（信息与通信工程专业论文）gps中频信号模拟源设计实现.pdf

国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 摘要 g p s 中频信号模拟源产生由g p s 基带扩频信号调制的模拟中频信号，通过后 端射频处理后模拟产生g p s 卫星信号，为o p s 接收机的研制开发及测试提供仿真 环境；同时也可以用于系统级g p s 仿真试验，为最终确定g p s 测量方案提供仿真 依据。 本文研究基于软件无线电技术的g p s 中频信号模拟源，完成的主要工作有： 1 本文介绍了g p s 的信号特点，分析了多通道o p s 中频信号的生成方法，提 出了基于软件无线电的g p s 中频信号模拟源实现模型，并对g p s 中频信号模拟源 的实现结构进行了对比分析。 2 对提高g p s 中频信号模拟源中信号生成模型参数的估计方法进行了研究， 采用不同运动模型对卫星和与接收机间伪距和相对速度这两个模型参数进行了估 计，给出了误差计算方法，并对典型条件下的误差进行了详尽分析，给出了g p s 中频信号模拟源所采用的估计模型。 3 分析了g p s 中频信号模拟源中的载波数控振荡器和码数控振荡器的关键参 数，给出了这些关键参数的选取方法。 4 提出了由a r m 与f p g a 构成的系统总体设计方案，对系统的结构进行了划 分，对软硬件展开设计，完成了硬件开发平台的搭建，并进行了相应软件的开发， 系统测试结果表明设计的g p s 中频信号模拟源达到了研制技术要求。 主题词：g p s 信号模拟源数控振荡器f p g g l , 第i 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 a b s t r a c t g p si n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a ls i m u l a t o ri st h ea p p a r a t u sw h i c hc a l lo u t p u tt h e i n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a lm o d u l a t e db yg p sb a s e b a n ds p r e a ds p e c t r u ms i g n a l t h e o u t p u ts i g n a lc a l lb eh a n d l e db yr fm o d u l et os i m u l a t eg p ss i g n a l ，t h e np r o v i d et h e e n v i r o n m e n ti nw h i c ht h eg p sr e c e i v e rc a nb er e s e a r c h e d ，e x p l o r e da n dt e s t e d a tt h e s a m et i m e ，i tc a nb eu s e di ns y s t e mg p ss i m u l a t i o nt om a k es u r et h a t t h et e s t s u b s e q u e n c ei sf i g h t i t sv e r yi m p o r t a n ta p p l i e di nb o t hc i v i la n dm i l i t a r yf i e l d s t 1 1 i sa r t i c l er e s e a r c ht h eg p si n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a ls i m u l a t o rb a s e do n s o f t w a r er a d i o 。t h ew o r kh a sb e e nd o n ei n c l u d e ： 1 t 1 1 i sa r t i c l ei n t r o d u c e st h ec h a r a c t e r i s t i e so ft h eg p ss i g n a l a n a l y z e 廿1 em e t h o d t o p r o d u c et h em u l t i c h a n n e l g p si n t e r m e d i a t e f r e q u e n c ys i g n a l a n dag p s i n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a ls i m u l a t o rr e a l i z a t i o nm o d e lb a s e do nt h a ts o f t w a r er a d i o i sa c h i e y e da f t e rc o m p a r a