（无线电物理专业论文）微波直接射频调制技术研究.pdf

摘要 摘要 直接调制将基带信号直接转换为射频信号，不需要二次频率变换，与上变频 方式相比系统结构简单，降低了对滤波器的要求，具有体积小，重量轻，成本低 等明显的优点。i q 正交调制的关键指标是误差矢量( e v m ：e r r o rv e c t o r m a g n i t u d e ) 。 本文研究的是微波波段的直接调制技术。利用基带对l 波段和s 波段几个不 同的载波进行直接调制。首先，在阐述i q 正交调制基本原理的基础上，通过对 误差矢量和邻近信道功率泄漏的详细分析，定性、定量地讨论了各种非理想电路 因素( 如相位不平衡、幅度不平衡、直流偏差等) 对调制器性能的影响；其次， 介绍了锁相环的工作原理和基本组成部分，包括锁相环的设计和环路滤波器的设 计，特别详述了电荷泵锁相频率源；第三，介绍了采用直接调制技术模拟卫星信号 的射频前端的设计；最后，对整个直接射频调制系统进行测试，结果基本上达到 了课题要求。 关键词：微波锁相环，相位噪声，直接调制 些! ! 坠堕 a b s t r a c t d i r e c tm o d u l a t o rc o n v e r t sb a s e b a n ds i g n a lt or fs i g n a lw i t h o u tu p c o n v e r t i o n t h es y s t e m d e s i g ni sr e l a t i v e l ys i m p l ec o m p a r e dt ou p c o n v e r s i o n s od i r e c tm o d u l a t o rp r o v i d e sa d v e n t a g e so f c o m p a c ts i z e ，l o wc o s ta n dl o ws p u r i o u sr e s p o n s e ，e r r o rv e c t o rm a g n i t u d e ( e v 】) i si m p o r t a n t c o n s i d e r a t i o no f d i r e c tm o d u l a t i o n i nt h i sp a p e r , d i r e c tm o d u l a t i o nt e c h n o l o g yw o r k i n ga tm i c r o w a v eb a n di sr e s e a r c h e d t h e c a r r i e rw a v ei sm o d u l a t e dd i r e c f l yb yt h eb a s e b a n ds i g n a la ts e v e r a lf r e q u e n c yp o i n ti nlb a n da n ds b a n d f i r s t l y , t h i sp a p e rc l a r i f i e st h et h e o r yo fi ，qm o d u l a t i o n ，e l a b o r a t e se v ma n da c p l ，a n d a n a l y z e st h ee 艉c to fa m p l i t u d ea n dp h a s eu n b a l a n c ea n dd co f f s e to ne v m s e c o n d l yw er e v i e w t h eb a s i cp r i n c i p l eo fp h a s el o c k e dl o o pa n di t sc o m p o s i n gp a r t s ，i n c l u d i n gt h eb a s i cc o n c e p t i o na n d d e s i g nm e t h o do fp l lf r e q u e n c ys y n t h e s i z e r e s p e c i a l l yi n t r o d u c et h ec h a r g ep u m pp l lf r e q u e n c y s y n t h e s i z e ri nd e t a i l w ep r e s e n tt h ed e s i g n i n gr e s u l to f p a s s i v el o o pf i l t e r t h i r d l y , t h er e s e a r c ho f t h er ff r o n t e n df o rs i m u l a t i n gt h es i g n a lo fs e c o n d a r yp l a n e tw i t ht h ed i r e c tm o d u l a t i o nt e c h n o l o g y i si n t r o d u c e d f i n a