（电路与系统专业论文）环形压控振荡器的研究和电路设计[电路与系统专业优秀论文].pdf

摘要 摘要 随着社会的发展，信息交换量与日俱增，信息高速公路大规模建设迫在眉捷。光纤通信由于其 容量大、传输距离远，节省能源、抗干扰、抗辐射等诸多优点，成为信息高速公路的主体。在这种 形势下，光纤通信集成电路的研究已趋于白热化。 时钟恢复电路( c r c ) 是光纤通信和许多类似数字通信领域中不可缺少的关键电路。而压控振 荡器电路( v c o ) 则是时钟恢复电路中非常关键的部分。近年来，随着光纤标准向s t m 一1 6 ( 2 5 g b ，s ) 和s t m 6 4 ( 1 0 g b $ ) 提升，系统对芯片的速度、功耗和噪声等性能提出了更高的要求，因此，如何 设计高频、低功耗和低噪声的v c o 电路变得越发重要。 本文首先介绍了光纤通信系统的基本结构、压控振荡器和环形压控振荡器的基本原理以及几种 常见的环形压控振荡器增益级结构，接着详细分析了目前v c o 技术中应用较多的双路延时技术，探 讨了双路延时v c o 的相位噪声、形成机理及其模型。在此基础上，文中研究了一种双路延时v c o 电路结构：基于t s m c0 1 8 岫c m o s 工艺的1 0 g h z 的双路延时v c o 电路的设计。 本文给出了v c o 芯片完整的电路设计、前仿真结果、版图设计和后仿真结果。仿真结果表明， 采用该方案的v c o 电路基本达到了设计指标。在此基础上进一步改进和优化，可以预期该电路完全 能够应用于s c 悯盱s d h $ t m - 6 4 速率级光通信接收机中， 【关键词】时钟恢复电路；压控振荡器；环形压控振荡器；双路延时技术；冲击灵敏度函数 a b s t r a c t w i t ht h er a p i dd e v e l o p m e n to ft e l e c o m m u n i c a t i o nn e t w o a s ，c o m p u t e rn e t w o r k sa n di n t e r n e t , i ti s u r g e n tt ob u i l di n f o r m a t i o ns u p e r - h i g h w a y o p 6 c f i b e rc o m m u n i c a t i o ns y s t e m sa t ei m p o r t a n tp a r to f t h e i n f o r m a t i o ns u p e r - h i g h w a yf o ri t sm e r i t ss u c ha sl a r g ec a p a c i t y , l o n gt r a n s m i s s i o nd i s t a n c e ，l i t t l ee l l e r g y c o n s u m p t i o n e x c e l l e n c ei na n t ij n t e 一协e c ea n da n t i 砌砒i 叩砌1 i t y ，e t c ，u n d e rs u c hc 眈衄锄m 淄， r e s e a r c hi nt b cf i e l do f o p t i c a lt r a n s m i s s i o ni cb e c o m e sah o tp o i n t c l o c kr e c o v e r yc i r c u i t ( c r c ) i sak e yp a r ti no p t i c a lt e l e c o m m u n i c a t i o na n do t h e rd i g i t a l t c l e c o n l d j c a 6 蛐f i e l d s a n dv o l t a g ec o n l t 0 1 e do s c i l l a t o r ( v c o ) c i r c u i ti st h em o s ti n l p o t l a n tc o m p o n e n t o fc r c a st h es t a n d a r do fo p t i c a lt r a n s m i s s i o ns y n c h r o n o u sd i g i t a lh i e r a r c h y ( s d h ou p g r a d e st o s t m 1 6 ( 2 5 g b s ) a n ds t m - 6 4 ( 1 0 g b s ) i nr c c c u ty e a r s ，t h es p e e do fi cc h i p sm u s t b ep r o m o t e d a c c o r d i n g l y t h u si tb ( , a ) i l l e sm o f ga n dm o r ei r n p o r t a t rt od i g nh i g hf r e q u e n c y , t o wp o w e r c o n s u m p t i o n a n d l o wp h a s en o i s ev c oc i r c u i t t h i st h e s i sf i r s t l yi n t r o d u c e st h ef u n d a m e n t a l $ t l u c t u r eo fa no p t i c a lt o l c c o n n n u n i c a t i o ns y s t e m , t h e b a s i cp r i n c i p l eo f v c oa n dr i n gt y p ev c oa n ds e v e r a ln o r m a ld e l a yc e l l s s t r u c t u r e s s e c o n d l yat e c h n i q u e c a l l e dd u a lp a t hd e l a ya n dp h a s en o i s eo f v c oc i r c u i t sb a s e do nt h et e c h n i q u ei sd i s c u s s e di nd c t a i l b a s e d o rt h ea b o v ed i s c u s s i o n st h i st h e s i sp r o v i d e san ws t r a c t m o fd u a lp a t hd e l a yv c oc i r c u i t ：d e s i g no f l o g i - i z d u a l p a t h d e l a y v c oc i r c u i t t o b e f a b r i c a t e d i n o 1 8 c m o s t e c h n o l o g y t h i st h e s i sp r e s e n t st h ec o m p l e t ec i r c u i td e s i g n , t r e - s i m u l a t i o nr e s u l t s ，l a y o u td e s i g n a n d a f t e r - s i m u l a t i o nr e s u l t s a c c o r d i n gt ot h es i m u l a t i o nr e s u l t s ，v c oc i r c u i t su s i n gt h i ss c h e m ea p p r o a c ht h e o b j e c t i v eo ft h i sd e s i g n m o r eo p t i m i z a t i o na n di m p r o v e m e n t o nt h i ss f f l l c t u r ew i l le n s u r et h i sc i r c u i tc a n b ea p p l i e di n $ o n e t s d hs t m - 6 4o p t i c a lt e l c c o m m t m i c a t i o nr e c e i v e r k _ e y w o r d s ：c l o c kr e c o v e r yc i r c u i t ( c r c ) ，v o l t a g ec o n t r o l l e do s c i l l a t o r ( v c o ) ，r i n gv c o ，d u a lp a t h d e l a yu h n i q u e ，i m p u l s es e n s i t i v i t yf u n c t i o n0 s f ) i l l 学位论文独刨性声明 本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究 成果。尽我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发 表或撰写过的研究成果，也不包含为获得东南大学或其他教育机构的学位或证书而使用 过的材料。与我同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明 并表示了谢意。 签名：璋 关于学位论文使用授权的说明 东南大学、中国科学技术信息研究所、国家图书馆有权保留本人所送交学位论文的 复印件和电子文档，可以采用影印、缩印或其他复制手段保存论文。本人电子文档的内 容和纸质论文的内容相一致。除在保密期内的保密论文外，允许论文被查阅和借阅，可 以公布( 包括刊登) 论文的全都或者部分内容。论文的公布( 包括刊登) 授权东南大学 研究生院办理。 第1 章引言 1 1 光纤通信系统 1 1 1 概述 第1 章引言 光纤通信是以光波作为信息载体，以光纤作为传输介质的一种通信方式。