t i v ea n a l y z i n gt h er e a l i z a t i o ns t r u c t u r e 2 r e s e a r c ht h em e t h o df o ri n c r e a s et h es i g n a lp a r a m e t e rr e f r e s hs p e e do fg p s i n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a ls i m u l a t o r , e s t i m a t et h ep s e u d o r a n g ea n dr e l a t i v es p e e d b e t w e e ng p s s a t e l l i t e a n dg p sr e c e i v e rw i t hd i f f e r e n tm o d e l ，a n dg i v es o m ed e t a i l e d a n a l y z eo ns o m et y p i c a lc o n d i t i o na n dt h em o d e ls h o u l db eu s e db yg p si n t e r m e d i a t e f r e q u e n c ys i g n a ls i m u l a t o r 3 n e x tam o r ed e t a i l e da n a l y s i si sm a d eo nt h eg p si n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a l s i m u l a t o ri nt h ec a r r i e rn u m b e rc o n t r o l l e do s c i l l a t o ra n dc o d en u m b e rc o n t r o l l e d o s c i l l a t o rt oc o n d u c t ，a n dt h ek e yp a r a m e t e r so fs e l e c t i o nw e r em a i n l ys t u d i e d ， 4 a na r ma n df p g as y s t e md e s i g np r o g r a mi sm a d e ，a n dt h es y s t e ms t m c t u r e d i v i s i o ni nt h ed e s i g no fh a r d w a r ea n ds o f t w a r ei sc a r r i e do u t ，t h e nt h eh a r d w a r e d e v e l o p m e n tp l a t f o r ma n dt h ec o r r e s p o n d i n gs o f t w a r ea r ed e v e l o p m e n t ，t h es y s t e mt e s t r e s u l t ss h o wt h a tt h eg p si n t e r m e d i a t ef r e q u e n c ys i g n a ls i m u l a t o rw o r k sw e l l k e yw o r d s ：g p ss i g n a ls i m u l a t o r n u m b e rc o n t r o l l e do s c i l l a t o rf p g a 第i i 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 表目录衣日习乏 表2 1g p s 信号结构5 表2 2 二阶模型估计三阶运动伪距和相对速度误差数量级变化1 4 表2 3c ，音10 0 0 时四阶运动伪距和相对速度误差数量级变化厶1 4 表2 4丁= 0 0 0 1 s 二阶模型伪距和相对速度误差数量级变化1 6 表2 5丁= 0 0 1 s 二阶模型伪距和相对速度误差数量级变化j 。1 6 表2 6r = o 1 s 二阶模型伪距和相对速度误差数量级变化1 6 表2 7 三阶模型估计四阶运动时伪距和相对速度误差数量级变化：。2 0 表2 8 c 3 = 1 0 0 0 时五阶运动伪距和相对速度误差数量级变化。