l l y , w ep r o v i d et h er e a lt e s tr e s u l t so ft h ed i r e c tm o d u l a t i o n t h er e s u l t sp r o b a b l y r e a c ht h er e q u i r e m e n t k e yw o r d s ：m i c r o w a v e ，p h a s e - l o c k e dl o o p ，p h a s en o i s e ，d i r e c t m o d u l a t i o n i i 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。 据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写 过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材 料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示谢 意。 签名：莹：兰委日期：加z 年，月日 关于论文使用授权的说明 本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文 的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁 盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文 的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或 扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密的学位论文在解密后应遵守此规定) 签名：蔓竺叠导师签名：盏垒 日期：加z 年，月日 第一章绪论 第一章绪论 1 1 国内外研究现状和发展态势 微波直接调制技术是目前数字微波通信系统的一个重要发展趋势之一，现代 通信系统对射频前端体积的限制越来越苛求，并要求更好的性能、更高的可靠性 及更低的成本：另一方面，有关技术的发展也为微波直接调制的广泛应用奠定了 基础，上述因素有力地促进了微波直接调制的发展f 2 ”。国步 3 0 0 m b p s 速率数传系 统已实用化，6 5 0 m b p s 也已完成研制，1 g b p s 高速数传系统正在研制或试验，日本 也在进行1 2 g b p s 数传系统的研究。由于数字电路的速度无法支持微波频率上高速 数据的调制，国外现有的高速数传系统大都采用数字与射频微波混合技术来实现 高速率的数字处理功能。国内目前已有清华大学做出了1 7 0 m b p s 的调制解调器， “九五”期间其他一些研究所也开展了3 0 0 m b p s 固定速率、全数字化的调制解调 器研究但未达到工程化阶段。 1 2 选题依据和研究意义 相关技术的发展也为微波直接调制的广泛应用奠定了基础【2 8 j 。传统微波发信 机通常采用中频调制再上变频至微波频段的方案， 其性能指标及可靠性较高，但是，与微波直接调制相比，中频调制有 下列缺点： 1 结构复杂，体积大。需增加中频频率合成器，对上变频器的输出滤波的要 求比较苛刻。 2 成本高，可靠性差。发信机部件较多，增加设备成本，伴随可靠性下降。 3 限制了最高数据速率。高速率数字基带信号( 如1 0 0 0 mb i t s ) 要求调制 器的载波频率高、频带宽。 4 变频环节的非线性失真会导致已调制信号质量下降，高q 值滤波器不良 的群延时特性、幅频特性也会导致信号失真。 采用微波直接调制技术渴望解决或部分解决上述问题，同时现代通信系统对 调制器性能指标的要求越来越高，相应地对微波调制器电路设计及加工工艺也提 电子科技大学硕士学位论文 出了更高要求，直接i q 调制目前应用广泛。几乎没有任何文献给出直接射频调 制技术的实现及实验结果。国外大多数卫星链路之间的通信及数据传送都是采用 直接数字射频调制技术，说明该技术在国外己达实用阶段。 就锁相环频率合成方面而言，随着各个生产频率合成芯片的公司如p e t e ：g r i n e 、 a d i 、n s c 、m o t o r o l a 、p s c 及c y p r e s s 等相继推出各自的优势产品，使得p l l 频 率合成的发展表现出以下的趋势： 1 鉴相器不再使用传统的电压型，而是采用了电流型电荷泵，使得鉴相器的 输出变为误差电流而不是误差电压。该技术的优点是：进行锁相环路滤波器设计 时可以采用无源环路滤波器，这样的结果是，一方面锁相环仍然可以获得理想二 阶环路滤波器的性能，另一方面它可以改善因环路滤波器中存在有源器件而对相 噪的恶化影响，视具体情况不同，一般来说有3 8 d b 的相噪改善。 2 大量使用小数( 分数) 分频技术( f r a c t i o n a l - n ) 。这一技术保证即使在程序 分频比n 较大时仍然可使输出相噪以及鉴相杂散有较高的指标。 