（微电子学与固体电子学专业论文）pwmpfm自动切换降压dcdc转换器的分析与设计.pdf

摘要 随着消费电子产业的蓬勃发展。d c - d c 转换器在电子产品里得到了广泛的应用。由于便携式电子产 品中电池容量有限，因此必须提高d c - d c 转换器的电源转换效率以延长电池的使用时问。 本文首先介绍了降压d c - d c 转换器的主电路结构及工作原理，讨论了d c - d c 转换器的功率损耗源， 分析了脉冲宽度调制( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ，p w m ) 、脉冲频率调制( p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n 。p f m ) 和p w m p f m 混合控制等d c - d c 转换器的控制方法及其电源效率。分析结果表明重载情况下p w m 控制 模式效率较高，轻载情况下p f m 控制模式效率较高，因此提出了根据负载情况实现p w m p f m 自动切换 以降低功耗、提高电源效率的控制方法，将相加模式p w m ( s u m m i n g m o d e c o n t r o l p w m ) 、跳周期( s k i p p i n g c y c l e 8 ) 和限流( c u n e n tl i m i t e d ) 相结合的p f m 整合于一个系统中，使整个系统高效协调的工作。 本文采用0 5 岫c m o s 工艺，设计了基准电压源、误差放大器、电流反馈电路、加法器m i x e r 、振荡 器o s c 、p w m 佣疆讧选择等关键电路，并对这些模块及其构成系统的性能进行模拟和调试，仿真结果表明， 系统能够正常工作，实现了p w m p f m 的自动切换，性能指标基本满足设计要求 关键词：脉冲宽度调制( p w m ) 脉冲频率调制( p f m ) p w m p f m 自动切换d c - d c 转换器 a b s t r a c t w i t ht h ed e v e l o p m e n to f e l e c t r o n i c si n d u s t r y , d c - d cc o n v e r t e r sh a v eb e e nw i d e l yu s e di nl o t so f e l e c t r o n i c e q u i p m e n t s t h ep o w e re f f i c i e n c yo fd c - d cc o n v e r t e rm u s tb ei m p r o v e ds ot h a tt h el i f e t i m eo fb a t t e r yi n p o r t a b l ee l e c t r o n i cp r o d u c t sc a ub ep r o l o n g e d t h ep r i m a r yc i r c u i ts t r u c t u r ea n db a s i cp r i n c i p l eo f b u c kd c - d cc o n v e r t e rf i l ei n l r o d u c e df i r s t l y t h e nt h e 8 0 t t r o f p o w e rd i s s i p a t i o no f d c d cc o n v e r t e r a r ed i s c u s s e d t h ec o n u o lm e t h o d so f d c - d cc o n v e r t e rs u c ha s p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n ( p w m ) ，p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ( p f m ) a n dp w m p f mh 州d c o n t r o la r ea n a l y z e d t o g e t h e rw i t ht h e i rp o w e re f f i c i e n c y t h er e s u l ts h o w st h a tp w m i sh i 【曲e f f i c i e n c yi nh i g hl o a da n dp f mi sh i g h e f f i c i e n c yi nl i g h tl o a d ，s op w m p f ma u t o m a t i cs w i t c h i n gd c - d c c o n v e r t e ri sp r o p o s e dt ol o w e rt h ep o w e rl o s s a n dl n l p r o v et h ep o w e re f f i c i e n c y t h es w i t c h i n gi sa c c o r