电流的存在，使a c d c 电路的输 入功率因数降低，电网输入视在功率大，而负载上得到的有效功率却小。 随着开关电源设备的广泛使用，为了保证电网的供电质量，为了提高功 率因数及节能，制定了一系列的国际标准( 如i e e e 5 5 5 2 和i e c l 0 0 0 - 3 2 等) ，限制各次谐波不得大于某个极限值。 电力电子变流器其功率因数是主要的技术功能指标，必须考虑谐波 的影响。功率因数是畸变因数( d is t o r t i o nf a c t o r ) 和位移因数 ( d is p l a c e m e n tf a c t o r ) c o s 口的乘积。畸变因数由输入电流总谐波畸变 t h d ( t o t a lh a r m o n i cd i s t o r t i o n ) 决定；口是正弦输入电压与基波输入 电流之间的相角差。位移因数主要限制给定输入时的最大功率，不作为 p f c 研究的主要考虑对象。p f c 的基本思想就是使输入电流正弦化，目标 实质上是降低t h d 。当输入电压k ( 有效值v ) 是正弦，输入电流为非正 弦时，输入电流的有效值为： ，= ，1 2 + ，2 2 + + ，：+ ( 1 1 ) 式中，；为输入电流各次谐波的有效值。 假设基波电流f l 落后于输入电压y 的相位差为d ，则此时的有功功率 为p = v i c o s o ，功率因数就可以写为： p f = v i lc o s c t l v l = ，ic o s a l ( 卜2 ) 总谐波畸变( t h d ) 为： t h d = 打万再i 再_ 两 由此可得： p f = f c o s 口i = 芦= 三一c o s 口 1 1 + t h d 2 p f 与t h d 的计算结果如表卜1 所示。 表1 一lp f 与t h d 的计算关系表 ( 1 3 ) ( 1 4 ) p fo 5 8 l 0 9 9 0 o 9 9 5o 9 9 8 t h d 1 4 0 1 4 1 05 由上表可见，当t h d 5 时，p f 值可控制在0 9 9 9 以上；而谐波畸变较 第一苹绪论 大时，p f 值就会较低。 功率因数校正技术p f c 就是使得输入电流跟踪输入电压波形，减小谐 波畸变，提高p f 值。8 0 年代初至今，p f c 电路拓扑和控制策略得到了大 量研究，并且推出了一系列的拓扑。p f c 电路大体可以分为两级级联式 和单级隔离式。两级级联式p f c 前级大多采用不控整流加b o o s t 变换器 作为功率因数校正器，后面再加一级d c d c 变换器或者d c a c 变换器调 节输出电压；单级隔离式p f c 则是将p f c 级和d c d c 变换器结合成一级， 两级共用一个开关管，只调节一个变量，在实现输出电压快速调节的同时， 不用增加功率开关器件，就能提高功率因数，控制也较两级p f c 简单。 1 1 1 两级功率因数校正技术 两级级联式功率因数校正电路又包括单相p f c 电路和三相p f c 电路。 图卜2 给出了两级p f c 功率变换的方框图。p f c 与d c d c 之间的电容是用 来吸收半个交流周期内输入和输出间不平衡的能量的。 1 a cp f c 上 d c ，d cd c i n p u tt0 u t p u t l 图1 - 2两级功率因数校正方框图 从原理上来说，任何一种p c d c 变换器拓扑都可以作为p f c 的主电路。 但是由于b o o s t 变换器的特点( 输入电流连续，e m i 小；输入电感可减小 对输入滤波器的要求，防止电网对主电路瞬态冲击；因其参考点的电位 为零伏，容易驱动) ，在实际中应用得更为广泛。 从功率级观点来看，p f c 变换器有两种工作模式：连续工作模式c c m ( c 0 n t i n l l 0 1 1 sc 0 1 1 d u c t i o nm o d e ) 和断续工作模式d c m ( d is c o n t i n u o u s c o n d u c t i o nm o d e ) 。c c m 的优点是输入和输出电流波动小，故输入和输 出滤波器体积小；开关额定电流小，开关动作损失小。这些优点使得c c m 更适合大功率场合。