2 0 表2 9a t = 0 0 0 1 s 时三阶模型伪距和相对速度误差数量级变化2 2 表2 1 0 z = 0 0 1 s 时三阶模型伪距和相对速度误差数量级变化2 2 表2 11 丁= 0 1 s 时三阶模型伪距和相对速度误差数量级变化2 2 表2 1 2 二阶估计的伪距和相对速度误差数量级对比2 5 表2 1 3 三阶估计的伪距和相对速度误差数量级对比2 5 表4 1d m 9 0 0 0 a 信号定义4 5 表4 2 s p a r t a n3 系列f p g a 4 6 第1 i i 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图2 1 图2 2 图2 3 图2 4 图2 5 图2 6 图2 7 图2 8 图2 9 图2 1 0 图3 1 图3 2 图3 3 图3 4 图3 5 图3 6 图4 1 图4 2 图4 3 图4 4 图4 5 图4 6 图4 7 图4 8 图4 9 图4 1 0 图4 1 1 图4 1 2 图4 1 3 图4 1 4 图4 1 5 图目录 基准信号与g p s 信号频率关系4 g p s 卫星信号构成框图5 单路g p s 信号生成7 模拟域合成方法，7 数字域合成方法8 g p s 中频模拟源组成9 主控计算机直接控制结构9 计算机辅助结构1 0 二阶模型估计时伪距和相对速度误差与a 的关系17 三阶模型估计伪距和相对速度误差与a 的关系2 3 n c o 结构框图2 8 码n c o 的结构框图3 3 码n c o 的相位抖动现象3 4 c 从码功率谱一3 7 数字调制信号功率谱- 3 7 载波n c o 输出信号频谱3 8 g p s 中频信号模拟源系统框图4 0 g p s 中频信号模拟源硬件总体设计4 1 $ 3 c 2 4 4 2 内部结构框图4 2 $ 3 c 2 4 4 2 在系统中的连接框图4 3 d m 9 0 0 0 a 内部结构框图4 4 d m 9 0 0 0 a 电路连接- 4 5 f p g a 在系统中的连接框图4 7 a r m 软件总体结构框图4 8 一路g p s 中频数字信号的生成4 9 多通道g p s 数字中频信号的f p g a 实现框图5 0 g p s 中频信号模拟源系统实物图5 l 单载波频谱5 2 中频信号模拟源输出频谱5 3 矢量分析仪输出结果5 4 模拟源输出的定位结果5 5 第1 v 页 独创性声明 本人声明所呈交的学位论文是我本人在导师指导下进行的研究工作及取得 的研究成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含 其他人已经发表和撰写过的研究成果，也不包含为获得国防科学技术大学或其它 教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任 何贡献均己在论文中作了明确的说明并表示谢意。 学位论文题目： 学位论文作者签名：乡起给日期：彬8 年月刀日 学位论文版权使用授权书 本人完全了解国防科学技术大学有关保留、使用学位论文的规定本人授权 国防科学技术大学可以保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和电子 文档，允许论文被查阅和借阅；可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据 库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。 ( 保密学位论文在解密后适用本授权书。) 学位论文题目： 学位论文作者签名：缓么日期：时g 年月矽日 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 1 1 1 研究背景 第一章绪论 1 1 背景和意义 自前苏联1 9 5 7 年1 0 月成功发射第一颗人造地球卫星以后，历经4 0 多年，卫 星导航技术获得了长足地发展。早期发展的星基导航系统有美国海军导航卫星系 统( 称为子午仪，即t r a n s i t ) 和俄罗斯的t s i k a d a 系统，他们提供两维的高精度定 位服务。理论上在赤道上的子午仪用户平均每11 0 分钟可获得一次定位，而在8 0 度的纬度上定位速率改善到平均每3 0 分钟一次【l 】。1 9 7 3 年，美国开始研制被称为 授时与测距导航全球定位系统( n a v i g a t i o ns a t e l l i t et i m i n ga n dr a n g i n g g l o b a l p o s i t i o n i n gs y s t e m ) 的n a v s t a r g p s 卫星定位系统，简称为全球定位系统( g p s ) 。 g p s 是一种基于无线电的，具有全球、全天候、连续实时的三维定位、测速和定 时能力的导航定位系统。经过二十多年的研究和试验，投资逾2 0 0 亿美元，于1 9 9 3 年1 2 月初具有了初始运行能力，1 9 9 5 年具有了全运行能力，而且满足6 0 年代提 出的最佳定位系统标准。与此同时，前苏联为了与美国争霸，在1 9 6 5 年开始研制 与n n s s 相类似的c i c a d a 卫星导航系统；在2 0 世纪7 0 年代末开始研制类似 g p s 的导航卫星系统g l o n a s s 。目前g l o n a s s 由俄罗斯国防部操作，并已 在1 9 9 6 年由俄罗斯政府宣布建成。 目前g p s 接收机在民用和军用上已经得到了广泛的应用 2 1 ，特别是在军事领 域的大规模应用，加速促进了g p s 的发展。