d i n gt ot h ev a r i a t i o no ft h el o a d t h ep r o p o s e ds y s t e m i n t e g r a t e ss u m m i n gm o d ep w m s k i p p i n gc y c l e sa n dc u r r e n tl i m i t e dp 聊订i n t oo n es y s t e m i tm a k e st h ew h o l e s y s t e mw o r k se f fc i e n f l y t h ek e yc i r c u i t si n c l u d i n gr e f e r e n c e ，e i t o ra m p l i f i e r , c u r r e n tf e e d b a c kc i r c u i t , n l i x e r , o s c i l l a t o r , a n d p w m p f ms e l e c t o re t o ，a r ed e s i g n e da n ds i m u l a t e dw i t h0 5 - t mc m o sp r o c e s s f i n a l l y , t h ew h o l es y s t e mb u i l t w i t ht h e s ec i r c u i t si ss i m u l a t e da n dd e b u g g e d t h es i m u l a t i o nr e s u l t ss h o wt h a tt h es y s t e mc a nw o r kp r o p e r l y , p w m p f ma u t o m a t i cs w i t c h i n gi sa c h i e v e d i 协p e r f o r m a n c em e e t st h ed e s i g nr e q u i r e m e n t s k e yw o r d s ：p u l s cw i d t hm o d u l a t i o n0 w m ) p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ( p f m ) s w i t c h i n gd c - d c c o n v e r t e r n 东南大学学位论文独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过 的研究成果，也不包含为获得东南大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我 一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示了谢意。 研究生签名： 东南大学学位论文使用授权声明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的复印 件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内容和纸质 论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可以公布( 包括 刊登) 论文的全部或部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学研究生院办理。 研究生签名：遵盘硷导师签名： e t 期：2 ! 竺! 曼 第一章引言 本章简述了便携式电子产品对于电源管理芯片的要求，提出了研究d c - d c 转换器的目的和意义，给 出了本文的主要工作及本论文的各章节内容安排。 1 1d c d c 转换器的研究背景 电源技术主要是为信息产业服务的，信息技术的发展又对电源技术提出了更高的要求，从而促进了电 源技术的发展，两者相辅相成才有了现今蓬勃发展的信息产业和电源产业。从日常生活到最尖端的科学都 离不开电源技术的参与和支持，而电源技术和产业对提高一个国家劳动生产率的水平，即提高一个国家单 位能耗的产出水平，具有举足轻重的作用。在这方面我国与世界先进国家的差距很大，作为一个电源设计 者，必须通过各种信息渠道及时掌握电源技术最新发展方向与相关的元器件、原材料的最新发展动态，国 内外先进的薄膜工艺、厚膜工艺、集成化工艺等，只有这样才能设计出世界一流的电源产品i “。 电源是电子产品的一个重要组成部分，电源质量直接影响电子设备的性能。便携产品电源系统设 计要求系统级思维，在开发由电池供电的设备时，诸如手机、m p 3 、p d a 、p m p 、d s c 等低功耗产品， 如果电源系统设计不合理，则会影响到整个系统的架构、产品的特性组合、元件的选择、软件的设计 和功率分配架构等。同样，在系统设计中，也要从节省电池能量的角度出发多加考虑。