光纤通信作为一项新 兴的通信技术，从一开始就显示出其无比的优越性，引起了人们极大的兴趣和关注。近几十年来， 随着光纤通信技术的不断发展，人们逐渐认识至q 光纤通信的众多优点和巨大的潜力。与此同时，信 息和网络技术的飞速发展，使得人们对高性能、大容量光纤通信系统的需求越来越大。在这种形势 下，光纤通信集成电路的研究已趋于白热化。光纤传输系统由于其众多的优点和巨大的潜力越来越 受到人们的重视。 与现行的电缆通信、微波通信相比，光纤通信有着一系列的优越性，主要表现在以下几个方面： ( 1 ) 频带宽，通信容量大； ( 2 ) 光纤传输损耗低，适于长途传输； ( 3 ) 光纤体积小，重量轻，可绕性强； ( 4 ) 输入、输出之间电隔离，能抗电磁干扰，防闪电雷击； ( 5 ) 几乎无漏信号和串号，安全可靠，保密性强： ( 6 ) 抗腐蚀，抗酸碱； ( 7 ) 节省能源； ( 8 ) 资源丰富 由于以上的优点，光纤通信发展迅猛，不仅被认为是影响2 l 世纪的最新技术，而且必然成为 宽带综合业务数字网( b i s d n ) 的骨干这无疑将对人类社会的进步与繁荣产生深远、巨大的影 响。现代光通信已成为人类进入信息社会的基石f l l 。 1 1 2 光纤通信系统的组成 图1 1 为光纤通信系统结构图【2 j 。它主要包含一个光发射机。一条光纤信道和一个光接收杌。在 发送端，复接器( m u l t i p l e x e r ) 将n 路低速信号复接成一路高速信号，激光驱动器( l dd r i v e r ) 驱 动激光二极管( l d ：l a s e rd i o d e ) 将信号转换为光信号后通过光纤传输。在接收端，光信号由光电 探测器( p d ：p h o t o nd e t e c t o r ) 转化为电信号。微弱的电信号经过预放大器( p r “岫i l 丘日) 和主放 大( m a i n a m p l i f i e r ) 放大后，由时钟恢复( c r ：c l o c kr c c o v 矗 y ) 电路和数据判决( d d ：d a t ad e c i s i o n ) 电路分别从中恢复出时钟信号和数据信号，最后由分接器电路( d e m u x ：d e m u l 卸l e x e r ) 把高速信 号还原成原始的n 路低速信号。 东南大学硕士学位论文 图1 1 光纤通信系统结构图 本论文的研究课题就是用于光纤通信系统( $ t m - 6 4 速率级) 中，位于光接收机部分的时钟恢复 电路( c l o c k r e c o v e r y c i r c u i t ) 中的v c o 电路。v c o 电路是时钟恢复电路中不可缺少的关键电路。 近年来，随着光纤s d h ( 同步数字序列) 标准向s t m - 6 4 ( 1 0 g b s ) 的提升，系统对芯片速度提出了 更高的要求，所以本课题的研究具有很大的实际价值。 1 2v c o 电路的研究热点 v c o 是近来广受关注的一个研究热点，研究重点集中在以下三个方面：( 1 ) v c o 相位噪声的 建模。包括器件噪声和电源、衬底噪声：( 2 ) 高性能的v c o 电路结构的设计。包括抗干扰能力，低 噪声的以及速度更快结构；( 3 ) 高精度的正交输出或多相位输出的v c o 。 v c o 有多种可供选择的实现方案，常用的有环形振荡器和l c 振荡器。人们往往根据两者的不同 特点在不同的应用和指标要求来加以选择。为了清楚的了解环形振荡器和l c 振荡器的不同之处和各 自的特点，我们将两者从不同的角度加以比较，如表1 1 。 从下表中可以看到，i c 振荡器的噪声性能较环形振荡器要优越，而环形振荡器的调谐范围较宽， 并且容易实现多相位、低功耗。并且往往芯片面积较小。由于光纤通信系统中时钟恢复电路对于调 谐范围、功耗、芯片面积等因素的要求较无线射频通信严格，而对于相位噪声并没有过多严格的要 求，因此在光纤通信系统中往往采用环形振荡器结构。 2 第l 章引言 表1 1 环形与l c 振荡器的性能比较 i类型调谐范围 多相位功耗 相位噪声芯片面积 l 环形振荡器宽 容易实现较低较差较小 il c 振荡器 窟难于实现 较高较好较大 1 3 工艺选择 以往的v c o 电路是用砷化镓和双极性硅工艺实现的。随着c m o s 工艺向深亚微米的进一步发 展，器件特征尺寸逐步减小，特征频率进一步提高，用c m o s 工艺设计高速集成电路已成为可能， 而采用c m o si 艺具有低成本。低功耗，高集成度，高性能等优点，所以本次设计若采用c m o s 工艺将会使得造价大大降低且易于和其它电路单片集成，具有很重要的实际意义。 因此，本论文中的电路采用t s m c0 1 8m nc m o s 工艺来实现。该制造工艺提供的最小栅长为 o 1 8 岫的特征尺寸为高速集成电路的设计提供了基本保证。 1 4 论文的组织 本文基于t s m co 1 8 9 i nc m o s 工艺提出了种用于光纤通信时钟恢复电路中的1 0 g h z 双路延 时压控振荡器的设计。章节基本按照实际设计时自顶向下的顺序展开。第二章首先介绍振荡器特别 是环形振荡器的基本原理，对本次选用的环形v c o 工作原理、设计方法作了详细分析。