1 9 9 1 年的海湾战争，1 9 9 9 年的“科索 沃”战争，2 0 0 3 年的第二次伊拉克战争，美军使用的g p s 制导的巡航导弹和炸弹 越来越多，占整个武器消耗的比例越来越大，取得的作战效果也非常明显。 正是由于g p s 系统表现出来的巨大应用价值，使得能够为各种g p s 终端设备 提供测试环境的g p s 信号模拟源的研制也具有了十分重大的意义。 1 1 2 研究意义 为了测试验收g p s 接收机的各项性能，需要应用g p s 卫星信号模拟源模拟产 生各种环境下的真实卫星信号。g p s 信号模拟源可以在g p s 接收机研制开发、测 试评估阶段提供仿真环境，检验接收机的捕获跟踪能力，也可用于系统级g p s 仿 真实验，为最终确定g p s 测量方案提供依据，有着重要的研制价值【3 】。 g p s 卫星发射的信号有厶( 1 5 5 7 4 2 m h z ) 和厶( 1 2 2 7 6 m h z ) 两个载波频率， 厶载频上调制有c a 码和p 码，厶载频上仅调制有p 码。g p s 信号模拟源必须精 第1 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 确的模拟各可见星信号到达接收机时的伪距、载波相位、多普勒频移、信号功率 等。若是要再增加模拟器的功能和性能，还有对多径信号、s a 干扰、遮挡、衰减 等的模拟也是必要的。因此高精度、具有实时闭环测试能力的g p s 信号模拟源的 研制涉及到多项关键技术，包括信号源整体结构的设计，目标动态特性的模拟及 轨迹的生成，卫星星历推算和导航电文的产生，高动态高精度复杂信号波形的产 生方法及射频信号调制方案，信号功率、调制码和载波传播误差的计算，环境噪 声和干扰的影响，以及最终的测量数据分析等。国外较早开展了这方面的研究， 并已取得成功。但由于涉及敏感技术，对其内核严格保密，如星历产生方法等， 公开发表的技术文献很少。为了防止我国将信号模拟源用于军事目的，国外进口 的g p s 卫星信号模拟源对模拟的目标类型有严格限制，在一定程度上制约了g p s 卫星信号模拟源的应用i 钔，不利于各种用途的g p s 设备的研制。本论文的主要课 题是要实现多通道g p s 中频信号模拟源的软硬件设计。在整个设计研究过程中， 需要深入地理解g p s 信号体制，研究中频信号模拟源的设计方法和所用到的关键 理论，并以此为基础，为将来研究技术水平更高的g p s 信号模拟源提供理论与实 践准备。 1 2 国内外发展现状 由于g p s 信号模拟源在g p s 接收机及其他g p s 应用系统中的重要作用，国 外相应研究机构及高科技公司较早的对其进行了大量的研究投入，并取得了很多 成果。经过几代产品更新，国外g p s 卫星信号模拟器功能日臻完善，性能更加先 进，不仅可以模拟单点定位卫星信号，还可以模拟差分信号、姿态测量信号。为 了适应g p s 现代化需要，美国航天有限公司、n a v s y s 有限公司开发了可以产生 g p s 厶c 信号和m 码信号的卫星信号模拟器，在b l o c ki ir - m 和b l o c k i if 卫星发射之前，g p s 接收机研制厂家就可以利用模拟器进行新一代g p s 接收机的 研制、测试工作，大大加快了新型接收机的研制进程。目前，国外g p s 信号模拟 源都在不断向高动态应用方面发展。高动态g p s 卫星信号模拟器研制涉及伪码扩 频调制与载波相位精确控制、测量误差仿真等许多高精尖技术，技术难度很大。 国外较早开展了高动态g p s 卫星信号模拟器技术研究，已研制出多种型号的高动 态g p s 信号模拟器并投入使用。例如英国s p i r e n t 通信公司研制的s t r 4 7 5 0 ， s t r 4 7 6 0 ，s t r 4 7 8 0 型卫星信号模拟器、美国计算机应用软件技术有限公司研制的 c c s g 2 0 0 0 卫星信号模拟器等。这些模拟器可以模拟g p s 厶，厶频率上的c a 码和p 码，部分型号还可以模拟俄罗斯g l o n a s s 系统的卫星信号1 5 j 。 我国对g p s 信号模拟源的研究较国外起步较晚，但也有许多科研机构在这方 第2 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 面投入了一定的人力物力，也取得了定的成果。北京航空航天大学研制的高动 态g p s 信号模拟源，目前已经具有了一定的动态效果。总体上来看，我国还没有 形成具有市场化能力的产品，距国外先进水平还有很大差距。 1 3 本文结构安排 结合对g p s 中频信号模拟源的研究过程，本论文研究内容安排如下： 第一章对g p s 信号模拟源的研究背景和研究意义作了介绍，并介绍了目前国 内外的发展现状； 第二章介绍了g p s 信号的特点，提出了基于软件无线电的g p s 中频信号模 拟源实现模型，并对g p s 中频信号模拟源的实现结构进行了对比分析，选择了本 论文中模拟源的实现结构，并对该结构中用于提高信号生成参数更新速率的信号 生成模型参数的估计方法进行了详尽的分析研究； 第三章对g p s 中频信号模拟源中的数控振荡器的作用进行了描述，并着重分 析了其关键参数的选取； 第四章首先给出了g p s 中频信号模拟源系统总体的设计方案，对系统的结构 进行了划分，然后分别对系统的软硬件展开设计，完成了硬件开发平台的搭建， 并进行了相应软件的开发，最后给出了系统测试结果并进行了分析；。 