从便携式产品 电源管理的发展趋势来看，需要考虑这样几个问题f 2 1 ： ( 1 ) 电源设计必须要从成本、性能和产品上市时间等整个系统设计来考虑； ( 2 ) 便携产品日趋小巧薄型化，必需考虑电源系统体积小、重量轻的问题； ( 3 ) 电源管理芯片要力求高集成度、高可靠性、低噪声抗干扰、低功耗、突破散热瓶颈，延长 电池寿命； ( 4 ) 选用具有新技术的新产品电源芯片，将新的电源芯片应用于新的设计方案中去，是保证新产 品先进性的基本条件，也是便携产品电源管理的永恒追求。 便携产品常用电源管理芯片包括 ( 1 ) 低压差稳压器( l d ol i n e a rr e g u l a t o r s ) l d o ( l o w d r o p o u tl i l l e r e g u l a t o r s ，) v l d o ( v e r yl o wd r o p o u tl i l l e 口r e g u l a t o r s ，非常低压差稳压器) ； ( 2 ) 基于电感器储能的d c - d cc o n v e r t e r sc m d u c t o r b a s e ds w i t c h i n gr e g u l a t o r s ) b u c k ( 降压型) b o o s t ( 升压型) b u c k - b o o s t ( 升降压型) ； ( 3 ) 基于电容器储能的电荷泵( c h a r g e p u m p s ，s w i t c h e d c a p a c i t o r r e g u l a t o r s ) ； ( 4 ) 电池充电管理b a t t e r yc h a r g e r s ； i 东南大学硕士学位论文 ( 5 ) 锂电池保护l i t h i u m b a t t e r y p r o t e c t i o n ； l d o 线性低压差稳压器是最简单的线性稳压器，由于其本身存在d c 无开关电压转换，所以它只 能把输入电压降为更低的电压它最大的缺点是在热量管理方面，因为其转换效率近似等于输出电压 除以输入电压的值。例如，如果一个驱动图像处理器的l d o 输入电源是从单节锂电池标称的3 6 v ，在 电流为2 0 0 m a 时输出1 g v 电压，那么转换效率仅为5 0 ，因此在手机中产生了一些发热点，并缩短 了电池工作时间。 开关式d c - d c 升降压稳压器：( 1 ) 当输入与输出的电压差较高时，开关稳压器避开了所有线性稳 压器的效率问题。它通过使用低电阻开关和磁存储单元实现了高达9 6 的效率，因此极大地降低了转 换过程中的功率损失。( 2 ) 选用开关频率高的d c - d c 可以极大地缩小外部电感器和电容器的尺寸和容 量，如超过2 m h z 的高开关频率。( 3 ) 开关稳压器的缺点较小，通常可以用好的设计技术来克服。但 是电感器的频率外泄干扰较难避免，设计应用时对其e m i 辐射需要考虑。( 3 ) 开关式d c - d c 升降压稳 压器按其功能分成b u c k 开关式d c - d c 降压稳压器，b o o s t 开关式d c d c 升压稳压器和根据锂电池的 电压从4 2 v 降低到2 5 v 能自动切换降升压功能的b u c k - b o o s t 开关式d c - d c 舞降压稳压器。 电容式电荷泵通过开关阵列和振荡器、逻辑电路、比较控制器实现电压提升，采用电容器来贮存能量。 电荷泵是无须电感的，但需要外部电容器，仅用外部电容即可提供2 倍的输出电压。其损耗主要来自电 容器的e s r ( 等效串联电阻) 和内部开关晶体管的r o s ( o n ) 。输出电压是工厂生产时精密予置的，调整能力 是通过后端片上线性调整器实现的，因此电苟泵在设计时可按需要增加电荷泵的开关级数，以便为后端调 整器提供足够的活动空间。电荷泵十分适用于便携式应用产品的设计。 线性稳压器与开关稳压器的比较可从下表清楚看到。 表1 1 线性稳压器与开关稳压器的比较 2 1 特点l d o 和v l d o 稳压器无电感器型开关稳压器普通的开关稳压器 设计复杂性 低中中到高 成本低 中中 噪声 最低低低到中 效率低到中等 中到高高 热量管理差到中好最好 输出电流 中低大 需要磁性元件不需要不需要需要 局限性不能升压v 。比 布局考虑 由表1 1 可以看出。开关式d c - d c 稳压器性能良好，效率最高，因此在便携式电子产品中得到了广 泛的应用。 2 第一章引言 1 2 研究的目的和意义 便携式电子产品通常采用电池供电，随着放电的进行，电池电压逐渐降低。电池内阻逐渐增大； 一方面，在电池开始使用时，端电压较高而电池内阻较小，易造成输出电流大于负载实际需要电流而 造成电能的浪费，尤其不利于系统工作时间及待机时间的延长；另一方面，使用一段时间后，端电压 降低而电池内阻增大，致使负载变化引起较大的供电电压的变化，又不利于系统维持高性能的工作。 为延长电池使用时间以及得到波动小的直流电压，需要效率高、体积小、重量轻的低电压d c d c 转换 器。因此高频、高效、低压输出成为开关电源的主要发展趋势： ( 1 ) 高频化：为缩小开关变换器的体 积，提高其功率密度，并改善动态响应，小功率d c - d c 转换器开关频率将由现在的2 0 0 - 5 0 0 k h z 提高 到1 m h z 以上，但高频化又会产生新的问题，如：开关损耗以及无源元件的损耗增大。