第三章讨论 了v c o 电路中的相位噪声来源以及相位噪声的分析模型。第四章中给出了用t s m co ，1 8 岬c m o s 工艺实现的应用于s o n e t s d h 光纤通信系统中对应于s 刑6 4 ( 1 0 g b s ) 的v c o 电路芯片完整的 电路设计，前仿真结果和最终的版图以及后仿真结果。第五章是总结部分。 3 第2 章振荡器基本原理 2 1 压控振荡器概述 第2 章振荡器基本原理 目前的振荡器电路主要可以分成两类3 1 ：正弦振荡器和多谐振荡器。 正弦振荡器可以产生近似正弦波的信号输出，一般频谱纯度高，相位噪声性能比较好。l c 振荡 器就是典型的正弦振荡器电路。图2 1 所示为两种典型的正弦振荡器( 谐波振荡器) 结构。 ( a ：l c 振荡器 ( b ：晶体振荡器 图2 1 两种典型的正弦振荡器( 谐波振荡器) 结构 v d d ( a ：源极耦合多谐振荡器s c c( b ：环形振荡器 图2 2 两种典型的多谐振荡器( 张驰振荡器) 结构 多谐振荡器也可称为张弛振荡器( r e l a x a t i o no s c i u a t o r ) ，这类电路是通过储能元件( 通常是电容) 在电路的两个门限屯平之间来回充放电来工作的。张弛振荡器储能元件上的输出波形通常是线性或 按照指数律变化的锯齿波。在开关元件两端则输出矩形波。环形振荡器是典型的张弛振荡器。图2 2 5 习 东南大学硕士学位论文 所示为两种典型的多谐振荡器( 张驰振荡器) 结构。 2 2 压控振荡器的起振条件 振荡器产生周期信号，可以用反馈理论来分析【4 】。如图2 3 所示，作为反馈振荡器，当它刚接通 电源时，振荡电压是不会立即建立的，而必须经历一段振荡电压的振幅从无到有、逐步增长的过程， 直到进入平衡状态，振荡电压的振幅和频率就会维持在相应的平衡值上此时，即使有外界不稳定 因素的影响，振幅和频率仍应稳定在原平衡值附近，而不会产生突变或停止振荡【5 】 图2 1 反馈系统图 图2 2 振荡建立的过程 图2 3 所示反馈系统的传输函数可以写为： 哥= 尚 ( 2 1 ) 当放大器在高频时产生一个相移，使得整个反馈系统在该频率处的反馈变成正反馈时，振荡就 会发生。更精确的说。对于s 弓咖、h ( j w o ) = - i ，环路在这个频率处的闭环增益趋于无穷。在这个条 件下，环路将把电路在咖处的噪声分量无穷的放大。如图2 4 所示，一个在铀处的噪声分量在经历了 单位增益的放大和1 8 0 。的相移后，回到减法器的输入端与原输入信号做减法。经过相减后，产生了 一个更大的差值。如此循环往复，环路将把这个分量不断的再生、放大，直到电路饱和。 要产生振荡，环路的增益必须要大于等于1 。这个要求可由以下分析得出原始信号在环路中被 一次次的放大，又一次次的回到输入点相减( 获得更大的振幅) 。这个过程可以用一个多项式来表 示。 匕= + ih ( j d - o o ) l + ih ( j f o o ) 1 2 + ih ( j ：o o ) j 3 v o + ( 2 2 ) 6 第2 章振荡器基本原理 如果口琊蛳) 譬l ，上面的多项式发散。当鼬o ) l i ( 2 5 ) z - ( j a 2 0 ) = 2 r u t ( n = o ，1 ，2 ，) ( 2 6 ) 这就是振荡器的起振条件，式( 2 5 ) 称为幅度起振条件，式( 2 6 ) 称为相位起振条件 2 3 理想压控振荡器的数学模型 理想的压控振荡器( v c o ) 产生一个频率为控制电压为圪。的线性函数的周期输出旧： = + x m ( 2 7 ) 其中，q ) f r 表示“自由振荡”频率，可以称作v c o 的“增益”( 单位是r a d s v ) 因为相位是频率对 时间的积分，所以可以将v c o 的输出表示为： y ( f ) = 一c 。s ( o j ，j f + kp c 。j 二- 矿。i d ，) ( 2 8 ) 在实际的v c o 中。 ，v 不会一直呈线性，随着控制电压的增加，k v c o 的值会逐渐减小。反映 在控制电压和振荡频率关系曲线上则表现为曲线斜率的逐渐减小。 如果把控制电压写作圪。m = 舯s 函那么输出电压则可表示为： 烈f ) = 彳c o s ( 婢一+ 誓s 加f ) ( 2 9 ) 第2 章振荡嚣基本原理 其中，k v c o a ) m 称为调制指数，其值随着频率。的增加而减小。因此v c o 具有抑制加在控制 端的高频分量的趋势。 v c o 在工作时基本处于非线性工作状态，一般模拟时大多采用瞬态分析，但是在考虑输出相位 和输入控制电压之间的关系时，v c o 可以看作为是一个线性时不变系统，这个系统产生的附加相位 可以写为： 乳( f ) = 儿积 ( 2 1 0 ) 一个v c o 电路可以被看成是一个从电压到相位的转换系统( 输入是控制电压，输出则是由控制 电压引起的附加相位) ，于是推导出它的输入输出转移函数等于： 业：墨，丝 p 乙( j ) s ( 2 1 1 ) 式2 1 1 揭示了v c o 的一个特性：为了改变输出相位，我们首先改变频率让积分起作用。