第五章总结论文所作的工作，并对今后工作进行展望。 第3 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 第二章g p s 中频信号模拟源实现结构 2 1g p s 信号特性 g p s 采用了伪随机码扩频系统 6 】，其卫星信号传送的是卫星导航电文和伪随机 码( p r nc o d e ) 的组合码。g p s 卫星的导航电文和测距码信号的数据码率都不高， 其中c a 码和p 码的码率分别为1 0 2 3 m b i t s 与1 0 2 3 m b i t s ，而d 码( 导航电文的 数据码) 的数据率仅为5 0 b i f f s 。g p s 卫星就是要在复杂的空间环境中无偏差的传 送低码率的数据，因此采用了二级调制的方法将低码率的数据码调制到适合在空 间中传播的频段上去，然后发送到地面用户。第一级，用5 0 h z 的d 码调制一个伪 随机码，如调制p 码，后者的码速率高达1 0 2 3 m h z 。d 码调制p 码形成一个组合 码，致使d 码信号的频带带宽从5 0 h z 扩展到了1 0 2 3 m h z ，也就是说，将g p s 卫 星原拟发送的5 0 b p s 的d 码，转变为发送1 0 2 3 m b p s 的组合码尸( f ) d ( f ) 。第二级 则是用组合码以合适的调制方式去调制l 频段的载波。 g p s 卫星向用户发送的信号包含3 种信号分量：载波、伪随机码( 扩频码) 和数据码【4 】。所有这些g p s 信号频率都是由基准信号频率为f o = 1 0 2 3 m h z 的卫星 频率源，利用频率综合器所产生的，如图2 1 所示。 图2 1 基准信号与g p s 信号频率关系 g p s 卫星采用的是l 频带的两种不同频率的电磁波作为载频信号，分别称为厶 载波和厶载波。其中，厶载波的频率为无= 1 5 7 5 4 2 m h z ，其上调制有p 码、c a 码 第4 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 和d 码；厶载波的频率f = 1 2 2 7 6 m h z ，其上调制有p 码或c a 码。选择l 波段， 一是该波段的信道带宽分配比较容易实现；二是电离层延迟的影响较小。由基频 1 0 2 3 m h z 分别作1 5 4 和1 2 0 次倍频，导出卫星发射的两个信号载频厶和厶，两个 载波频率之间间隔为3 4 7 8 2 m h z ，等于厶的2 8 3 。所以选择这两个载频，目的在 于测量出或消除掉由于电离层效应产生的延时误差。常规工作中，厶载波上只提 供p 码，是否调制有d 码主要取决于地面的控制指令。表2 1 给出了g p s 信号的 结构： 表2 1g p s 信号结构 信号优先级主次 信号频点命名 厶厶 载波频率m h z1 5 7 5 4 21 2 2 7 6 0 p ( y ) 码p ( y ) 码 伪码 c a 码( 可选c a 码) 导航电文数据率( b s ) 5 05 0 g p s 信号调制采用移相键控调制方式，厶载波采用四相移相键控调( q p s k ) ， 厶载波采用二相移相键控调制( b p s k ) 。首先将p 码与数据d 码模2 相加构成 复合码p0d ，c a 码与d 码模2 和构成复合码c a od 。用pod 复合码调制厶 载波的同相分量，用c a o d 复合码调制厶载波的正交分量。由于q p s k 相当于 两个正交的b p s k 的合成，因此，在厶载波的同相支路和正交支路上，分别是以 b p s k 方式调制复合码。图2 2 给出了一般情况下的g p s 信号生成框图。 图2 2g p s 卫星信号构成框图 g p s 卫星发射的厶信号结构为： 第5 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 i m 毛o ) = 4 只o ) 口( f ) c o s ( 2 刀厶f + 仍，) + 4c j ( f ) 口( f ) s i l l ( 2 万五t - t - 仍，) ( 2 1 1 ) g p s 卫星发射的厶信号结构为： 屯= b e p ，( t ) d , ( t ) c o s ( 2 ，r f l 2 t + 仍，) ( 2 1 2 ) 在式( 2 1 1 ) 和式( 2 1 2 ) 中，a p 、b ；和a r 分别表示p 码和c a 码的振 幅；只( r ) 、e ( f ) 、皿( f ) 表示第i 颗星的p 码、c a 码和d 码；无、兀表示厶载 波、厶载波的角频率；仍、仍表示第i 颗g p s 卫星厶载波、厶载波的初相。 