高频寄生参数 以及高频e m i 的问题等。( 2 ) 高效化：应用各种软开关技术，包括无源无损软开关技术、有源软开关 技术( 如z v s z c s 谐振、准谐振) 、恒频零开关技术、零电压、零电流转换技术及目前同步整流用 m o s f e t 代替整流二极管都能大大地提高模块在低输出电压时的效率。随着器件性能的改变，电源效 率即将达到9 2 ( 5 v ) ，9 0 ( 3 3 v ) 、8 7 5 ( 2 v ) 。( 3 ) 低压输出：例如现代微处理器的v r m 电压将为1 1 1 8 v ，便携式电子设备的d c - d c 转换器输出电压为1 2 v 。特点是负载变化大，多数情况 下工作低于备用模式，长期轻载运行。要求d c - d c 转换器具有如下特征：a ) 负载变化的整个范围内效 率高。b 1 输出电压低。因为c m o s 电路的损耗与电压的平方成正比，供电电压低，则电路损耗小。c ) 功率密度高。这种模块采用集成芯片的封装形式。 提高d c - d c 转换器的效率意味着降低电源的损耗。目前d c d c 开关稳压电源普遍采用同步整流技术 p 】及带有自适应死区时间控制的软开关技术嘲，其功率损耗源主要为开关元件导通时，电流流经开关的导 通电阻产生的导通损耗和开关元件在导通、截止问转换时，由开关的栅一源等效电容充放电引起的开关损 耗。因此对d c - d c 开关稳压电源来说，减小功耗主要是针对这两种损耗进行。 d c - d c 转换器的控制方法根据其脉冲调制方法可以分为脉冲宽度调制( p w m ，p u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ) 和脉冲频率调制( p f m ，p u l s ef r c q u v n c ym o d u l a t i o n ) ，其采用的反馈信号包括输出电压和输 出电流，因此由以上调制方法和反馈信号的不同组合可以构成不同的控制方法。p w m 模式的d c - d c 转换 器可以在全负载内获得较高的转换效率，稳压器的许多功率损耗是与负载电流无关的，因此在轻载时，这 部分损耗对于整个的输出功率来说是非常之大的。在负载电流逐渐降低的情况下，交流导通损耗、开关损 耗以及p w m 控制电路的功耗，将变得越来越重要，整个功耗也趋向一个固定的最小功耗值。如果转换器 工作在全负载状态下的时间很短。那么轻载时的能量损耗将成为电池运行时问的主要决定因素，因此，提 高轻载时的转换效率是非常重要的，而p f m 模式在轻载时工作频率变小，从而驱动损耗变小，这样就提 高了轻载效率。所以轻载时有很高的转换效率。因此采用适当的控制策略，使得重载时转换器工作在p w m 模式下，轻载时转换器工作在p f m 模式下，可以大大降低系统的功耗，提高系统电源效率【叫 因此研究p w m 和p f m 的混合控制方法成为当前研究的热点，也是本课题的研究重点。 东南大学硕士学位论文 1 3 论文的主要工作 本课题主要研究p w m p f m 自动切换模式工作的降压d c - d c 转换器，工作电压范围2 6 v 。输出为 稳定的直流输出电压1 s v ，工作频率1 2 m h z 。系统采用o 5 1 t m c m o s 工艺实现，给出关键电路设计并结 合h s p i c e 进行电路模块及系统的仿真结果验证。 本文各章节内容安排如下： 第二章简单介绍了d c - d c 转换器的结构及其工作原理，叙述了降压o c - d c 转换器的主电路结构及其 工作原理，讨论了d c - d c 转换器的功率损耗源，分析了d c - d c 转换器的控制方法：p w m 控制、p f m 控 制和p w m p f m 混合控制。理论分析表明p w m 控制d c - d c 转换器在重载时效率较高，轻载时由于功率 管开关损耗等所占比重加大使得电源效率较低，而p f m 控制在轻载时由于存在不对储能元件( 即电感) 充电的“i d l e ”状态，从而轻载效率大大提高，因此本文提出了根据负载情况实现系统在相加模式p w m 、 跳周期加限流p f m 两种控制模式间自动切换以提高系统电源效率的d c d c 转换器控制方案。 第三章阐述系统分析与设计过程。根据便携式电子产品对电源管理芯片高效率、低功耗、体积小、重 量轻的要求，采用相加模式p w m 、跳周期加限流p f m 两种控制方式随负载变化自动切换以降低系统功耗， 提高系统电源效率。同时采用同步整流技术、软开关技术以减小系统由于整流二极管及时序等面引起的功 率损耗，采用高达1 2 m h z 的开关频率以缩小外部电感和电容的尺寸及容量。给出了相应的系统结构及工 作原理，对控制电路的关键子电路基准电压源、误差放大器、电流反馈电路、加法器、振荡器、p w m p f m 选择等进行了设计，并结合h s p i e e 对这些模块进行了模拟验证。 第四章对系统进行模拟验证，给出了模拟结果并进行了总结。