而在小于几百瓦的功率级，d c m 方式更加适用，i ) c m 的最大好处是b o o s t 二极管不存在反向恢复，因此不需要缓冲器。电流 型控制常用在i ) c m 中，它固定的占空比调制可得到较低的t h d ，其他如二 次谐波注入的调制方法还可以进一步改善电流质量。 常用的控制a c d c 开关变换器实现p f c 的方法基本有三种，即电流峰 华南理工大学工学硕士学位论文 值控制，电流滞环控制，以及平均电流控制。表卜2 所示为这三种方法 的基本特点。 表1 - 2常用的三种p f c 控制方法 控制方法检测电流开关频率工作模式适用拓扑注 电流峰值开关电流恒定 c c mb o o s t 需斜率补偿 电流滞环电感电流变频c c mb o o s t需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意任意电流误差放大 由于功率因数校正应用场合千差万别，拓扑结构多种多样，在实际应 用中还有其他的控制方法如非线性载波控制( n c l ) 、解耦控制、预测电 流控制、滑模控制和模糊控制等。 两级功率因数校正技术发展至今已经较为成熟，在实际开关电源产品 中多采用它来实现高功率因数。 使用两级p f c 具有以下的一些优缺点： 1 具有高的功率因数，t h d 较小； 2 分为两级控制，系统实现完全解耦，输出d c d c 变换部分可依据 不同需要采取多种措施： 3 系统适用在大功率开关电源中； 4 一般采用连续模式来实现功率因数校正； 5 功率元器件较多，电路复杂，需要采用电流和电压复合控制； 1 1 2 单级功率因数校正技术 两级功率因数校正控制比较复杂，电子元器件较多，在小功率应用的 场合，性价比不高。单级p f c 电路是通过共用开关和控制电路，将输入 电流整流，隔离以及快速输出电压调节功能级集成在单级电路里，在两 部分电路之间增加能量存储单元。这种方法在性能与成本之间提出折衷 的解决方式。从电路的构成上可以分为串联式单级变换器和并联式单级 变换器。 串联式单级功率因数校正变换器可以看作是由两级变换衍化而来， r e r ic k s o n 在1 9 9 0 年较早地提出了建立在反激变换器基础上的简单高 功率因数整流器的设计。此后， m h k h e r u l a w a 等人陆续提出了几种单 级p f c 技术，但所有这些方案都存在输出电压调节慢、控制复杂和效率 低等缺点。1 9 9 4 年， r ic h a r d r e d l 提出了一系列新型单级隔离式功率 因数校正变换器，克服了上述缺点，具有快速调节输出电压、只需一个 4 第一章绪论 或同步控制的两个开关、一个p w m 控制回路且自动整定线电流的优点。 图卜3 给出了单级隔离式p f c 变换电路方框图。这种变换器的p f c 单元和d c d c 单元共用一个开关，因此省去了一个开关及其控制器。 a cp f c d c i n p u t i s o l a t e dd c d cc e l l o u t p u t 图1 3 单级隔离式p f c 变换电路 近些年来，许多研究者在r ic h a r d r e d l 提出的拓扑的基础上研究出 各种更完善的单级隔离式p f c 变换器。它们与先前研究的变换器相比， 在降低贮能电容电压，减少谐波失真和快速调节输出响应等方面有很大 的改善。 并联式单级变换器p p f c 最早是由佛吉尼亚电力电子中心提出，它的 变换效率可以达到很高( 9 0 ) ，但是电路复杂。因此，近期研究应用较 多的是电路简单的串联式单级p f c 变换器。图1 4 列举了一个典型的并 联p f c 电路。 z = c i ：” 图1 4 并联式单级p f c 变换器 单级功率因数校正的优缺点可以总结如下： 1 电路结构简单，性价比高； 2 容易实现控制，只需采用一个电压环 3 器件的电压应力较大； 4 输入对e m i 设计有要求； 5 适用于小功率场合( 1 0 6 ) 、高效率的方向发展。 目前国外很多研究机构己经针对高速镦处理器这类特殊负载的供电电源 进行了广泛深入的研究，并把这一研究热点，给以专门的名称v r m ( g o l t a g er e g u l a t i o nm o d u l e ) ，即电压调节器模块。针对微处理器等 高速数据处理电路的要求，v r m 必须提供经过严格调整的低压和大电流输 出，具有快速的动态响应。 