2 2g p s 中频信号模拟源的实现结构 2 2 - 1 多通道g p s 中频信号的产生 根据g p s 的定位原理，g p s 接收机必须同时观测到多颗卫星，通过测量这些 卫星到待测点之间的距离来求解待测点的位置坐标。因此，g p s 信号发生器要实 时模拟出多颗卫星的信号。由于g p s 中的p 码一般用户无法捕获，这里只研究c a 码调制的多通道g p s 信号源。设第i 颗卫星的星历数据为d f ( f ) ，调制码为e ( f ) ， 则第i 颗卫星的发射信号可以表示成式( 2 1 1 ) 中去掉p 码调制的部分，那么由 g p s 接收机接收到的多颗卫星信号的表达式可以写为【7 】： m ，p ) = 4 e o t ) d f o 一) s i l l 2 万( 矗+ 厶) r + 仍，】+ 厅o ) ( 2 2 1 ) i - i 式中t 为第i 颗卫星信号从卫星到达接收机总的传播时间，厶为第i 颗卫星相 对接收机运动而产生的多普勒频移，4 为第i 颗卫星信号到达接收机时的信号幅 度，z ( ，) 为噪声jm 为接收机可同时观测到的卫星数目。显然( 2 2 1 ) 式中载波 频率无4 - 厶的g p s 射频信号可以由中频载波为厶+ 厶的g p s 中频信号经过混频 后得到，且噪声项门( f ) 可以在后端射频部分添加，因此，要生成( 2 2 1 ) 式表示的 射频信号，就只需先生成( 2 2 2 ) 式表示的中频信号。 吖 s o ) = 彳厕c l j f t m ) f o r , ) s i n 2 n ( f l p + 厶) ，+ 力】 ( 2 2 2 ) ，一l 由( 2 2 2 ) 看到，多通道g p s 中频信号可以采用同时生成多个不同参数的单 路g p s 中频信号然后求和的方法实现。并且由于数字信号的控制较模拟信号的控 制更为灵活和可靠，于是利用数字信号发生器产生数字中频信号，然后经过数模 变换转换为模拟中频信号的方法被广泛采用。将( 2 2 2 ) 式进行数字化得到式 ( 2 2 - 3 ) 。 肘 j 伽z ) = e ( ，2 c 一地( 力l l ) s i n 2 n ( f 。p + 厶) n 互+ 办】 ( 2 2 3 ) 第6 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 ( 2 2 3 ) 式是基于软件无线电思想的g p s 中频信号模拟器实现多路g p s 中频 信号的基础。首先，对于每个通道的g p s 中频信号可以按照如下图的数字化方法 生成。 图2 3 单路g p s 信号生成 图中码n c o 是指数控振荡器( n u m b e rc o n t r o l l e do s c i l l a t o r ，简记为“n c o ”) ， 载波n c o 是指中频载波数控振荡器。码n c o 驱动导航电文输出模块和c a 码生 成模块，二者的输出进行异或复合，然后调制相应的数字中频载波，再经过相应 的幅度控制，得到单路的数字中频信号f ，f ，经过d a 变换后就可以得到所需要的 g p s 模拟中频信号。可以看到，载波数控振荡器和码数控振荡器是产生g p s 中频 信号时最重要的两个部分，式( 2 2 3 ) 中每一路g p s 信号中的时延和多普勒频移 的产生就是通过对这两种数控振荡器的控制实现的，这是后面还要详细介绍的内 容。 将由以上方法生成的单路g p s 中频信号进行合路有两种具体的实现方法，分 别是模拟域合成和数字域合成，如图2 4 和2 5 所示。 日( 捍z f l d 2 - r 2 图2 4 模拟域合成方法 第7 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 图2 5 数字域合成方法 模拟域合成的方法是将每路按数字化方法生成的g p s 数字中频信号单独通过 一个d a c 变换成模拟中频信号后，再通过合路器输出。由图中可以看到，这种方 法每一路中频模拟信号都有其单独的模拟信号通路。由于模拟器件本身特性的不 一致，并且易受外部温度等环境因素的影响，从而导致了这种实现方法的通道一 致性较差，使得每一路输出的g p s 中频模拟信号之间都存在时延差和相位差。而 且使用该方法，所需要的d a c 个数与系统实现的数字中频信号路数成正比，从而 导致系统的成本和功耗也随之增加。这也是文献【8 】【9 】推荐使用第二种方法的原因。 与模拟域合成的方法相比，数字域的多路信号合成有着明显的优势。首先由 于所有的中频数字信号都是通过同一个模拟通路，因此可以很好的避免前一种方 法中通道一致性差的问题，从而提升系统的性能。其次，只要能保证求和以后的 数据位数不大于d a c 的分辨率，则d a c 的个数不随系统实现的通道数变化，因 而实现也更为简单。 综合以上考虑，设计中选用数字域合成方法生成多通道g p s 中频信号。 