将d c - d c 转换器主电路和控制电路的 主要予电路构成系统，采用h s p i c e 做了电路级仿真，模拟结果表明：系统能正常工作，成功实现了p w m p f m 控制根据负载变化自动切换的功能，最终电源效率高达8 7 以上，性能指标基本满足设计要求 4 第二章降压d c d c 转换器的理论分析与控制方式选择 本章简单介绍了d c - d c 转换器的结构及其工作原理，叙述了降压d c - d c 转换器的主电路结构及其工 作原理，讨论了d c d c 转换器的功率损耗源，分析了d c - d c 转换器的控制方法：p w m 控制、p f m 控制 和p w m p f m 混合控制。理论分析表明p w m 控制d c - d c 转换器在重载时效率较高，轻载时由于功率管 开关损耗等所占比重加大使得电源效率较低，而p f m 控制在轻载时由于存在不对储能元件( 即电感) 充 电的“i d l e ”状态，从而轻载效率大大提高，因此本文提出了根据负载情况实现系统在相加模式p w m 、跳 周期加限流p f m 两种控制模式间自动切换以提高系统电源效率的d c - d c 转换器控制方案。 2 1d c d c 转换器简介 d c - d c 转换器的主要特点是功率管工作在开关状态。d c - d c 转换器利用电感元件和电容元件的能量 存储特性，随着功率管不停地导通和关断。具有较大电压波动的直流电源能量断续地经过开关管，暂时以 磁场能形式存储在电感器中，然后经电容滤波得到连续的能量传送到负载，得到变换后的电压脉动较小的 直流电能，实现d c d c 变换。 d c - d c 转换器系统由主电路和控制电路组成：构成d c - d c 转换器的主电路的元件，包括输入电源、 开关管、整流管以及储能电感、滤波电容和负载，它们共同完成电能的转换和传递，合称为功率级；控制 电路则通过控制功率开关管的通断实现调节输出电压恒定在设定值，通过控制主电路的工作状态，使主电 路从输入电源处获得的能量和传送到负载的能量维持平衡。通常，当输入的电池电压及输出端的负载在一 定范围内变化时，负载电压可以维持恒定。 d c - d c 转换器系统的调节过程如图2 1 所示【”，它将电池电压v m 变成所期望的较稳定的直流输出电 压v o 。原理如下：图中的单箭头开关由调制器控制产生一个方波，这个方波的平均电压等于所期望的直 流输出电压，低通滤波器用来削弱方波中的交流量，使得输出为所需的直流电压，输出电压v 。与基准电 压相比较。产生控制调制器的信号，从而达到调节方波宽度或者频率的目的，这样整个系统形成一个 负反馈回路，使得输出电压稳定在设计值。 e r r o ra m p l i f i e r 图2 1d c d c 转换器的框图 5 东南大学硕士学位论文 将功率开关元件和储能元件采用不同的配置或不同的连接方式，可以得到各种输出电压与输入电压闯 的关系。d c - d c 转换器的拓扑结构指能用于转换、控制和调节输出电压的功率开关元件和储能元件的不 同配置。正是多种拓扑结构的存在使d c - d c 转换器具有灵活的正负极性和升、降压方式，这一特性使其 明显优于线性稳压器和电荷泵。b u c k ( 降压型) 、b o o s t ( 升压型) 、i n v e r t i n g ( 极性反转型) 和c u k 型是 四种基本的d c - d c 转换器拓扑结构【1 】【”。 本论文重点研究降压型( b u c k ) d c - d c 转换器的控制方法，因此对b o o s t 、i n v e r t i n g 和c u k 三种d c - d c 转换器在此不多赘述。 2 2 降压型d c d c 转换器的主电路及其工作原理 降压型d c - d c 转换器将输入电压变换成0 v o v a , 的稳定输出电压。其主电路如图2 2 所示，v h 为输 入电源，通常为电池或电池组，m 。是主开关管，m 。是同步整流管，它们的开启和关闭受来自控制电路的 脉冲信号控制。基本的工作原理如下：主开关管m 。和整流管h k 的栅由调制器控制，以一定的频率石和占 空比d 交替导通，这样，将在主开关管m 。和整流管m 。的公共端v 。，产生占空比为d ，周期为= l f , 的方波，稳态下典型的v x ( t ) 的波形如图2 3 所示。第二级组成低通滤波器( k 和c o 只通过期望的直流量， 而交流量则大大降低。理想情况下，输出电压的值由输入电压和占空比给定。 v 图2 2 降压d c - d c 转换器 v甩二亘ma0二日，t ll v y f n r 、= 、， - j q 坠l + + d t s ( 1 - d ) t s 图2 3 降压电路v “t ) 波形 具体公式推导如下，由图2 3 可以得到： v a d c ) = 半叱。 即 v o = 圪d 6 ( 2 1 ) 第二章降压d c d c 转换器的理论分析与控制方式选择 其中d 为占空比且有d l 。这就是降压结构输出电压和输入电压之间的关系。 2 3d c d c 转换器的功率损耗源 d c - d c 转换器的拓扑结构多种多样，但其功率损耗源都可以分为三种：导通损耗、驱动和开关损耗、 控制电路损耗1 t “瞄“，其中控制电路损耗与功率级损耗相比可以忽略不计，功耗主要集中在功率级m o s 管及其驱动电路上。 