例如， 假设t 2 时呢? 为了回答这一问题，再来看一下环形振荡器的线性反馈模型。 图2 1 5 三级环形振荡器的线性反馈模型 1 6 第2 章振荡器基本原理 = 簋 铃= 冱( 1 + s c o o ) 3 = 赤 ( j ) 1 名 ( 1 + s 鳓) + 鬈 0 + j 垃毛) ( 1 + 云) 3 + 名= ( 1 + 云+ 4 ) ( 1 + 云) 2 - ( 1 + 百s ) 4 + 名】 而= ( - 么一1 ) 锡 ：掣掣塑_ 1 】鳓 ( 2 1 6 ) ( 2 1 7 ) ( 2 1 8 ) 由于4 0 本身是正值，所以极点j l 是一个负实数，对应一个衰减的指数项e x p ( - a r i o 玎，在稳 态时，这一项可以忽略。最j 两个极点都有虚部，且共轭，对应一个频率分量。图2 1 8 给出了当山 取不同的值时，各个极点的位置【”。从图中可以看出，当a o 2 时，两个复数极点的实部都为正值， 此时这两个复数极点对应的信号频率的幅度是随时间增加的。也就是振荡产生的过程。忽略乳的影 响，输出波形可以表示为： ( f ) x p ( 等州竽删 因此，如果彳o 2 ，信号的包络将会按指数律趋于无穷大 ，j x r 一 3 ( x ，o6 x 0 a c 2 图2 1 6 山取不同值时极点的位置 实际上，随着振荡信号幅度的增加，环路中各级的特性不再是理想的线性，开始呈现出非线性。 并且最终进入饱和状态，振荡的幅度稳定在一个固定的值上，不再增加。也可以说，这一对共轭极 点从振荡最初的右半平面开始向左移动，并最终稳定在虚轴上，使得振荡幅度保持稳定。 1 7 东南大学硕士学位论文 在图2 8 的振荡器基本结构中。假设每级的延时为l 那么m 级放大器串成的环形振荡器的最 大振荡频率应该为1 ( 2 m 9 。那么，如上分析中的三级环形振荡器的最大振荡频率就应该是1 ( 6 r ) 。 而刚才的推导可得振荡频率为二冬2 ，这两个值相等吗? 答案是未必相等。毕竟咖只是由小信 二 号状态下每个共源放大器的输出负载电阻和电容的充放电速度决定的，而r 主要取决于大信号状态 时非线性的驱动电流和负载。所以，振荡过程中，频率是随时间变化的。刚开始由于信号比较小， 可以认为是小信号分析占优势，振荡频率的确是二笔坚，但振荡幅度变大后，小信号分析就不再 二 正确了，应该用大信号的观点来看。所以最终的振荡频率应该是1 ( 6 r ) 。由于其他寄生参数的影响， 通常这个值会相对低一些。 。 1 8 第3 章振荡器相位噪声分析 3 1 一般噪声源 第3 章振荡器相位噪声分析 所谓噪声，租略的定义就是所有非所需信号的干扰。噪声是随机信号，我们无法准确用以时间 为自变量的数学表达式( 如贝f ) ) 来描述噪声。通常噪声用概率密度函数( p d f ) 和功率谱密度( p s d ) 来描述。 3 1 1 熟噪声 电阻中的热噪声是由电子作杂乱无章的热骚动而形成的，因此又称之为电阻热噪声。一个实际 的电阻可以用电压噪声源或电流噪声源来表示。其等效电路图如图3 1 所示【“。 ( a ) r ( 、i n 2 图3 1 电阻的等效电压噪声源和电流噪声源 一个阻值为盂的电阻产生的噪声电流，其功率谱密度为 岛( ，) = 4 k t r - - - 4 k t g 如果等效为噪声电压，则其功率谱密度函数为 s = 4 k t r ( b ) ( 3 1 ) ( 3 ，2 ) 式( 3 2 ) 中k 是玻耳兹曼常数，r 是热力学温度。在，的频带宽度内，产生的热噪声均方值电 _ 2 = 4 k r a y 热噪声均方值电压为 - 2 = 4 k t r a f ( 3 3 ) ( 3 4 ) 从公式( 3 4 ) 可以看出热噪声功率谱密度与频率无关，只与频带宽度有关。而且在所考虑的频 带宽度内，其数值是一常数。因此热噪声又被称之为“白噪声”。要想减小热噪声唯一的方法是使 1 9 东南大学硕士学位论文 温度尽可能的低。 m o s 管的热噪声 ( 1 ) 漏极电流噪声( 沟道热噪声) 因为m o s 管实际上是受电压控制的电阻，因此它们会呈现热噪声。经验上，m o s 管漏极电流的 噪声计算如下 m 0 2 = 4 k t y g d 。 ( 3 5 ) 式( 3 5 ) 中g 是脚时漏极和源极之间的电导。参数】在p k = o 时等于l ，而对于长沟道器件，在饱 和区，耿概减至2 3 。对于短沟心i m o s 管，测量得出y 大约等于2 3 。 ( 2 ) 栅极热噪声 除了沟道热噪声，沟道电荷的扰动引起另一个很重要的现象：栅极热噪声沟道电压的扰动容 性耦合到栅极。导致了栅极电流噪声。虽然这个噪声在低频处可以忽略，但是在高频处影响很大。 v a n d e r z i e l i t 正l t j t t “，栅极噪声电流可以表示为 i 2 = 4 k t s g s a f 其中参数胡由公式( 3 7 ) 得到 。：丝 6 。 5 岛。 对于短沟道m o s 管，v a nd 盯z i e l 给出5 的经验值为4 6 。 记及沟道热噪声的和栅极热噪声的场效应管噪声等效电路如图3 2 所示【。 2 ( 3 6 ) ( 3 7 ) 0 二 艺州 ) 。