3 针对小数分频频率合成技术采用相位补偿的不便之处而提出了另外一种小 数分频频率合成方法：一调制频率合成。 4 p l l 芯片工作频率不断提高。如今大多数公司生产的p l l 频率合成芯片的 工作频率都已经可以轻松工作在2 g h z 以上。 目前已有许多性能优良的单片p l l 频率合成器，典型的有美国m o t o r o l a 公司 的m c l 4 5 1 9 1 2 3 ；美国q u a l c o m m 的q 3 2 3 6 ；美国a d i 公司的a d f 4 1 1 1 1 2 3 ：美 国n a t i o n a ls e m i c o n d u c t o r 的l m x l 6 0 0 系列、l m x 2 3 1 5 2 5 、l m x 2 3 0 6 1 6 2 6 、 l m x 2 3 3 0 ；以及p e r e g r i n e 半导体公司的p e 3 2 9 1 3 2 9 2 芯片等。这些集成锁相环不 仅体积小，而且工作频率可做得很高，本课题选用的芯片为a d f 4 2 5 2 ，它分数分 频鉴相频率可达3 g h z ! 低电源电压2 7 3 3 v ，内置可编程分频器，外接v c o 、 环路滤波器可直接构成s 波段频率合成器。此外各公司还在互联网上发布了大量 设计资料以及针对本公司产品的c a d 仿真软件，这样就大大减少了频率合成应用 系统设计者的工作量。价格方面，一片典型的工作频率上1 g h z 的p l l 芯片不过 几十元人民币。如此众多的优势使得现在的很多频率合成方案都选择了性能优异 的p l l 芯片。 2 第二章i ，o 调制器的理论与分析 第二章i q 调制器的理论分析 二次变频发射机由调制器、上变频器、功放等组成( 见图2 1 ) 。调制器完成 调制后，上变频混频器再将频率变换到射频。该系统的优点是窄带滤波器和增益 控制器可以在中频上得到很好的实现，可以避免在不同频率上的本振牵引 ( i n j e c t i o np u l l i n g ) 的产生。但是对滤波器的要求较高，要求中频滤波器抑制 调制器产生的中频高阶组合频率分量，同时具有宽带噪声抑制；要求射频滤波器 抑制上变频混频器产生的边带和本振泄漏。 赫二木摊输 图2 1 二次变频发射机结构图 功破 囡o 直接调制发射机的结构见图2 2 。与上变频发射机相比，它不需要两个滤波 器和中间锁相环，也不需要上变频器将频率转换到射频。直接调制系统结构简单， 降低了对滤波器特性的要求，同时具有体积小，重量轻，成本低等明显的优点。 图2 2 直接变频发射机结构图 电子科技大学硕士学位论文 21 i 0 正交调制器的结构 i q 正交调制器由两个混频器、一个正交功分器( h y b r i d ) 、一个功率合成器 四部分组成( 见图2 3 ) 。本振信号( 载波信号) 通过正交功分器产生两个幅度相 等、相位相差9 0 0 的信号a 、b ，分别与低频同相信号i 、正交信号q 相乘后， 再通过功率合成器，产生最终的调制信号。 找 图2 3i o 调制器框图图2 4i o 调制 作于单边带方式时的输出频谱 利用单边带调制方式( s s b ) 来说明1 1 0 凋制器的原理，将正弦信号通过中 频正交功分器后，得到完全正交的i 、q 信号。一般信号a 、b 记为： 5 = c o s ， ( 21 ) s 日= s i n c o 一 如果给定i 、q 为： f ( r ) = c o s c t 哟：s i n c r ( 2 2 ) 贝0 ：s c = c o s 0 3 f c o s 。f = 去 c o s ( 脚一0 3 c p + c o s 如l + 埘c ) 阳 s d = s i n 0 3 l t xs i n 0 3 。f = c o s ( 脚l 一0 3 c ) t c 0 s ( 0 ) l + c ) 叫 调制器的最终输出为： s = + s d = c 0 8 ( 0 l 一c p ( 2 - 3 ) 以上分析q 知，信号a 和b 理论上完全正交时，调制输卅信号只有下边带 分量( d 。一c ) ，而上边带分量睁。+ c ) 和载波分量c 均被抑制掉。同样如果 i 、q 的相位倒置，则调制输出信号只有上边带分量( m 。q - g ) c ) ，调制后卜边带分量 i 、0 的相位倒置，则调制输出信号只有上边带分量( m 。+ m 。) ，调制后下边带分量 4 广 。m 3 一 。吐。 9 ，一觚 篁三兰! 里塑型壁塑望堡兰坌堑一 ( 吼一出。) 和载波分量珊。均被抑制掉。 2 2 调制器的指标及基本参数 在实际应用中，由于信道或其它原因造成i 、q 的幅度不完全相等或相位不 完全正交，或直流偏差( 本振泄漏) 等情况下，将不能完全抑制，调制输出信号 中就会出现不需要的载波和边带频率分量图2 4 所示，这样就会引起错码和失 真。实际通信信道中，i 、q 信号为f ( t ) 、q ( t ) ，则 i ( t ) = a l i ( t ) + b l q 。( t ) = a 2 q ( t ) + b 2 j 0 ) = 盈1 i ( t ) + b 1 c o s ( c o l t + ) + a 2 q ( o + b 2 s i n 0 9 r t ( 2 4 ) 其中a ，a ：分别是i ，o 信道的增益； b ，b 。