设毛为d c - d c 转换器开关频率( 开关周期为t 1 ) ，d 为控制脉冲占空比，r o 为单位宽度的沟道电阻， w 为m o s 管的沟道宽度，i 嘶埘) 为导通均方根电流，电源电压为v d d p m o s 管驱动电路高电平为v “， 低电平为v 口，n m o s 管驱动电路高电平为v 低电平为0 ，则各个损耗源为： ( 1 ) 导通损耗 匕= 矗。叫丸= 毛。胂) 軎 ( 2 3 ) 本论文采用同步整流技术。功率级主开关管为p m o s 管，整流管为n m o s 管，因此p m o s 管和n m o s 管 分别在d t , 和( i - d ) t , 时间内导通，导通均方根电流分别为： r 嘶。，= 磊。+ 毛。帕= ( 1 一。) e + j 1r ( 1 - d ) ( 2 c z 舢 南。，= 蠢。鲫+ 毛。= 。露+ j 1 。( 纠2 c ：射 式中的i o 是直流负载电流，i l 是电感的峰峰值纹波电流。其中直流导通损耗随着负载电流的降低而降低 的，而交流导通损耗是固定值，在轻载时会显著的降低转换效率。 ( 2 ) 开关损耗 设e 一为每个周期单位沟道宽度功率管寄生电容的充放电能量，则1 ”0 1 ： 。= ( 乞。+ 巳。+ 。) 曙+ ( 。+ 。) 吃 ( 2 6 ) 。：( c 神+ ) 吒一) 2 + 2 勺。( 一+ 吃+ 拿) + c 西。瑶 ( 2 7 ) 其中各个电容为功率级m o s 管的寄生电容：c m 为栅氧化物电容，铀为栅源交叠电容，c 鲫为栅漏交叠 电容，c m o 为漏与衬底的结电容 ( 3 ) 驱动损耗 设e “。为每个周期驱动单位沟道宽度功率管所需驱动电路提供的能量，则倒相器链驱动电路损耗为 i l 3 0 】： e 抛= ：p c 0 删+ c o 糨) 瑶 ( 2 8 ) 口一。一l 。 e 加= 石b ( 6 c 0 一+ c 0 一) ( 一) 2 ( 2 9 ) 查堕查兰堡主兰垡丝壅 其中c 踟s = c o 瑚_ 讯1 0 s + 2 c 种n 螂+ c 酬_ 嘲+ c 鲫n m o s 为n m o s 管的寄生电容 c o 附0 s = c 硎删0 s + 2 c 棚啪+ c 鲫嗍+ c 删p 啪s 为p m o s 管的寄生电容 a 为驱动电路倒相器链相邻级之间的尺寸之比 b 为同一级倒相器链中p m o s 与n m o s 尺寸之比 ( 4 ) 功率管及其驱动电路总功耗 综合以上分析，与功率m o s 管相关的功率损耗为： 删= p 埘+ 形。( o + ) ( 2 1 0 ) 由以上分析结果可以看出：功率管的开关损耗和驱动损耗与负载电流无关，与开关频率成正比，频率 越高损耗越大，负载越轻功率管开关损耗和驱动损耗在整个损耗中所占的比重越大，因此会导致轻载时转 换效率的降低。 2 4d c d c 转换器的控制方法 d c d c 转换器的控制方法根据其脉冲调制方法可以分为脉冲宽度调制( p w m ，p u l s ew i d t h m o d u l a t i o n ) 和脉冲频率调制( p f m ，p u l s ef r e q u e n c ym o d u l a t i o n ) ，其采用的反馈信号包括输出电压和输 出电流，由以上调制方法和反馈信号的不同组合可以构成不同的控制方法。 2 a ，lp w m ( p u l s ew i d t hm o d u l a t i o n1 控制理论及分析 2 4 1 1p w m 控制方法 脉冲宽度调制( p w m ) 是指工作频率恒定( 即工作周期不变) ，通过改变功率开关管导通时间或截止 时间来改变占空比，通过占空比的调整来使输出电压稳定。 以电压模式p w m 控制为例，典型的电压控制模式p w m 降压d c d c 转换器系统示于图2 4 【1 3 j 控制 回路包括由r i 和r 2 组成的输出电压反馈网络、误差放大器、p w m 比较器( 又称p w m 调制器) 、振荡器等 子电路。图中v 耐是由带隙基准源提供的基准电压。振荡嚣提供斜坡输入信号v 。，它的频率等于开关频 率，在各个开关周期t l 期间v f 。从o v 开始线性上升至最大值。 图2 a电压模式p w md c - d c 的原理图 电压模式p w m 控制仅采用电压反馈，控制原理比较简单，具体工作原理分析如下：输出电压v 。经 过r n 和r 口分压送到误差放大器( e r r o r a m p ) 的反相端。由误差放大器对其差值进行比较放大，产生误差信 8 苎三兰壁堡坚壁垫矍竺堡笙坌堑兰丝型查茎垄墨 号v 曩再由p w m 比较器将v 。与振荡器( o s c ) 产生的三角波v t 。进行比较，最终产生占空比可变的方波 v ，m h 以控制功率管的导通和截止具体的反馈过程可根据图2 5 进行分析，v 吡升高时，v 曩会降低，这 样占空比就会变小，导致下降：反之，如果、，o 降低，v 。会升高，这样占空比就会变大，导致v o 。 升高。通过这样的负反馈，可以得到稳定的输出电压v o u t 值： ：等生 ( 2 1 1 ) = 型r 兰 ( 2 v c a v r a m p v 图2 。5 各点电压波形图 在整个过程中被调制的量是占空比d ，因此这种工作模式称之为p w m 控制模式。 