$ ，。 l l s 图3 2 场效应管噪声等效电路 d 第3 章振荡器相位噪声分析 3 1 2 霰弹噪声 霰弹噪声是由于单位时间内通过p n 结的载流子数目随机起伏而造成的。其热噪声电流为 专= 2 q i 。譬 ( 3 8 ) 式( 3 8 ) 中，g 是每个载流子所载的电荷量，i d c 是通过p n 结的平均电流值。对于双极性晶体 管，霰弹噪声是主要的噪声源；对于场效应管，只有栅极的漏电流才构成霰弹噪声。因为栅极漏电 流很小，所以场效应管的霰弹噪声不是主要的噪声源。 3 1 3 闪烁噪声 闪烁噪声产生的机理还不是很清楚，它的特点是频谱集中在低频段，功率谱密度随频率的降低 而增大，因此它又被称为l ，噪声。闪烁噪声的数学表达式如下 、 t | j 【是和器件相关的经验参数， 是接近l 的指数。 电阻的闪烁噪声 ( 3 9 ) 当电阻有直流电流流过时，该电阻呈现l z r 噪声，而且噪声随着电流的增大而增大。式( 3 1 0 ) 给出了电阻闪烁噪声所依赖的相关因素 数。 z ：嬖矿： 。丁7 旷掣 ( 3 1 0 ) 式( 3 1 0 ) 中，是电阻面积，置是方块电阻率，y 是电阻两端电压，x 是与电阻材辩相关的参 m o s 管的闪烁噪声 m o s 管如果由于表面处理不当或由于缺陷，会引起闪烁噪声。其噪声电流等于 - 2 ：丝蠡 f 耽c ly ；扣协v ( 3 1 1 ) 式( 3 1 1 ) 中，是栅极面积( = 耽，) ，k 是跟器件相关的常数。可见，对于给定的跨导栅极 面积越大噪声越小。 2 l 东南大学硕士学位论文 3 2 振荡器的相位噪声 3 2 1 相位噪声的时域和频域分析 相位噪声可以在时域和频域里描述。由于时域和频域的对应关系，这两种分析方法都是等效的。 对于l c 振荡器，人们常用频域的描述方法“7 l 。 。人一 位c - 6 卜一 ( b ) 图3 3 振荡器的理想频谱和实际频谱 理想振荡器的频谱( 如图3 3 ( a ) ) 应该是在振荡频率弛处的一个冲击，而实际的振荡器频谱 ( 如图3 3 b ) ) 在振荡频率两边还有“边带”通常用每赫兹频带的边带功率和载频功率的比值来量 化相位噪声，该比值的单位是d b c i - i z 。比如，载频处的功率是- 2 d b m ，在离载频1 m i - i z ，频带宽度 为l k i - i z 的噪声功率是7 0 d b m 。那么相位噪声等于- 7 0 d b m + 2 d b m - 3 0 d b = - 9 8 d b c h z 。d b c 的意思是相 对于载频的d b 值。 对于环形振荡器，一般用时域分析相位噪声的概念在时域就转换成抖动。图3 4 描述了抖动 的概念。 厂、厂、厂、 八 厂、 n 厂、n ju uuuuu uf 厂、 ) j 夕 j 夕 n 夕7 弋 j 一 i 、) l1 ) 1 ) j 1j fj、) 图3 a 实际振荡器的抖动 抖动可以表述为相同频率的实际振荡器过零点和理想振荡器过零点的时间差。 第3 章振荡器相位噪声分析 3 2 2 相位噪声对通信系统的影响 v c o 的相位噪声是通信系统的一个重要指标，它决定了接收机的灵敏度以及发射机发射信号的 频谱纯度。考虑如图3 5 所示的一个收发信机的框图。 低噪救 国3 5 收发信机的框图 图3 5 中，接收机包括一个低噪声放大器，带通滤波器和一个下变频器。发射机包括一个上变 频器，带通滤波器和功率放大器。本振( l o ) 为两个混频器提供载频信号。如果本振信号含有相位 噪声，那么发射信号和接收信号都会受到干扰。 图3 6 相位噪声对接收信号的影响 参考图3 6 ( a ) 在理想情况下。接收信号的频谱和理想振荡器输出信号的频谱( 一个冲击信号) 相卷积t 在信号频谱形状不受改变的情况下，将频谱搬移到低频。实际上，接收信号会伴随相邻信 道干扰信号，振荡器也呈现有限的相位噪声两路信号和l o 输出混频后，低频处有重叠的频谱， 这样有用信号就受到了干扰 东南大学硕士学位论文 i02 加 图3 7 相位噪声对发射信号的影响 参考图3 7 ，假设一个无噪声的接收机接收：处的信号，而与0 7 2 相邻的6 0 。处有一个大功率带 相位噪声的发射机这样有用信号就受到该发射机发射信号的干扰。 除了器件噪声之外，一些外在噪声源( 如电源和衬底的抖动) 的统计特性不清楚，这些噪声源 无法做精确的量化，这些因素都造成了设计阶段很难对相位噪声性能有准确的把握。 下面通过对相位噪声的理论探讨和定性分析，来指导设计。 3 2 3 线性时不变相位噪声模型 q 的定义 q 的最普通的定义方法是：h 乘以存储的能量和每周期消耗能量的比值。可以通过在输入加激 励，测量振荡输出的衰减来得到q 值。但是对于没有振荡的电路来说，很难定义每周期消耗的能量， 因此无法求得在这种定义下的q 值；对于l c 网络，q 值有第二种定义方法，即q 等于谐振中心频 率与3 d b 带宽的比值对于无电感的振荡电路来说，也很难用这种定义求得q 值； q = 罢 m e 0 图3 8 l c 网络的q 值定义 第三种q 值定义方法把l c 振荡器视为反馈系统u s l 。 苎! 