分别是l o 信道的直流偏差； 是i , q 信道的相位不平衡。 s ( f ) = m ( t ) c o s c o c r + 臼( f ) 】( 2 5 ) 其中m ( t ) = ( a l i ( t ) + b 1 ) c o s 妒 2 + ( a l i ( t ) + b 1 ) s i n ( 一妒) + ( a 1 2 q ( t ) + 6 2 ) 】2 2 目“)：tan(ali(t)+b1)sin(-)+(a2q(t)+b2) ( a l i ( t ) + b 1 ) c o s 相位不平衡即0 的原因有四种：9 0 0 功分器没有完全正交；r f 功分器和合 成器引起相位不一致；9 0 0 功分器和混频器不匹配，导致9 0 0 功分器的输出端口存 在一定的隔离；由于i 、q 信道的滤波器引起相位响应不一致。后三种原因与频率 有关，在高速通信系统中的影响将变得更大。 幅度不平衡的原因有两种：i 、q 信道的传输损耗不一样及r f 功分器和合成 器的输入、输出幅度不平衡；混频器前端的放大器或滤波器的增益不一致。幅度 不平衡引起信号星座失真。 直流偏差将在低速率通信系统中直接耦合。i 、q 信道的直流偏差将分别通过 i 、q 信道的直接耦合放大器和滤波器，进入调制器。 本振泄漏信号在调制信号的通带内，不能被滤波器抑制，发射出去后将影响 对端接收机的接收。在窄带通信中接收到的本振信号可能与本地的本振信号可比 电子科技大学硕士学位论文 或更大，使接收本振的反向隔离度降低，由于接收本振的自调或发射本振与接收 本振的互调，将使得接收信号的星座失真。 以上各种非理想因素的影响，均会使得实际信号与理想信号不完全一致，影 响调制器的性能。 i q 正交调制器的两个关键性能指标是误差矢量( e v m ：e r r o rv e c t o r m a g n i t u d e ) 和邻近信道功率泄漏( a c p l ：a d j a c e n tc h a n n e lp o w e rl e a k a g e ) e 倒”p m m p * 图2 5 测试得到的误差矢量( e v m ) 图 误差矢量( e v m ) 是实际调制输出信号与理想调制信号的矢量误差，它表征了 调制器的精度。一般调制器的e v m 为5 7 ，图2 5 为测得的误差矢量曲线。 邻近信道功率泄漏( a c p l ) 是指调制信号的频谱扩展性，它表征了调制器的线性 度。 2 3i 0 调制器的精度分析 在数字调制技术中，误差矢量( e v m ：e r r o rv e c t o rm a g n i t u d e ) 是描述射频 信号总体质量的技术指标，是以信号幅度最大值为参考的失真误差的统计值，适 用于所有相位调制和幅度调制的系统尤其是q p s k 、q a m 调制系统的信号质量描 述。当描述的信道比较理想时，误差矢量( e ) 指标非常好，当描述的信道为 非理想状态时，误差矢量( e ) 指标变差，表示存在损伤因素( 如调制偏差或i 、 q 调制的相位不平衡或幅度不平衡等) 韵影响，丽不直接表明某一具体原因。 前一节中，我们已经得出了考虑各种非理想因素影响时输出信号的表达式( 2 - - 4 ) ，为了便于更直观的分析，现在分别考虑各因素单独影响( a ，、口：1 ，a 、 反0 ，0 ) 时，信号波形的变化。利用单边带调制方式，即将正弦信号通过 中频正交功分器后，得到完全正交的i 、q 信号，来考察调制器的精度。 理想调制时，a ，= a ，= 1 、岛= b ：= 0 、妒= 0 ，根据式( 2 - 7 ) 、( 2 - 8 ) 可知 输出信号为下边带信号见图2 6 理想调制输出信号图。 第二章u o 调制器的理论与分析 图2 6 理想调制输出信号图 当i 、q 信道的直流偏差b ，b ：0 ( q = 口：= 1 ，庐= 0 ) 时， i 、q 信号的圆 心发生偏离输出信号为非理想的幅度、相位调制，同时输出信号中产生没有调制 的载波信号( 国，频率分量) 即载波泄漏，图2 7 给出了直流偏差b ，b ：0 时信号 图，( a ) 表示在i 、q 图上信号的偏移，( b ) 表示信号调制幅度的变化，( c ) 表示调制 输出信号的频谱。由于载波信号在输出频率的中心，调制输出信号通过带通滤波 器时载波频率分量不能被滤波器抑制。要抑制载波泄漏，可以通过调制调节器使 得b l ，b ，变为0 。 图2 7 直流偏差b l ，b 2 0 时i 、q 信号图及输出信号图 i 、q 信道的增益不平衡即a 1 、a 2 1 ( b l = b 2 = 0 、中= 0 ) 时，i 、q 信 号的圆变成椭圆( 见图2 8 ) 。当a l l 时，产生幅度调制和相位调制的 边带，见图2 8 给出了幅度不平衡a 1 、a 2 l 时信号图。 电子科技大学硕士学位论文 图2 8a 1 、a 2 1 时i 、q 信号图及输出信号图 i 、q 信道的相位不平衡即巾0 使得i 、q 信号沿q 轴旋转，且成为椭圆。 