在用电质量上也有了许多指标，如要求低谐彼 ( l o wh a r m o i l i c s ) ， 高功率因数( h i g hf a c t o t ) 、高效率( h i g he f f i c i e r i c y ) 、低e m i 、体积 小、对电网无谐波影响等。在开关变换器装置中，输出整流部分的损耗 显著，原因是二极管的通态压降在0 6 v 左右，如果输出电流较大在一 个二极管上的损耗就是只= o 6 l 屹，在这种情况下同步整流技术应运而生。 同步整流技术是通过控制同步整流管s r ( s y n c h r o n o u s r e c t i f ie r ) 的驱动电路，实现二极管整流功能的技术。同步整流管的通态电阻很小 ( 1 0 m q ) ，在大电流输出的情况下，使用同步整流管替代普通整流二极 管将大幅度的提升系统的效率，使用同步整流的优点除了正向压降很小 外，还有阻断电压高，反向电流小等，因此同步整流技术得到了广泛使 用。 目前，国外对中小功率低电压大电流输出d c d c 变换器的研究己 取得了较大进展，对很多关键技术进行了切实有效的研究及技术镶备， 能够实现3 3 v 及以下输出电压、5 0 a 及以上输出电流的模块电源的大规 模生产，且体积已做得相当小，功率密度超过了5 0 w ，聍，现正向1 2 0 w i n 3 发展。目前同步整流技术己较多使用在d c d c 变换装置中，而使用在单 级功率因数校正电路中还很少见使用。因此针对高功率因数，高效率 低电压大电流的单级p f c 电源的研究具有其实际的意义。 第一章绪论 1 3 电源系统的几个重要性能参数 用来评价电力电子电源装置有许多指标，前文已有所提及，常用的几 个定义如下： 1 总谐波畸变程度( t h d ，t o t a lh a r m o n i ed is t o f t i o r l ) ，该参数定 义定义为： r 、露 肿：坚( 1 5 ) j 1 式中厶为各次谐波分量，为基波分量。 2 输入功率因数( p o w e rf a c t o t ) ，该参数定义为： p1 p f = ? 二一= 1 一( 当输入电流是正弦时) ( 1 6 ) ，+ 。 一l + 豫d 2 p f = 。 ： c o s t z ( 当输入电流是非正弦时)( 卜7 ) 、l + t h d 2 式中圪为输入有功功率，一。、一分别为输入电流、输入电压的 有效值，d 为输入电流基波与输入电压之间的相角。 此外还有一个在开关电源设计中常涉及到的常数k ，该参数定义为： 是：旦( 卜8 ) r 了j 公式中r 为变换器等效的负载电阻，l 为等效电感量，疋为等效的开 关周期。 1 4 研究课题的意义及研究内容 通过充分的收集资料及调研，认识到：随着电力电子技术的迅速发展 及电力电子装置的大量使用，其严重的谐波问题必然导致周围电网环境 的进一步恶化及电子设备本身的相互干扰，因此国际电工委员会i e c 对 电力电子设备的电磁干扰制订了严格的标准及规范，提出个设计理想 的电子设备或系统，应该不污染环境及电网系统，将电磁干扰降到最低， 同时也应能抵制其他设备及电网的谐波干扰，对电力电子设备的设计提 出了更高的要求：随着大功率集成电路的发展，集成电路的微功耗的设 计，要求供电电压更低，整流损耗减少。所以实现一种高功率因数，高 功率密度，大电流，低电压的电源系统，是目前迫切需要解决的问题。 两级功率因数校正电路在原理上应该是更加容易满足上述要求，实际 中也已经有了一些相关的产品，而利用单级功率因数电路拓扑来实现同 华南理工大学工学硕士学位论文 样功能，在某些场合会具有更高的性能f r 格比，而且能简化电路和控制， 从而减小电源的体积重量。把以上几项内容集中在一个电路中来实现， 为了达到相应的指标和要求，必然会存在一些抵触以及困难。本研究课 题尝试把单级p f c 及同步整流技术结合在一起，既保证输入功率因数， 改善了对电网的影响，又能够保证高效率，并且是在单级电路中实现， 希望通过这方面的研究能够达到预期的效果 故此，提出了本课题的研究内容：采用单级功率因数校正，提高电路 的功率因数；后级电路采用变压器隔离，使电路更可靠及安全，且电压 调节更为灵活；输出低电压大电流，采用同步整流技术，减小损耗，提 高系统的效率；保持单级功率因数校正电路和控制的简单性。 