2 2 2g p $ 中频信号模拟源的实现结构 由式( 2 2 2 ) 可以看出，g p s 中频信号模拟源输出多通道g p s 中频模拟信号， 需要对每一路g p s 中频模拟信号进行幅度参数控制、频率参数控制和相位参数控 制，并且由于g p s 接收机和卫星之间的相对运动、电离层和对流层、卫星钟差等 因素的影响，实际中g p s 接收机接收到的信号不能由理想的计算公式来计算，因 此这些信号参数应该通过相应的误差模型来进行修正。但同时，随着g p s 中频信 号模拟源所设定模拟环境的不同i i 相应的误差模型参数也需要计算更新。结合这 第8 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 些特点，多通道的g p s 中频信号模拟源由主控计算机和信号生成单元两部分组成， 如图2 6 所示，其中信号生成部分有两种实现方式：主控计算机直接控制信号生成 和主控计算机辅助信号生成。 圈2 6 ( 3 p s 中频模拟源组成 2 2 2 1 主控计算机直接控制信号生成 在这种实现结构下，主控制计算机直接由设定的模拟环境计算各种信号生成 模型参数，然后由这些模型生成相应的信号生成参数并传送给信号生成单元，信 号生成单元根据这些参数输出相应的g p s 中频模拟信号。其实现结构如图2 7 。 图2 7 主控计算机直接控制结构 采用这种实现结构，可以利用主控计算机强大的计算能力，将g p s 接收机与 卫星的相对运动、由电离层和对流层产生的延时误差以及卫星钟差等产生的速度、 加速度。以及导致的g p s 信号时延等参数都利用相应的模型计算得到，然后将这 些参数转化为控制信号生成使用的信号生成参数，如载波频率生成参数、载波相 位生成参数等，并直接发送到信号生成单元以控制信号的生成。 很显然，在这种情况下，g p s 中频模拟信号的控制参数更新速率要小于主控 计算机与信号生成单元之间的通信速率，这就大大限制了这种结构在实际中的应 用。 以信号载波频率生成参数的更新为例对于一个伪距变化率精度要求为 ，柳s ，最大加速度要求为a 二m s 2 的信号模拟源，在ls 内速度最大的变化量 。为 。= a 。m 。 ( 2 24 ) 以要求的伪距精度。m s 在i s 内去改变a 。，则要求信号频率生成参数的更 第9 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 新频率必须满足： 一 兄脚z a v m a x = - d - m a x ( 2 2 5 ) p凸v a ，= o 0 0 1 m s ，a m 。= 1 0 0 0 m s 2 时，由式( 2 2 4 ) 可以求得 疋枷1 0 6 ( 2 2 6 ) 假设该信号载波频率生成参数需要4 个字节( 后面的讨论将会看到，这一假 设是很保守的) ，那么以1 m h z 的更新频率生成1 2 个通道的g p s 载波信号，在没 有任何系统开销的情况下要求主控计算机以4 8m b s 的速率来传输这些数据到信 号生成单元。在实际中，信号生成所需的参数不仅仅是载波频率，而且系统的传 输也不可能是无开销的。因此对于主控计算机与信号生成单元之间的通信速率通 常会要求达到g b i t s 才能满足具有高动态要求的信号生成，这对系统的软硬件设 计都造成困难。 因此这种结构的g p s 中频信号模拟源输出的g p s 中频模拟信号的参数变化率 十分有限，不能满足要求信号参数变化迅速的应用，如高动态g p s 接收机的测试 等，而只能用于静止或动态特性比较低的应用场合。 2 2 2 2 主控计算机辅助信号生成 正是由于上一种实现结构的固有缺点，因此可以考虑将g p s 中频模拟信号参 数的生成放在信号生成单元中来实现，以此来提高参数的更新速率。但是信号生 成单元不便于直接从外部获得模拟环境的设定，而且如前面所介绍，用来生成修 正信号生成参数的信号生成模型的参数计算比较复杂，如果使用信号生成单元中 的嵌入式微控制器来完成计算，则可能花费大量的时间，从而达不到提高信号生 成参数更新速率的目的。基于以上分析，可以采用主控计算机辅助信号生成的实 现结构，如图2 8 。 用户交互信息 ：主控计算机j ! i ：信号生成单元i !二i ! ： 用户界面 j 信号生成模 ：卜 信号参数生，1 卜 信号生成 - 1 型参数计算 lv 成 、几 ii i i ： i 出 iili !i !i 图2 8 计算机辅助结构 与主控计算机直接控制信号生成的结构相比，这一结构将由信号生成模型修 正信号生成参数的任务放在了信号生成单元，而将计算量大但更新速率要求不高 的信号生成模型的参数计算放在主控计算机中完成，同时由主控计算机提供用户 第1 0 页 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 交互界面，方便模拟环境的设定。主控计算机以一定的速率将计算好的信号生成 模型参数提供给信号生成单元，由信号生成单元根据信号生成模型快速的计算并 产生信号生成参数。由于信号生成参数的传递是在信号生成单元内部进行的，因 此，在内部数据交互速率允许的情况下，信号生成单元可以采用信号生成模型参 数估计的方法在计算机两次传递信号生成模型参数的时间间隔r 内生成更多模 型参数，并由信号生成模型转换为更多信号生成参数，从而大大提高了信号生成 参数的更新速率。