产生幅度调制和相位调制的上边带及下边带信号，同时由于相移使得调制信号与 图2 8 相比发生偏移，图2 9 给出了中0 时信号图。 ( a ) 图2 9 中0 时i 、q 信号图及输出信号图 当i 、q 信道的增益不平衡、i 、q 信道的相位不平衡及直流偏差同时存在时， 将同时对调制输出信号产生影响，定性描述各种影响可以用调制信号的误差矢量 ( e v m ) 。 2 4 系统的误差矢量( e v m ) h l p s k 的信号理想状态的星座图分别见图2 1 0 a 8 第二章u q 调制器的理论与分析 t 、 忒易 叼n 8 - p s k 1 6p s k 图2 1 0 p s k 信号星座图 叠 h ( o l l v e l 町 i m j t x 1 m ( 。) 胤粜理想侪呼 ( b ) 传输信哆 ( c ) 接收侪i ： 图2 1 1q p s k 信号偏移图 由于各种非理想因素的影响使得信号发生偏移( 例如q p s k 信号的偏移见图 2 1 1 ) 。使得接收到的信号与理想信号之间存在误差矢量苫 ( 见图2 1 2 信号误 差矢量图) 。 ；：厄丽 。6 图2 1 2 信号误差矢量图 根据i e e e 8 0 2 1 6 的定义，误差矢量用信号矢量最大幅度归一化值表示( q p s k 9 电子科技大学硕士学位论文 调制没有幅度调制，所有信号的幅度相等) ，即： e v m = ( i 驯2 + l d 9 2 ) 4 l 。1 2 + l q m 。i2 )(2-7) 在实际应用中可以用百分比值来描述e v m ，即： e 胁厮再两孓瓦而1 0 0 ( 2 娟) 用百分比值时，e v m 值越小，表明e v m 指标越好，例如e v m 为8 的信号 要比e v m 为1 2 的信号好。 对单个传输符号来说，e v m 值很小，所以一般用大量采样信号的e v m 统计值 来表示即： e v m ：届h 丽可2 币2 而了2 而2 1 0 ( 1 ( 2 - 9 ) 误差矢量是一个表征统计特性的值，它表示是否存在信号损伤，而不直接指 出信号损伤的具体原因。在工程上常常利用i 、q 域上的信号星座图来观察实际 的损伤，见图2 1 3 一图2 1 5 。 瓣黎 瓣 撩 ( a ) 怔e v m 的捐号( b ) e v m 较差的信号 图2 1 3 高斯噪声影响的信号星座图 凄湃氇 ： 罐 鸸 噜 图2 1 4 相位噪声影响的信号 图2 1 5i , q 相关性偏差的信号 1 0 第二章i q 调制器的理论与分析 ( a ) q p s k 信号 1 6 q a m 信号 图2 1 6 同样的幅度，相位噪声影响后的q p s k 信号和1 6 - q a m 信号 正交混频的非理想性分析可以知道，误差矢量随着阶数的增加而增大。例如 在m - p s k 和m q a m 调制中，随着调制阶数的增大，信号矢量误差对同样的非理想 因素( 相位不平衡、幅度不平衡、直流偏差等) 越来越敏感，例如图2 1 6 中同 样的幅度相位噪声对q p s k 和1 6 一q a m 影响后，q p s k 信号可以被解调、接收， 而通过同样系统的1 6 一q a m 信号难以辨认，变成无用信号。这也是数字无线通信 系统中低阶调制比高阶调制应用得更多的原因，尤其是q p s k 得到广泛应用的原 因。 电子科技大学硕士学位论文 第三章锁相原理与分析 3 1 锁相环路的基本工作原理1 3 1 1 锁相环路基础 同步检波理论是荷兰科学家d e b e l l e s c i z e 于1 9 3 2 年首次提出的，并公开发表 了对锁相环路的描述，但当时并没引起人们的普遍重视。直到1 9 4 7 年，锁相环路 才第一次应用于电视接收机水平和垂直扫描的同步。锁相技术从此开始得到了应 用。由于技术上的复杂性以及较高的成本，应用锁相环路的领域最初主要在航天 方面，包括轨道卫星的测速定轨和深空探测等。性能要求较高的精密测量仪器和 通信设备有时也用到它。到7 0 年代，随着集成电路技术的发展，逐渐出现了集成 的环路部件、通用单片集成锁相环路以及多种专用集成锁相环路，锁相环路逐渐 变成了一个成本低、使用简便的多功能组件，这就为在更广泛的领域内应用锁相 技术提供了条件。 锁相技术的发展经历了两个阶段，首先是模拟锁相技术，其优点是相位噪声 低，易于实现低相噪锁相源；缺点是不易做成多点频，调试困难，易失锁，需加 扩捕电路。接着发展起来的是数字锁相技术，其优点是：线性鉴相范围宽；同时 具有鉴频鉴相功能，可以省去模拟锁相环常用的扩捕电路；中频放大器不需加自 动增益控制( a g c ) ；集成程序分频器易于改变分频次数，从而改变锁相源的频率： 其缺点是相位噪声比模拟锁相稍差。 锁相环路是一个闭环相位控制系统，原理框图如图3 1 所示。 图3 1锁相环路原理框图 1 2 第三章锁相原理与分析 由图3 1 看出，锁相环路主要是由三个基本部件组成：鉴相器( p d ) ，环路滤 波器( l f ) 和压控振荡器( v c 0 ) 。其基本工作原理为：鉴相器的输出信号v d ( t ) 是参 考输入信号v j ( t ) 和压控振荡器输出信号v o ( t ) 之间相位差的函数。