p w m 控制分为电压模式p w m 、峰值电流模式p w m 、平均电流模式p w m 、滞环电流模式p w m 、相 加模式p w m ( s u m m i n gm o d ec o n t r o lp w m ) 等。 2 4 i 2p w m 控制下降压型d c - d c 转换器稳态分析【1 5 1 如前所述，降压型d c - d c 转换器完成把直流电压v 。转换成直流电压v 。的功能。本小节研究降压型 d c d c 转换器稳态工作时的工作波形和主要关系式，对电感电流连续模式( c c m ) 和电感电流不连续模式 ( d c m ) 作了简单的探讨，最终得出保持系统工作在电流连续模式的条件。 为简便计，作如下假定： a m o s 管为理想开关元件。即导通时压降为零，截止时漏电流为零； b 电感、电容是理想元件。电感工作在线性区而未饱和，寄生电阻为零。电容的等效串联电阻也 为零； c 输出电压中的纹波电压与输出电压的比值d , n 可以忽略。 设主开关管h b 的开关频率为，则开关工作周期为t , - - - - - i f , ，一个周期内，主开关管导通的时间为k 。 关断的时间为b 定义占空比d 如下： d 等 ( 2 1 ：) 电路的工作过程见2 2 节对降压型拓扑的介绍。此处设主开关管 的导通占空比为d l ，整流管 厶 的导通占空比为d 2 。 东南大学硕士学位论文 ( 1 ) c c m 模式 如果新的周期在电感电流尚未降至零时开始。称系统工作在c c m 模式，工作波形见图2 6 0 ) ，此模 式下有d l + d 2 = l 。 h 一v 。h 。 仁乒 、i o 、 h h ； i 卜r 、 ( a ) c c m 模式 f v h v o 陟伞| 伞“ h 。 | 卅 i 。，。卜，。卜 图2 6 降压型d c - d c 转换器的工作波形 当m o 管导通时，电感电流线性上升，司以算得上升斜翠m l 如f 铲半 设该段时间内电感电流上升的增量为a i l 船，则 z k l r u e - - - - 了毕= 毕d l z 0 i t 。 又当m p 管截止时，电感电流线性下降的斜率m 2 如下 掰：t 圪 ( 2 1 5 ) 掰22 “ ( 2 1 5 ) 设在m 。管截止时段内电感电流线性下降的电流增量为a i t , f ，则 虬蒯= 童= 争嘲 ( 2 1 6 ) 她。 。 稳态时，两电流变化量相等。即a i t , = a i t , ，则可得 圪= d l ( 2 1 7 ) 得到与式( 2 2 ) 相同的结论：输出电压圪随主开关管m 。的占空比d i 而变化。亦即系统稳态时的电压 1 0 第二章降压1 3 c - i ) c 转换嚣的理论分析与控制方式选择 肚老 ( 2 ) d c m 模式 当电感值l 较小，负载电阻值恐较大，或开关周期较大时，会出现电感电流已经下降至零，而下 一开关周期却尚未开始的情形。于是，当新的周期到来时，电感电流将从零开始线性增加。这种工作模式 称为电感电流不连续模式c m ) ，工作波形见图2 6 ( i ) ) ，注意到此时d l + d 2 i 。 由图2 6 中电感电流上升阶段与下降阶段的电流增量绝对值相等，有 v m - v o p i t , ：孚d 2 z ( 2 1 9 ) l三 。 、 7 输出电压与输入电压之间的基本关系式如下 圪= d l d + 1 d 2 e 。 ( 2 2 0 ) 由于d l + d 2 i ，所以在d c m 状态下，开关电源的电压增益高于c c m 状态下的电压增益， ( 3 ) 临界状态 对比图2 6 的图( a ) 和图( b ) ，可发现i l 与i o 相对值的大小不同划分两种工作状态，并且在两种状态间 存在一个临界状态，- - i 状态的特点分别为： c c m 状态。二1a 上 ( 2 2 3 ) 由式( 2 1 6 ) 和式( 2 2 2 ) ，可得在临界状态有 矗见z = 熹= 厶 ( 2 堋 上式中r l 是负载电阻值。满足式( 2 2 4 ) 的电感值称为临界电感，以工c 表示，则 = 竽乏= 三等 变形易得计算临界电感值常用的表达式 k ：三善( 1 一d i ) ( 2 2 6 ) 2 只互、 ” 、 由式( 2 2 5 ) 、( 2 2 6 ) 可得：当l c 和d 2 、t 值固定时，若r l 值增大，系统由c c m 状态向d c m 状态 转换；而当l k 、1 ) 2 和t i 值固定时，若l 2 u d 2 t 关系时。变换器将从电流 连续工作模式进入电流断续工作模式。 2 4 3p 咖f m 混合控制 d c - d c 转换器被广泛应用于各种使用电池的便携式电子系统中。而电池的容量是有限的，因此要延长 电池的使用寿命，提高电源的转换效率成为d c - d c 转换器设计的主要追求目标】。由于负载变化范围很 大，其差别可能在几个数量级，因此系统有相当一部分时间是处于空闲状态，这就需要系统不仅在重载情 况下具有高效率，而且在较大的负载范围内均具有高效率i i ”。 目前d c - d c 转换器普遍采用同步整流技术及带有自适应死区时闻控制的软开关等技术，因此其功率损 耗源主要为功率管的导通损耗、开关损耗和栅驱动损耗“捌，对d c - d c 转换器来说，减小功耗主要是针对 这两种损耗进行。