关于信号生成模型参数估计的方法及其误差的分析，将在下一 节详细介绍。 由以上的分析可以知道，这种g p s 中频信号模拟源的实现结构功能划分合理， 结构清晰，能够满足许多对信号生成参数更新速率要求很高的场合。因此本设计 中也采用了这种实现结构。 2 3 模型参数估计 从上一节分析可知，g p s 中频信号模拟源的一个重要部分是模拟g p s 卫星与 接收机间的相对运动，其模拟的方法是通过改变输出信号的参数来反映相对运动 对g p s 信号造成的影响。为了提高g p s 中频信号模拟源的信号参数更新速率，在 计算机辅助信号生成结构中采用了对信号生成模型参数进行估计的方法，使用该 方法，主控计算机在丁时间间隔传送的两个信号生成模型参数之间插入更多的生 成模型参数，从而大大提高信号参数的更新速率。通常用于估计的生成模型参数 是时间间隔丁内卫星与接收机的伪距和相对速度。假设在0 时刻的伪距和相对速 度为( s ，唯) ，丁时刻的伪距和速度为( 最小咋+ 。) ，卫星与接收机之间实际运动的 速度表示式为v ( f ) ，因此可以得到 = v ( 0 ) + 1 = v ( a t ) ( 2 3 1 ) 其中v ( o ) 为v ( f ) 在o 时刻的值，即r 左端点时刻的速度；其中v ( a t ) 为v ( f ) 在 r = a t 时刻的值，即丁右端点时刻的速度；丛为丁两个端点时刻的伪距差值。 为了估计出丁时间间隔内任意时刻f 的伪距和相对速度，可以由主控计算机 用一定阶数的运动模型移( f ) 来拟合卫星与接收机之间的实际运动情况。选取合适的 运动模型阶数来拟合实际运动，从而获得满足误差要求的信号生成模型参数，是 保证所设计信号模拟源在较高的信号生成参数更新速率的条件下达到设计指标的 第11 页 衍 d叹 盯r j o = 瓯 一 “瓯 = 心 国防科学技术大学研究生院硕士学位论文 重要前提。 如果由移( f ) 估计得到的伪距和相对速度在r 两个端点时刻与由主控计算机传 送的值一致，称为满足端点条件。 下面将从移( f ) 为二阶和三阶运动模型的情况出发，先求解满足端点条件情况下 相应模型参数，并分析使用相应模型估计时的误差情况，接下来对不满足端点条 件的模型进行分析，并对各种情况下的误差进行分析对比，以找出适合g p s 中频 信号模拟源的估计模型。 2 3 1 二阶运动模型及其误差分析 2 3 1 1 模型参数求解 。 使用二阶运动模型移( f ) = v ( o ) + a t 来估计丁内的相对运动速度v ( f ) ，其相当于 在丁内将v ( r ) 看作初始速度为v ( o ) 加速度恒为a 的匀加速直线运动。 由于帚( f ) 满足端点条件，此时移( r ) 必须满足方程组 l v ( a t ) = 1 ，( o ) + a a t 1 ， ( 2 3 2 ) i 丛= v ( 0 ) a t + 三a a t 2 l 2 可以看到，( 2 3 2 ) 只有在，( f ) 为匀加速直线运动时才可能有解。因此在丁内 使用二阶运动模型移( f ) = v ( o ) + a t 来估计v ( f ) 时，一般无法满足端点条件。 此时可以根据需要，选择( 2 3 2 ) 中的一个方程来求解a ，即在丁端点处只 满足伪距或相对速度中的一个与传送值相等，此时称另一个估计值会在端点处发 生跳变。以相对速度满足端点条件为例，可以求得 ：v(at)-v(0)a( 2 3 3 )= l z j j ， 7 2 3 1 2 误差分析 假设v ( f ) 在 o ，丁】内连续且充分可导，将速度v ( f ) 在f = o 处进行1 阶泰勒展开， 展开后的表示式为 v ( f ) = 1 ，( o ) + a r t + r l ( t ) ( 2 3 4 ) 其中r l ( t ) 为泰勒展开后的余项。 易知( 2 3 4 ) 式一定满足丁在两个端点时刻的条件 iv ( a t ) = v ( o ) + a r a t + r l ( a t ) 1a s = v ( 0 ) a t + 了1a ，a t 2 孙) 疵 q 3 5 ) l 。 + o 取( 2 3 5 ) 式中相对速度的方程，可以求解出a r 为 第1 2 页 国防科学技术大学研冤生院倾士学位论文 口，= v ( z x t ) - 1 v ( o r ) - r , ( a t ) ( 2 3 6 ) 由( 2 3 3 ) 和( 2 3 6 ) 式可以得到在r 内任意时刻f 的伪距和相对速度的误 差表示式为： 伪距误差： a 7 e s ( r ) ，( v ( 0 ) + a t - ，( t ) ) d t j o = j ，( v ( 0 ) + a t - 1 ，( 0 ) - a , t - r l ( t ) ) d t ：f ( 2 3 7 ) 爿去r 2 ( 口一q ) 一f r l ( t ) d ti 爿扣警一击i 相对速度误差： e v ( r ) 爿，( 0 ) + a r - v ( r ) i 刊v ( o ) + a r - v ( o ) - a r r 一墨( f ) | 爿r ( a - a r ) - r l