本课题所做工作包括以下各项： 1 分析电源中各种p f c 电路的工作原理，适用范围，包括单级p f c 和两级p f c 电路； 2 分析同步整流技术的发展现状，及其原理； 3 选择出合适的电路拓扑，推导电路的工作情况，采用状态空间平 均法分析电路拓扑和性能： 4 计算确定电路元器件的参数； 5 根据自动控制原理设计合适的闭环控制策略，确定补偿参数值； 6 使用电路仿真软件s i m e t r i x 进行电脑仿真，观察仿真结果，以及 各个元器件实际工作情况，修改电路参数以及控制参数； 7 根据上述所确定的电路及其参数，选择合适的实际元器件，制作 样机，采用普通二极管作为输出整流部分，实现电路基本工作情况正常 和高功率因数； 8 在以上所制作的电路基础上采用同步整流技术，使用同步整流 m o s f e t 替换输出整流的二极管，提高系统的效率； 9 记录样机的工作数据，验证课题设计的可彳亍。 1 5 本章小结 本章是毕业论文的绪论，对开关电源的功率因数校正技术做了简单的 回顾，介绍了同步整流技术的基本理论和原理，特别针对单级功率因数 校正技术和同步整流技术，探讨两者结合实现的可能，提出了毕业设计 课题的研究内容，以及具体的工作步骤。 第二章电路拓扑的选择及工作原理 第二章电路拓扑的选择及工作原理 根据设计课题内容，实验电路必须在单级功率因数校正电路中进行选 择，要求带有隔离变压器，并且能实现低电压大电流输出。为了满足以 上几点，对常用的单级功率因数校正变换器的结构进行分析。为了要实 现隔离，可以选择的拓扑有f l y b a c k 、b o o s t b u c k 和c u k 等以及它们的 衍生拓扑；为了满足输出大电流稳定度高的要求，输出必须工作在电流 连续模式c c m 。f 1 y b a c k 的能量利用变压器作为储能元件，一般在小功率 场合下使用。只有b 0 0 s t b u c k 、c u k 或该电路的衍生拓扑能够满足我们 要求的指标。下面我们对b o o s t b u c k 、c u k 和新拓扑s h e p p a r d - t a y l o r 三个电路进行比较，电路原理图见图2 1 、图2 2 和图2 3 。 2 1 单级b o o s t - b u c kp f c 变换器 图2 - 1 单级b o o s t b u c kp f c 变换器 图2 1 所示为单级b o o s t b u c kp f c 变换器，因为输入b 0 0 s t 环节工 作在d c m 方式下，具有对输入电流波形自动整形、控制简单和成本低廉 的优点。近年来提出的单级组合p f c 组合变换器，仅采用一级功率变换 环节，就能使电源既具有输入功率因数校正功能，又能实现输出电压的 调节。因此，不仅降低了成本，也减少了变换器的损耗。只需要使b o o s t 前级工作在d c m 状态就可以使其具有输入电流整形功能，从而实现高功 率因数。 但是可以分析b o o s t b u c k 型的拓扑，其功率元器件上所承受的电压 应力v ，受其输入电压的影响，是输入电压的数倍，因此电压应力很高， 难以选择到合适的器件。 简要分析如下，当变换器的开关频率比输入电压频率( 工频) 要高得 9 蛔 华南理工大学工学硕士学位论文 多，且k 在一个输入电压周期内可以认为近似不变的条件下，p f c d c m b o o s t b u c k 组合变换器的稳态输出、输入电压传递函数的解析表达式为 ( 见参考文献 1 ) ： k = = 啊 ( 2 一i ) k l = 码 ( 2 - 2 ) m ：旦。 k 。 厶工作在c c m 时，有m ：= d 以及 啊。蒜蒜j - + 1 ) l ，3 。， 式( 2 - 3 ) 中，k l = 2 厶吃瓦，o 为开关的导通比，当输出为低电压大 电流时，码的值将会较大，从而使得储能电容c i 上将承受一个比输入电 压高很多的电压值，给电路制作带来了困难。参考文献 1 提出了一个采 用开关电容网络替代单一储能电容的方法可以减轻电容上的电压应力， 但是也带来了电路复杂化，反馈补偿设计难度增大等缺点，所以本文不 对其进行深入的研究。 2 2 单级c u kp f c 变换器 d 4 zsd 3 z r “ ” _ j 兰 。1 d 2 z王d z王 图2 2 单级c u kp f c 变换器 图2 2 所示为单级c u kp f c 变换器。