v d ( t ) 经环路滤 波器滤波( 也可能包括放大) ，滤除高频分量后，成为压控振荡器的控制电压 v 口( t ) 。在v 。( t ) 的作用下，压控振荡器输出信号的频率将发生相应变化并反馈到 鉴相器，最后进入稳定状态。根据锁相环路的部件电路类型，锁相环路可以分为： 模拟锁相环、数模混合锁相环和数字锁相环。 1 模拟锁相环 p d 、l f 、v c o 等器件全是模拟电路。这是应用较早的锁相环。在模拟锁相环 中，最常用的鉴相器是模拟乘法器。环路滤波器是由r c 电路组成的无源低通滤波 器或是由r c 和运算放大器组成的有源低通滤波器。压控振荡器有变容二极管振荡 器，射极耦合多谐压控振荡器等。锁相接收机、载波提取、调角信号解调等常用 模拟锁相环。 2 数模混合锁相环 采用数字鉴相器，l f ，v c o 仍与模拟环相同。在这种锁相电路中，v d ( t ) 、v p ( t ) 仍为模拟信号。p d 的两个输入信号为二进制数字信号。本次课题采用的就是这种 电路类型。 3 数字锁相环 全部部件都是数字电路，所有信号都是二进制的或多进制的数字信号。数字 锁相环常用来提取位同步信号。 3 1 2 锁相环路组成 锁相环路的三个基本组成部件：鉴相器( p d ) ，环路滤波器( l f ) 和压控振荡器 ( v c 0 ) 。下面将逐个介绍基本部件在环路中的作用及其数学模型。 3 1 2 1 鉴相器( p h a s ed e t e c t o r ) 鉴相器是一个相位比较装置，用来检测输入信号相位e k o 与反馈信号相位岛( t ) 之间的相位差岛( t ) ，输出的误差信号v d ( t ) 是相差岛( t ) 的函数，即v a ( t ) = f 晚( t ) 。 鉴相特性f 晚( t ) 可以是多种多样的，有正弦特性、三角特性、锯齿特性等等。常 用的正弦鉴相器可用模拟乘法器与低通滤波器的串接作为模型，如图3 2 所示： 电子科技大学硕士学位论文 三辛1 困旦旦字竺酽 v o ( t ) l 口2 ( t ) ( a ) ( b ) 图3 2正弦鉴相器模型 设相乘系数为k 。 单位为1 v ，输入信号v i ( o 与反馈信号v o ( 1 ) 经相乘作用： k 。v i ( t ) - v o o ) 2 k 。u i s i n 【t + 岛( i ) 】u o c o s c o o t + 0 2 0 ) 】 ( 3 _ 1 ) = 丢k 。u ；u o s m 2 c o o t + b ( t ) + 岛( t ) + 寻k 。u ；u 。s i n 【b ( t ) 岛( t ) 再经过环路滤波器( 相当于一个低通滤波器) 滤除2 卿成分之后，得到误差电 压： v d ( t ) = k 。u iu os i n b ( t ) 一岛( t ) 】 ( 3 - 2 ) 令u d = 去k 。u 。u o 为鉴相器的最大输出电压，见( t ) 2 e l ( t ) - 8 2 ( t ) 。 则v d ( t ) = u d s i n s 。( t ) ，这就是正弦鉴相特性( 如3 3 所示) 。鉴相器的电路是 多种多样的，总的可以分为两大 类：第一类是相乘器电路，它是对 输入信号波形与输出信号波形的 乘积进行平均，从而获得直流的误 差电压；第二类是序列电路，它的 输出电压是输入信号与反馈电压 过零点之间时间差的函数。故这类 鉴相器的输出只与波形的边沿有 jl 八。 勘v。v 2 万7 图3 3 正弦鉴相器特性 口e ( t ) 关，而与其他波形参量无关。这类鉴相器适用于方波( 它可以由正弦波通过限幅 得到) 输入，其通常用于数字电路构成。 3 1 2 2 环路滤波器( l o o pf ii t e r ) 环路滤波器具有低通特性，它可以起到图3 2 ( a ) 中低通滤波器( l p f ) 的作 第三章锁相原理与分析 用，更重要的是它对环路参数的调整起着决定性的作用。下面介绍几种常用的环 路滤波器的电路及频率特性。 1 r c 积分滤波器 这是一个结构最简单的环路滤波器，电路构成如图3 4 所示( 注：u d ( o ；, - b 鉴相 器输出电压，u 。( t ) 为v c o 输入电压，以下同) ，其传输算子为： f ( p ) 2 击( 3 - 3 ) 式中t l = r c 是时间常数，这是此种滤波器的唯一可调参数。将式子中的p 换成 s 或- ，就可以得到这种滤波器的传递函数和频率特性。图3 5 为该滤波器的频率 特性曲线。可见它具有低通特性，且相位滞后。当频率很高时，幅度趋于零，相 位滞后接近7 【2 。 u d ( t ) 图 u d m u 。( t ) 妒( 珊) “o ) 0 u 。n ) - 4 5 9 0 图3 6 无源比例积分滤波器的组成 - 2 0 1 9 fu c o ) l d b 一、 。 r m r 图3 5 幅度和相位频率特性 2 无源比例积分滤波器 0 这种滤波器的电路构成如图3 6 。3 所示。其传输算子为： 妒( 曲( o ) f ( p ) = 导堕 ( 3 - 4 ) o l + p t 4 5 式中t 1 2 ( r i + r 2 ) c ，i ：2 2 r 2 c 。 