兰墨苎堂塑堡堡苎坌堑 q = o 5 瑞d o d m 图3 , 9 将振荡器视为反馈系统 功巧 ( 3 1 2 ) 蛳是l c 电路的谐振频率，d 中& o 表示传输函数相位对频率的导数，又称之为开环q 值。如果 d t p & o 值比较大，那么当振荡频率偏移c o o ，相位较大的变化迫使振荡频率回到1 0 0 。换句话说，开环 q 值就是衡量闭环系统反抗振荡频率偏移的能力。 r a z a v i 计算出该系统的传输函数等于 y ( j t o ) = 怒= 古毪，2 l e e s o n 公式 k 螂根据振荡器的典型频谱( 见图3 1 0 ) ，提出了相位噪声的计算公式i ：z o l 位 上 ( 3 1 3 ) 图3 1 0 振荡器的典型频谱 讹。g 晕+ 由2 h + 篱， 公式( 3 1 4 ) 的单位是单位带宽内低于载频分量的d b 数。该公式描述了频谱的三个区域：1 l x o d 3 区域，1 ，区域和平坦区域。前两个区域对应着的频谱密度分别正比于l ，3 、i ，2 ，平坦区域 的频谱密度接近一个恒定值。 该公式能够比较好的拟合实际振荡器的频谱，但是作为分析相位噪声的工具，还存在一些问题。 首先公式( 3 1 4 ) 中的，是个拟合参数，只能通过测试后的结果求得。我们无法知道它是否与电路 2 s 东南大学硕士学位论文 的某些物理特性相关；其次，每个区域的转角频率无法准确求得，因此具体应用l e e s o n 公式还有困 难 3 2 4 线性时变相位噪声模型 a l ih a i i m i n 结合时域和频域分析方法研究了单端环形振荡器和差分环形振荡器的时钟抖动和相 位噪声，提出了基于冲击灵敏度函数( i t i l ”1 s es e n s i t i v i t yf u n c t i o n ) 的通用性较强的噪声模型，并得 出了在给定功耗和频率下，单端和差分环形振荡器的阶数对相位噪声和时钟抖动的影响。同时指出 低频l 婵声的上变换依赖于波形的对称性和级数。1 1 1 独立噪声源引起的噪声分析 振荡器输出可以写成如下形式： - ，喇= o ) 【厂( 鳓f + 烈f ) ) 】 ( 3 1 5 ) 其中，是频率为( d o 的周期函数。叫f ) 和( f ) 分别是受器件噪声和外部噪声干扰的相位和幅度。幅度 的扰动因为振荡器中限幅特性而会逐渐衰减，因此我们着重讨论其相位变化。 以一个简单的单端环形振荡器为例，如图3 1l 所示，在单端环形振荡器某节点处有一电流源f ( f ) 。 假定电流源是在卢耐的冲击电流，电荷变化为曰。可以推导出该节点上的电压变化为：矿= ：兰， 【一肿如 式中c t “是电荷注入时节点1 5 各自的等效电容。对于小的电压变化，在线性分析的假设下，相位变 化正比于注入电荷。妒：r ( f ) 害生【= l ，其中是电容两端电压变化的摆幅，并有 r 嗍 g 。x _ c f 咄。函数r ( 。o o t ) 为时变比例常数，以知为周期。在给定扰动下，如果r 向神值较大则 相位变化大，其值较小则相位变化小。r 协) 代表了波形各点对扰动的敏感程度，被称作冲击灵敏度函 数i s f ( i m p l l l s e n s i t i v i t yf u n c d o n ) i s f 的时变特性可以用两个较特殊的情况进行说明 第3 章振荡器相位噪声分析 ff 图3 1 1 五级反相器链的环形振荡器 如果该冲击电流在振荡器输出电压接近电源电压或者地时注入，相位变化不会显著，如图3 1 2 上部分曲线。如果冲击电流刚好在振荡器输出电压翻转点注入，相位变化将非常大。如图3 1 2 的下 部分曲线所示 我们感兴趣的是相位烈f ) ，因此可以把振荡器视为从电压( 或电流) 到相位的变换。如果扰动 较小，且可不考虑振荡器限幅作用。可以认为系统是线性的。定义振荡器这一闭环系统的单位冲击 响应b ( 绷为注入单位冲击电流时的相位变化。参考文献 2 1 】，可得： 删= 警砸一力 己 幽 粤 靼 ， 己 出 脚 靼 ( 3 1 6 ) 2 m3 n s4 n s 时间 图3 1 2 冲击电流分别在振荡器输出转换、峰值时注入时的相位变化 其中( ，) 为单位阶跃。任意注入到节点的噪声电流扳力引起的相位变化叫，) 通过积分得到： j ) 1 一 一 k 东南大学硕士学位论文 烈f ) = ( f ，砂( r ) d r = l ! 苦型敦力打 m “ ( 3 1 7 ) i s f 函数的具体求解方法可通过在振荡器输出波形不同点注入冲击电流，用s p i c e 模拟求解 纵f ) ，具体过程可参阅文献【2 l 】。 修正的线性模型 通常对环形振荡器的分析都是基于振荡器是线性系统的假设的伫3 0 ”，然而实际的振荡器是时变 非线性系统。因此本节介绍了环形振荡器修正的线性模型。以一个最简单的环形振荡器为例，如图 3 1 3 示，每个延迟单元由电阻尼、电容c 、g m 单元以及电压限幅器( l i m i t c r ) 组成 图3 1 3 三级环形振荡器修正的线性模型 如果环形振荡器本来的输出电压没有被限幅器限制，系统可以认为是线性的。如图3 1 4 示，实 线波形为环形振荡器的实际输出波形。