c u k 变换器，当原边电感处于不 连续导电模式d c m ，开关管由输出电压误差信号控制。c u k 变换器结构很 简单，采用隔离变压器后，其输出电压当输出为低压大电流时，副边只 有一个需要替换的二极管，似乎很容易实现我们的要求。 传统的c u k 输入电感和输出电感之间是互相依赖影响的，即它们总是 同时进入不连续导电模式( d c m ) 或连续导电模式( c c m ) ，这给c u k 变换 】0 ； m堕 = 芷 m 怍 ： 工 中 厶 其 当 扫 第二章电路拓扑的选择及工作原理 器用于p f c 时的设计带来一定的困难。因此有人提出改进的c u k ( 见图 2 - 3 ) ，在传统的c u k 整流桥后，输入电感前引入一个二极管d 6 ，就可消 除两个电感厶、如之间的相互依赖关系，厶、岛就可独立工作在不同的导 电模式，如本课题所需要的厶工作在d c m ，厶工作在c c m 。 图2 3 改进的单级c u kp f c 变换器 r 详细的推导厶、厶之间解耦的过程见参考文献 2 ，本次设计为何没 有使用c u k 拓扑，是因为带隔离变压器的c u k 电路工作时是需要在每个 开关周期都得到有效去磁的，而c u k 电路本身也具有去磁能力，它去磁 是依靠变压器副边反射回原边的电压，依照伏秒数平衡原则来实现的。 当c u k 电路使用于输出低电压等级，则原副边电压相差很大，依照变压 器伏秒数平衡原则，在一个开关周期有如下等式成立 v o = 南k ( 2 _ 4 ) 式中为输出电压，k 为整流桥后的输入电压有效值，d 为开关占空 比。当d = 0 5 时，等于k ；当d 0 5 时，大于k ，为升压式。低电压大电流输出通常工作于降压式的情况。 假设我们需要的是1 1 0 v 交流输入，1 5 伏直流输出，可以估算出k = 1 5 5 v ， d = 0 0 1 ，这样的占空比实在是太小，而且随电压差的增大，为了实现去 磁所需的时间将更长，占空比将更小，在本次实验中不能采用c u k 电路 为主拓扑。 因此，考虑到输出低电压时去磁问题，c u k 及其改进型c u k 电路被排 除在考虑之外。 华南理工大学工学硕士学位论文 2 3 单级s h e p p ar d t a y l 0rp f c 变换器 d 4 z生”2 r 二j j卓翼 ” ! 。p 叫 d 2 2 s d 1 z 图2 3 单级s k e g p a r d t a y o rp f c 变换器 图2 3 所示为单级s h e p p a r d - t a y l o rp f c 变换器，是本课题中主要研 究的电路拓扑。s h e p p a r d 和t a y l o r 在1 9 8 3 年提出的这种电路拓扑，其 目的是改善d c - d c 变换时输入和输出的电流脉动，它与c u k 拓扑有些相 似，不同之处，则在于c u k 电路拓扑中的变压器是能量流动是双向的， 而s h e p p a r d t a y l o r 电路的变压器是工作在正激状态，可以理解为是c u k 拓扑的一个演化拓扑，具有该电路部分优点，并且有一些优点是c u k 电 路拓扑所不具有的。s h e p p a r d t a y l o r 电路在输入、输出侧各自有一个电 感，如果两电感工作在不同的导电模式，如：当输入电感工作在断续模 式( d c m ) 而输出电感工作在连续模式( c c m ) ；或者输入电感工作在连续 模式而输出电感工作在断续模式，则该拓扑可以应用在功率因数校正p f c 中，只是在控制方法上不同。当工作在d c m c c m 时，控制电路可以采用 传统定频变宽p w m 控制芯片，输入侧工作在电压跟随模式实现p f c ；而当 工作在c c m d c m 时须使用变频控制，控制上复杂。为了使控制电路简单 化，提高性价比，采用该拓扑工作在d c m c c b i 模式，即电压跟随来获得 高功率因数。 由电路原理图可以看到s h e p p a r d t a y l o r 电路中功率开关管的最高 电压应力为储能电容上的电压，因为此电容存在，变压器的漏感电压尖 峰也被其吸收，因此减轻了功率元器件的电压应力，可以选择合适的器 件来实现电路；s h e p p a r d t a y l o r 电路还有一个特点，就是自身存在有消 磁回路，与c u k 电路的消磁原理不同，它消磁是依靠储能电容上的电压 来实现，与副边的输出电压等级没有关系，因此可以推算出当储能电容 电压稳定时，开关的消磁l 晦界占空比为0 5 ，这在单级功率因数校正电路 中足够大了，可以满足占空比对输出电压稳压的调节。 