9 0 它有两个可调参数，这就给环路设计 图3 7 l2 0 1 21 ，l ，i i d b 、 厂。， ) h 圣至 电子科技大学硕士学位论文 带来灵活性。 将式子中的p 换成s 或_ ，就可以得到这种滤波器的传递函数和频率特性。 图3 7 给出了该滤波器的频率特性曲线。可见，它也是一个低通滤波器。当频率很 高时： f ( j 妒采瑟( 斗o 。) ( 3 - 5 ) 等于电阻分压比，这就是滤波器的比例作用，网络具有非理想积分因子，故 可称之为非理想比例积分滤波器。 3 有源比例积分滤波器 它由运算放大器和r c 网络组成，电 路构成如图3 8 所示。 0 r 2 c u d ( t 妒( 脚) ，( 。) 0 - 4 5 - 9 0 l2 0 1 9l f ( j r o ) d b 八 r ，t o 图3 8 有源比例积分滤波器的组成 图3 9 有源比例积分滤波器的特性 此滤波器的传输算子为： ) - _ 彳鬻 s ) 式中t 1 一( r 1 + a r l + r 2 ) c ，x 2 = r 2 c ，a 是运算放大器无反馈时的电压增益。若 a 很高。则： 脚卜鬻 ( 3 7 ) 式中负号表示滤波器输入和输出电压之间相位相反。其负号与有源比例积分 滤波器的负号相抵消。对环路的工作没有影响，因此分析时不予考虑。故传输因 子可以近似为： 6 釜三兰型塑堕堡妻坌堑 f ( p ) ：堡堕 ( 3 8 ) p 将式子中的p 换成s 或，就可以得到此滤波器的传递函数。而算子又可以 写成： f ( p ) ：r _ l + 1 t 1p 1 ( 3 9 ) 即为比例环节与理想积分环节之和，故又称此滤波器为理想比例积分滤波器。 理想比例积分滤波器的频率特性曲线如图3 9 所示，可见它也具有低通特性，由于 l + p r _ 提- - 相位超前因子，这种滤波器也可以改善环路的稳定性。同样，两个参数 力和r a g 给环路的设计带来了灵活性。 3 1 2 3 压控振荡器( r e 0 ) 压控振荡器是一个电压一频率转换装置，在环路中作为被控振荡器，它的振 荡频率应随输入控制电压u 。( t ) 线性地变化，即应有变换关系： ，o ) = 国o + k o u 。( f ) 式中硝力是压控振荡器的瞬时角频率；场为 控制灵敏度或称为增益系数，单位是 r a d s v 】。 实际应用中的压控振荡器的控制特性只有 有限的线性控制范围，超出这个范围后控制灵敏 度将会下降。图3 1 0 中的实线为一条实际压控振 荡器的控制特性，虚线为符合方程的线性控制特 性。由图可见。在以o ) o 蔓b 中心的一个区域内，两 者是吻合的，故在环路分析中我们就用方程作为 压控振荡器的控制特性。由于压控振荡器的输出 ( 3 1 0 ) ， 甜0 厂、 彳 r 0 u c 图3 1 0 压控振荡器的控制特性 反馈到鉴相器上，对鉴相器输出误差电压u a ( t ) 起作用的不是频率而是相位。 v c o 的瞬时相位； f ，o ) d f = o f + k 。i u 。( f ) d f ( 3 - 1 1 ) 电子科技大学硕士学位论文 0 2 ( t ) = k 。l u 。( f ) 如 改写成算子形式： 啪) 喝玑 ( 3 - 1 3 ) ( 3 1 2 ) 了彘 由上式可得v c o 的数学模型如图3 1 1 所示。 图3 - 1 1 压控振荡器的模型 从模型上看，压控振荡器具有一个积分因子1 p ，这是相位与角频率之间的积分关 系形成的。锁相环路中要求压控振荡器输出的是相位，因此，这个积分作用是压 控振荡器所固有的。故通常称压控振荡器是锁相环路中的固有积分环节。这个积 分作用在环路中起着相当重要的作用。 3 。2 锁相环分析 3 2 1 环路相位模型 将下图四个部件依次连接起来得到单环锁相源的相位模型，如图3 1 2 。 二生r _ 竺， k d ( a ) p d 了饿蝈一 ( c ) v c o ( d ) 分频器 图3 1 2 环路基本部件的模型 若无分频器( 令n = i ) ，则图3 1 3 就成为了最基本的p l l 相位模型a 图中f f 表示鉴相器特性函数，若采用正弦型鉴相器，则f 】u a s i n ( ) 。 第三章锁相原理与分析 秽1 ( t ) 0 1 ( t ) + 图3 1 3 单环锁相源相位模型 图3 1 4 示出了采用正弦鉴相器的基本锁相环的相位模型。 f 7 i r 1 l j i 倒 图3 1 4 基本p l l 相位模型 由图3 1 3 相位模型可得： 巩( f ) = 伊l ( r ) 一o d ( r ) 0 d ( r ) = 0 2 ( t ) n 0 2 ( f ) ；k 。! 盟，峨( f ) 】 p 联立上述方程可得图3 1 3 的环路方程： p o o ( f ) = p o l ( t ) 一- f ( p ) ，【哦( 。】 ( 3 - 1 4 ) ( 3 15 ) ( 3 1 6 ) ( 3 1 7 ) 令n = i 和厂【包( r ) - u 。s i n o o ( t ) ，可得图3 1 4 所示的环路基本方程： p o 。( t ) = p o , ( t ) 一k o u d f ( p ) s i n o 。