根据2 3 节的分析可知，d c - d c 转换器中的导通损耗与负载成正比；而开关损耗和栅驱动 损耗与开关频率成正比。与负载大小无关。因此轻载时开关损耗和栅驱动损耗占主导地位，重载时导通损 耗占主导地位。由于p w m 控制方式采用固定开关频率工作，重载时其效率较高。但轻载时开关损耗和栅驱 动损耗的比重加大使其转换效率大大降低。而p f m 控制由于存在停止对储能元件电感充电的“i d l e ”状态， 并且负载越轻“i d l e ”时间越长，等效开关频率越小，从而开关损耗和栅驱动损耗越小。这样就提高了轻 载效率。出于便携式电子产品对电源芯片高效率的要求，目前d c d c 转换器一般都采用p w m 和p f m 相结 合的控制方式，重载时采用p w m 控制。轻载时采用p f m 控制，两种控制根据负载的变化自动切换。 本课题的研究重点就是根据负载情况实现p w m p f m 两种工作模式的自动切换，从而使系统在全负载 范围内具有高效率，以满足各种便携式系统对于高效率的要求。跳周期p f m 控制通过改变有效工作频率， 即通过调节所跳过的控制周期数来实现对输出电压、功率的调节，其调制度随着负载的变轻而增加。在不 同负载下，跳周期p f m 变换器的效率几乎都高于p w m 变换器的效率，尤其是低负载下跳周期p f m 变换器的 效率比p w m 变换器效率高出很多。只有当负载很重的情况下，由于跳周期p f m 的占空比大于p w m 的占空 比，重载大电流使功率管的导通损耗变得比较突出。致使跳周期p f m 变换器的效率可能低于p w m 变换器的 效率”。 因此在分析了大量参考文献后，本文决定采用相加模式的p w m ( s u m m i n gm o d ec o n 仃o lp w m ) 控制、 跳周期( s k i p p i n g c y c | c s ) p f m 控制，根据负载情况进行p w m 控制、p f m 控制自动切换，使电路在重载 时工作于相加模式p w m 控制，轻载时工作于跳周期p f m 控制，从而大大提高系统工作的电源效率，延长 系统工作时间。但是考虑到跳周期p f m 控制d c - c 变换器的输出电压纹波较大f l s l ，本文将跳周期控制和 限流控制有机结合形成一种优化的跳周期加限流的p f m 控制模式，保持跳周期控制的调节机理，即随负 载的不同，调节作用在功率管上的控制信号的跳周期数，同时通过限流使脉冲宽度减小，从而跳周期数也 减少。使输出电压的纹波得到有效降低跳周期加限流的p f m 控制模式是一种以跳周期调节为主，以限 流控制为辅的优化控制模式，这种控制方式兼具效率高、响应速度快的特点，同时又有效降低了输出电压 纹波。 第三章p w m p f m 自动切换降压d c d c 转换器的分析与设计 本章阐述系统分析与设计过程。根据便携式电子产品对电源管理芯片高效率、低功耗、体积小、重量 轻的要求，采用相加模式p w m 、跳周期加限流p f m 两种控制方式随负载变化自动切换以降低系统功耗，提 高系统电源效率，同时采用同步整流技术、软开关技术以减小系统由于整流二极管及时序等而引起的功率 损耗，采用高达1 2 m h z 的开关频率以缩小外部电感和电容的尺寸及容量。给出了相应的系统结构及工作原 理，对控制电路的关键子电路基准电压源、误差放大器、电流反馈电路、加法器、振荡器、p w m p f m 选 择等进行了设计。并结合h s p i c e 对这些模块进行了模拟验证。 3 1 系统设计要求 本文设计的p w m p f m 自动切换d c - d c 转换器是一个同步整流降压d c - d c 转换器，根据应用的需要 设计的具体指标要求如表3 1 所示。 表3 1 系统设计指标要求 技术指标 参数值 工作电压范围v h 2 6 v 输出电压v 。 1 - 8 v 工作频率f o 1 2 m h z p f m 限制电流i p f m 1 4 0 m a 电源效率e f f i 9 0 注：电源效率e f f i 的计算公式为： 3 2 系统分析与设计 e f f i ：v o u t x i o u t 1 0 0 v i n l i n ( 3 1 ) 便携式电子产品的电源管理要求电源管理芯片高效率、低功耗、体积小、重量轻，因此在设计d c - d c 转换器时必须扶这几个方面着手，本系统设计具体采取了以下几个措施： ( 1 )采用p w m p f m 自动切换控制方案 采用特殊的控制电路。使得当电源处于轻负载时，自动控制进入跳周期加限 流p f m 控制，允许控制 开关管的信号跳过几个时钟周期。当处于重负载时，自动进入相加模式的p w m 控制，提高了整个系统的效 率。两种控制模式共用部分模块，以减小系统面积，进一步降低系统功耗。 ( 2 ) 采用高频工作 设计电路工作频率高达1 2 m h z ，从而极大地缩小外部电感器和电容器的尺寸和容量。 ( 3 )采用同步整流技术 用n m o s 管m 。代替整流二极管，它的导通阻抗低，可以提高电源的转换效率，适合于低压、低功耗的 1 6 第三章p w m p f m 自动切换降压d c - d c