s h e p p a r d t a y l o r 拓扑使其原边工作于电流断续模式，采用输出电压 】2 第二章电路拓扑的选择及工作原理 单电压环反馈控制，原边尽管有两个主开关管，但它们是同时导通关断 的只需要一路控制信号即可，需注意两个开关管是不共地的，所以驱动 信号之间得有隔离。 表2 1 三种电路性能比较 b o o s t b u c kc t l k s h e p p a r d t a y 1o r 能否大电流输出能能能 器件电压应力k l + k lk l + k 2 k 。 有无去磁通道无有有 表中屹。是变压器漏感产生的电压，k ，是变压器漏感产生的电压和变 压器副边折射回来的电压之和。漏感电压k 和k ：会在功率器件的两端感 应一个较高的电压尖刺，必须加吸收回路。b o o s t b u c k 拓扑由于在电路 中没有去磁通道，而当变压器工作在正激模式时必须去磁，因此，需要 额外给b o o s t b u c k 拓扑添加去磁通道，另外由于功率器件的电压应力太 高，这在单级变换器中不太适用。在c u k 电路中利用副边电容反射回来 的电压作为去磁电压，在高电压输出时能够获得较好的效果( 因为变压 器副边电压反射回原边作为原边的去磁电压) ，但是当输出电压很低时， 副边的电压远比原边储能电容电压低，根据变压器伏秒数平衡原则，去 磁需要很长时问，也就是说，电路允许的最大导通比很小。例如：两者 电压相差2 0 倍，最大导通比将小于0 0 5 ，那么实际工作的导通比就必须 小于0 0 5 ，这就不能满足电路的要求。s h e p p a r d t a y l o r 电路中功率器 件的电压应力一直保持在中间储能电容的电压，不会出现漏感电压k ( 主 要是因为变压器漏感产生的尖刺被大电容吸收) ，同时去磁电压就是储能 电容电压，由于激磁电压也是该电容电压，因此最大导通比可以达到0 5 ， 能够满足负载在较大范围内变化的要求，能够满足电路控制上的要求。 综合以上分析，为了满足单级f p c 超低压隔离变换器指标，我们选择 s h e p p a r d t a y l o r 电路作为研究的拓扑，以下章节将对其进行详细分析， 并以之为主电路，实现课题的各项性能要求。 2 4 本章小结 本章依据第一章所提出的课题内容要求，在单级p f c 拓扑中，选出三 种可能实现的电路拓扑，并简要分析选择s h e p p a r d t a y l o r 电路作为研 究的拓扑的理由，下面章节的详细分析和实验将以之为中心进行。 华南理工大学工学硕士学位论文 第三章s h e p p a rd - t a yior 电路拓扑建模与分析 在前面章节简要介绍了s h e p p a r d t a y l o r 电路的一些特殊的优越 性，正是因为这些特点，才使得这种拓扑具有同时实现单级功率因数校 正、隔离和低电压大电流输出三大功能。 3 1 电路的工作原理 3 1 1 电压跟随型p f c 原理 现在流行的单级功率因数校正拓扑有b u c k ，b o o s t ，b u c k b o o s t ，c u k ， s e p ic 和z e t a 等以及由它们衍生出来的拓扑。当它们工作在输入电流断 续模式( d c m ) 时，各个拓扑都具有自己独特的优点和缺点，在理论上输 入功率因数也不尽相同。分析输入功率因数的方法通常是在一个开关周 期内求出输入电流的平均值，然后通过图形法就可以形象地获得输入侧 电流的理论波形。对于断续工作模式下输入电流工作在d c m ，如图3 1 所示 图3 1 工作在断续模式d c m 下的输入电流 v 一电感建立能量时两端的电压； u 一电感释放能量时其两端的电压： d 一电感建立能量时间； d l 一电感释放能量的时间： d z 一自由过渡时间，且d ，= 1 一d d l ； 瓦一开关周期 输入电流的峰值为： t ， 1 肚= 争d b 1 4 ( 3 1 ) 第三章s h e p p a r d - t a y l o r 电路拓扑建模与分析 释放能量的时间d 1 ，由导d 瓦：导d l 五得到 d , - - - 甚。 