( t ) ( 3 18 ) 3 2 2 锁相环路的工作过程 3 2 2 1 基本方程的物理含义 设环路输入一个频率砷和相位6 均不变的信号，即 1 9 电子科技大学硕士学位论文 u ，( f ) = u ，s i n c o ，t + 以】 u ，s i n c o o r + ( c o ，一c o o 弦+ 以】 ( 3 1 9 ) ( 3 2 0 ) 式中( 9 0 是控制电压u ( t ) 零时压控振荡器的固有振荡频率。o r 是参考输入信号 的初始相位。 令： 岛( 0 = ( 研一c o o ) t + o r 则： p a = c o t - c o o = a c o o ( 3 - 2 1 ) 将式( 3 - 2 1 ) 代入式( 3 - 1 8 ) 可得固定频率输入时的环路基本方程： p 岛( f ) = a c o o - k o u d 飞p ) s i n o , ( o ( 3 - 2 2 ) 上式左边的p 岛( f ) 项是瞬时相差晓( r ) 对时间的导数，称作瞬时频差( 姊一卿) 。 右边第一项a c o o 称为固有频差，它反映锁相环需要调整的频率量。右边第二项是闭 环后v c o 受控制电压以r ) 作用引起振荡频率峨相对于固有振荡频率细的频差 ( 钒一c o o ) 。称为控制频差。由式( 3 2 2 ) 可见，在闭环之后的任何时刻存在如下关 系： 瞬时频差= 固有频差一控制频差 记为：a c o = a c o o - a c o v 即：( 姊一乱) = ( o - c o o ) 一( 嘶一卿) ( 3 2 3 ) 3 2 2 2 锁相环工作过程的定性分析 1 锁定状态 当在环路的作用下，调整控制频差等于固有频差时，瞬时相差馥( 力趋向于一个 固定值，并一直保持下去，即满足： l i m p o , ( t ) = p o , ( 0 0 ) = 0 ( 3 - 2 4 ) 那么，此时则认为锁相环路进入锁定状态。 环路对输入固定频率的信号锁定之后，输入到鉴相器的两信号( 若无分频器， 即指v c o 输出信号与环路输入参考信号) 之间无频差而只有固定的稳态相差 o a o o ) 。此时误差电压s i n 包( 。) 也为直流，它经过f ( ，0 ) 的过滤作用之后得到的 第三章锁相原理与分析 控制电压玑f ( j 0 ) s i n 晓( o o ) 也为直流。因此，锁定时的环路方程为： k u e f ( j o ) s i n o 。( o o ) = ( 3 - 2 5 ) 从中解得稳态相差： 包( m ) = s i n - 1 丽a 0 9 0 ( 3 - 2 6 ) 可见，锁定正是在由稳态相差眈和) 产生的直流控制电压作用下，强制使v c 0 的振荡角频率口。相对于9 9 口偏移了a c o 口而与参考角频率( - o r 相等的结果。即： c o ，= o + k o u d f ( j o ) s i n o , ( o o ) ( 3 - 2 7 ) = 国o + a o o o ( 3 - 2 8 ) = 彩。( 3 - 2 9 ) 锁定后没有稳态频差是锁相环的一个重要特性。 2 跟踪过程 跟踪是指在锁定前提下，输入参考频率和相位在一定范围内，以一定的规律 发生变化时，输出信号的频率和相位以同样的规律跟随着变化，这一过程称为环 路的跟踪过程。 例如当，增大时，固有频差10 3 ，一0 9 0 i = 1 4 c o o l 也增大，这时稳态相差晚( ) 增大； 以) 增大又使直流控制电压增大，这必使v c o 产生的控制频差d 姊增大，当4 卿 大得足以补偿固有频差a c o o 时，环路维持锁定，因而有： a c o o = a c o ，= k o u d f ( j o ) s i n0 , ( o o ) 可得： f a c o o 【。= k 。u d f ( j o ) ( 3 3 0 ) ( 3 3 1 ) 如果继续增大4 脚p ，当不满足j i k o u a f ( j o ) 时，环路将失锁( m ，q ) 因此，可以把环路能够维持锁定的最大固有频差定义为环路的同步带： 国= i 珊o i 。= k o u d f ( j o ) ( 3 - 3 2 ) 同步带a c o n 的物理意义：当参考信号频率c o t 在同步范围( 2 a c o ) 内变化时， 环路能够维持锁定。若超出此范围，环路将失锁。锁定与跟踪统称为同步，其中 跟踪是锁相环正常工作时最常见的情况。 电子科技大学硕士学位论文 3 失锁状态 失锁状态就是瞬时频差( o , - c o y ) 总不为零的状态。这时，鉴相器输出电压【“r ) 为一上下不对称的稳定差拍波，其平均分量玑为一恒定的直流。这一恒定的直流 电压通过环路滤波器的作用使v c o 的平均吼偏离卿向西靠拢，这就是环路的频 率牵引效应。也就是说，锁相环处于失锁差拍状态时，虽然v c o 的瞬时角频率印。( r ) 始终不能等于参考信号频率嘶，即环路不能锁定。但m ，( f ) 的平均频率0 3 ，已向， 方向牵引，这种牵引作用的大小显然与的大小有关。的大小取决于差拍波 以订的上下不对称程度。 4 捕获过程 在实际工作中，如开机、换频或由