假如环形振荡器是线性的，其输出波形没有被限幅，则输出 波形如虚线的三角波。这时候其峰峰值电压与转换点的电压摆率有如下关系嘲： = 半 ( 3 1 8 ) 图3 1 4 振荡器的输出波形被限幅 如果本来的输出电压的峰峰值超过了电路的电源电压，则电压波形会被电源电压和地。谢 限幅。 采用无跟幅作用的线性模型可得到单边带( s s b ) 相位噪声公式： 第3 章振荡器相位噪声分析 删= 等秀，2 ( 3 1 9 ) 其中为波尔兹曼常数，劝绝对温度，乃黾代表无源电阻和有源器件- g i 起的噪声系数，o 为 振荡器的中心频率，a c o 为偏移频率。 而实际电路中，憎常受电源电压限幅，即，其单边带相位噪声如下嘲： 雄峨1 2 8 砟f k t r 吣i n 锣+ 苦压峥 旺， 当时，3 1 9 可近似为嘲： 出研焉争毪，2 ( 3 2 1 ) 从公式3 1 9 到公式3 2 1u - i 知，相位噪声在线性条件下与1 曙成正比，而在非线性条件下与l ，啊 成正比。 公式3 1 8 表明：如果振荡器输出波形转换点的压摆率陋删。，越大就意味着转换时间的越小，也 即振荡器所噪声干扰的敏感时间也随之减少，因而其输出的相位噪声也就减少。从另一个角度说 在给定电源电压下，提高转换速率能减少相位噪声。对于一个由全差分的延迟单元构成的环形振荡器 来说，最理想的情况是其全部的尾电流都用于实现波形的开关翻转，即电流的开关效率为1 0 0 低频噪声源，如z , 4 i 声，其相位噪声的功率谱密度反比于频率的三次方。而自噪声，如热噪声、 闪烁噪声其功率谱谱密度反比于频率平方。随着频率增加，功率谱密度变成水平的。如果原噪声源 含l ，的低频噪声分量，则它们相应的相位噪声的频谱就含有l ，”的分量渊。 3 2 5 偏置和尾电流嗓声分析 本节主要针对环形振荡器的偏置部分和尾电流的噪声进行分析。以一个简单n 级环形振荡器为 例，如图3 1 5 示。 东南大学硕士学位论文 ， 一p 十一# 卜卜p 卜 i 1m 。1m 2 8 。lm n l ：m 7 i i 延时单元1延时单元2延时单元n 图3 1 5 n 级环形振荡器的基本结构 n 级环形振荡器通常采用如图3 1 5 示的偏置电路。若噪声为白噪声源其功率谱密度为e ，。 m b ，m l ，m 2 ，, m n 漏端的极点电容对尾电流的噪声带宽有限制作用，这种作用相当于它们的白噪声先 经过了低通滤波器后被滤波后再对延迟单元的跨导g 。进行调制，进而导致其频率的变化。在时域内 有烈f ) = l 。烈f v f ，因此频域内会有烈s ) = a ) ( s ) s ，这表明在较低的频率偏移处，相位噪声具有 1 产的形状。 对各个延迟单元而言，偏置管m b 产生的低频噪声是相关的，而各延迟单元中m - ，m 2 ，m n 产生 的低频噪声则是不相关的，因此将偏置管m b 的噪声贡献与各延迟单元中m l ，m 2 , m n 的噪声贡献分 别进行处理。假设m 1 m 2 蜘都有相同跨导g m ，它们与偏置管m b 的电流镜比例为m ：l 。尾电流 l 会引起延迟单元中m o s 管的变化即有g 舯= g m ( ，“) ，同时振荡频率与g 。c l c l 为各输出节点的负 载电容) 成正比，因此低通滤波器对g m 的调制作用会引起频率的变化。偏置电路中m b 和n 个延迟 单元中的m l ，m 2 ，m n 管子热噪声引起的相位噪声为： 球研：孥毪户 ( 3 2 2 ) 式中i 为波尔兹曼常数，功绝对温度，y 为白噪声功率谱密度系数，g 为虼s - 0 时的漏源电导。 闪烁噪声可由吾= 为觚式中环沩闪烁噪声纨为管子寄生蚺工崩管 子等效长度。类似可得闪烁噪声的边带噪声功率谱密度： 础研：毪等c 考“删2 鼍蠢c 考 ( 3 2 3 ) 因为m 通常远大于1 n ，m b 中的噪声上变换要比尾电流管m l , m 2 , - - - ，m n 严重得多。因而抑制偏置 部分的闪烁噪声非常重要。 3 0 第3 章振荡器相位噪声分析 3 2 6 电源和衬底噪声分析 在高速c p u 的时钟产生电路中，振荡器和数字电路有相同的电源供给并且具有共同的硅衬底， 通过电源和村底耦合的数字开关噪声非常严重。与器件噪声相比，电源和衬底噪声的噪声功率谱密 度不是白噪声谱密度，在环形振荡器不同节点处的衬底噪声问的相关性很强【2 l l 。 如图3 1 6 ( a ) ，传统理论认为压控振荡器的输出频率f o 是控制电压k 的函数。而实际上由于 电源和衬底噪声影响，压控振荡器输出频率不只是l 的函数，还是电源和树底蚝t 。的函数。 ( a ) 图3 1 6 v c o 模块图 以一个简单的共衬底的电路为例，如图3 1 7 所示： f ( b ) f o u l 西o u t ps u b s t r a t e 图3 1 7 衬底噪声产生示意图，图中箭头为电流流经的路径，邱为寄生电阻 图3 1 7 中n m o s 反相器为噪声源，右边为接地的衬底孔如在m o s f e t 栅极上加一电压脉冲，由 于电容作用会有电荷注入至衬底，因此从衬底到接地孔处会有瞬态电流流过。该电流在流经m o s f e t 和地时遇到的阻抗时将会产生电压波动，而衬底各处都会受波动影响