z ， 根据面积相等原则( 实际是能量守衡原则) 可以求出输入电流在一个 开关周期内的平均电流，。 l 。疋= k ( d + q ) 五 ( 3 - 3 ) 联合( 3 1 ) 和( 3 - 2 ) 式求得l 。，通常使用图形可以得到直观的输 入电流平均波形。 s h e p p a r d t a y l o r 电路的两个主开关管是同时导通或者关断的，实 现功率因数校正是通过使原边电感电流( 即输入电流) 工作在d c m ，使输 入电流具有近似正弦的波形，而且跟随输入电压波形，因此获得高功率 因数。断续输入电流尖峰值构成的包络线是正弦波，通过傅立叶分解分 析可知，其基波分量也是正弦波。单级功率因数校正技术就是根据此原 则，让输入电流工作在d c m 模式，只要保证输入电流在每个开关周期内 是断续的，就可以采取定频变宽p w m 调制来控制。 3 1 2 s h e p p ar d t a y l 0r 电路d c m - c c m 工作状态 图3 - 2 带隔离s h e p p a r d t a y l o f 电路 当电路工作在d c m - c c m 时，在一个开关周期内，具有三种工作状态阶 段。 阶段1 ：在0 - d 正期间，输入电感厶建能、电容q 能量传递到输出端， 电流的流向如图3 3 所示。 阶段2 ：在d e d l r 期间，电感厶能量传到缓冲电容g 中，输出通过 二极管d o 续流，电流的流向如图3 4 所示。 阶段3 ：在d l c 一瓦期间，原边输入电感厶处在自由震荡阶段，而输出 兰童矍三查兰三兰堡圭兰堡篁兰 电流通过二极管d 9 续流，电流的流向如图3 - 5 所示。 图3 - 3 o d t 阶段 图3 4 d i d j 瓦阶 l l d 7 图3 - 5 d 1 c 一瓦阶段 图3 - 3 、3 - 4 、3 - 5 为s h e p p a r dt a y l o r 电路拓扑三个工作阶段的工作 情况。 1 6 第三章s h e p p a r d t a y l o r 电路拓扑建模与分析 下面分析s h e p p a r d t a y l o r 电路的功率因数校正能力。对于电路中 输入电感厶中的电流、储能电容的电流如图3 - 6 所示。 峨 i t l _ i 图3 - 6 输入电感电流，“、储能电容电流k 。 因为储能电容c l 充电平衡原理，近似的存在下面等式( 3 - 4 ) ，i l d 五= - 4 1 ，m 。d l 瓦 ( 3 - 4 ) 对于输入电感厶在一个开关周期内输入峰值丘。一。为： ，l i _ m ：v c l + v l ( t ) d t s ( 3 5 ) 把等式( 3 - 5 ) 代入式( 3 - 4 ) 中，可以求出b 如下： d l = 雨2 而n l o l 赢1 ( 3 - 6 ) 所以一个开关周期内输入电流平均值i t l - a y g ( t ) 为： t l 一( f ) 。音( d t s + d i t s ) i l l m ：掣d 2 五+ n l d ( 3 7 ) = 鲁删+ 鲁喝。 式中i o 一输出电流4 。一储能电容c i 电压； v l ( f ) 一电网输入侧电压。 瓦一开关周期； d 一导通时间( 单周期内) ； n 一能量释放时间； n 一变压器变比： 公式( 3 - 7 ) 中后两项之和为直流分量，在稳态时基本保持不变，通 过公式( 3 7 ) 得输入v i 特性曲线如图3 7 所示。 华南理工大学工学硕士学位论文 l n - 懈日 v 】 l - 删” 厂、 l i 。u f 图3 7 输入端v i 特性 图中i 。m 表示交流输入电流，通过图3 7 可以清楚的看出输入电 流在过零点时存在畸变，主要原因是输入平均电流中叠加了一个直流分 n 2 ，r 量丢笋l + n i o d ，该畸变类型与 c u k 、s e p i c 、z e t a 拓扑相同，从这里 上 可以说明c u k 电路衍生拓扑在理论上具有和其本身相似的输入功率因数。 由于输入电流是断续的，可以在输入侧加上一个l c 低通滤波器，滤 掉输入电流高频成份，保留基波，这样就可以获得与输入电压同相位的 基波电流，实现了功率因数校正。为了实现低压大电流输出，通过变压 器变比把电压变到一定等级，然后使用同步整流m o s f e t 来