（电力电子与电力传动专业论文）级联式流馈推挽dcdc变换器的研究.pdf

浙江人学硕士学位论文 摘要 a b s t r a c t d u et ot h el o w e rw o r k i n g v o l t a g ea n dl a r g e rw o r k i n g c u r r e n to fn e x tg e n e r a t i o n m i c r o p r o c e s s o r t h ev o l t a g er e g u l a t o rm o d u l e s ( v r m ) w i t hi n p u tv o l t a g eo f5 va n d12 va 心n o t s u i t a b l ef o rt h es i t u a t i o n t h u s ，i ti sn e c e s s a r yt or a i s ev r m si n p u tv o l t a g et o4 8 vi nt h ef u t u r e i t c a nc u td o w ni n p u tc u r r e n t , h e n c ed i s s i p a t i o no nb u s ，r e s u l t i n gi ne n h a n c i n go fe f f i c i e n c ya n d g r e a t l yr e d u c i n go ft h ev o l u m eo fi n p u tf i l t e r t h i sp a p e rf i r s t l ya n a l y s e st h ec u r r e n ts t a t u s ，c o m m o nt o p o l o g ya n df u t u r ed e v e l o p m e n to f v r m ，a n db r i n gf o r w a r dt h ec o n c e p to fc a s c a d ec u r r e n t - f e dd c d cc o n v e r t e rb a s e do nt h o s e f a c t s a n dt h e nt h ed e t a i lo p e r a t i o np r i n c i p l e sa n dw o r k i n gp r o c e s so ft h eb u c ka n dp u s h p u l l c a s c a d ec u r r e n t - f e dd c d cc o n v e r t e ra n dt h ei n t e r l e a v e db u c ka n dp u s h p u l lc a s c a d e c u r r e n t - f e dd c d cc o n v e r t e ra r ei n 仃o d u c e d t h ed e s i g np r i n c i p l e so ft h eb u c ka n dp u s h p u l l c a s e a d ec u r r e n t - f e dd c ，d cc o n v e r t e ra n dt h ei n t e r l e a v e db u c ka n dp u s h - p u l lc a s c a d e c u r r e n t - f e dd c d cc o n v e r t e rt o g e t h e rw i t ht h e i rc o n t r o ll o o p sa r ea l s op r e s e n t e d a tt h el a s t , t h e e x p e r i m e n tr e s u l t so ft w o4 8 vi na n d3 3 w 10 ao u tp r o t o t y p e su s i n gt h e s et w ot o p o l o g i e sa r e p r e s e n t e da n dc o m p a r e dw i t he a c ho t h e r k e yw o r d s ：c a s c a d e ，c u r r e n t - f e d ，d c - d cc o n v e n e r ，v r m i i 浙江大学硕士学位论文 致谢 致谢 本文是在导师马皓副教授的悉心指导和关怀下完成的。在攻读硕士期间，一直得到马老 师的热情关怀和认真指导。马老师渊博的专业知识，严谨的治学态度，勤奋求实的工作作风， 诲人不倦的高尚师德，朴实无华、平易近人的人格魅力对我影响深远。在本文完稿之际，特 向尊敬的马老师表达最崇高的敬意和最衷心的感谢! 特别感谢周雯琪、许飞、张尧、董亮、刘斌、祁丰、胡磊、郜俊、周伟成、贾凌霄等师 兄师姐给我的指导，不仅热情的回答我的问题，而且还给了我不少启发。感谢实验室张辉、 邓嘉、徐晔、李桢、詹仁雄、郑伟锋、严颖怡、刁智海、孙轩、俞宏霞、季悦、陈雪冰以及 浙江大学与美国国家半导体联合实验室的陈首先、赵一、陈燕、陈娜、朱宁等对我的关心和 支持，能够在这样一个充满温馨、团结向上的团队中学习和工作我深感幸运，实验室的两年 是我一生难：意的美好岁月。感谢所有曾经给予我关心和帮助的老师、朋友和同学! 在即将结束这么多年的学校生活之际，我要感谢我的父母、家人和朋友，你们支持和理 解是我生活和学习上无尽的动力。 黄剑峰 2 0 0 8 年5 月于求是园 第一章绪论 本章首先概述了电压调节模块( v r m ) 的现状和发展趋势，接着介绍了电压调节模块 ( v r m ) 的分类和几种典型拓扑，并对它们进行简单的分析比较，最后概述了本论文的主 要内容。 1 1 电压调节模块( v r m ) 及其发展 随着电子技术的迅速发展，以及各种微处理器、i c 芯片和数字信号处理器的应用越来越 普及。无论是录像机、智能洗衣机、移动电话等家电产品，还是汽车引擎控制，以及数控机 床、导弹精确制导等都要嵌入各类不同的微处理器。微处理器是各种数字化、智能化设备的 核心部件。 诸如此类的微处理器、大规模集成电路等，大多要求在低电压、大电流的状态下工作。 而且，随着芯片集成密度、工作速度的进一步提高，芯片的工作电压将进一步下降，工作电 流将进一步增大。对于这一类特殊负载的供电电源，我们称之为v r m ( v o l t a g er e g u l a t o r m o d u l e s ) ，即电压调节模块n 。 电压调节模块( v r m ) 的发展，基本上是按着它的输入电压变化而发展的：早期的v r m 一直采用5 v 输入；近年来，从能量供给、效率、成本方面考虑，工业界对c p u 供电电源 的输入电压统一在1 2 v 。并且，随着微处理器对供电要求的不断提高，v r m 呈现出了下列 发展趋势： ( 1 ) 工作电压越来越低。现阶段v r m 的输出电压已经由原来的3 3 v 降低到了1 1 v 左右， 未来其输出电压甚至会低于1 y 。 ( 2 ) 电流越来越大。随着微处理器处理数据量的越来越大，v r m 原有的输出功率已经 不能满足它的要求，必定要求v r m 输出电流成倍增加。 ( 3 ) 负载变化率越来越高。在不断处理数据的过程中，微处理器是一个非常动态的负载， 这就要求v r m 具有非常好的动态特性，以满足微处理器的要求。 基于以上原因，现有的5 v 、1 2 v 输入的电压调节模块( v r m ) 已经不能满足新一代微处 理器的要求了，因此把v r m 的输入电压提高到4 8 v 是必然的趋势。这样做能够减小输入电 流从而使得母线损耗减小，有利于效率提高，同时可以大大减小输入滤波器体积。相应的， 采用非隔离式变换器拓扑实现大变比的电压转换不太现实，所以采用隔离式变换器已是必然 3 - 4 1 ，因为原副边的隔离不仅提高了安全性和可靠性，而且可以优化占空比，提高效率和动 l 浙江大学硕上学位论文 第一章绪论 态响应。 1 2 电压调节模块( 删) 的典型拓扑 根据输入电压的不同，v r m 可以分为5 v 、1 2 v 、4 8 v 输入等不同种类；根据输入与输 出之间是否隔离，v r m 又可以分为非隔离型和隔离型两种。目前v r m 采用较多的是1 2 v 输入电压，但是随着微处理器负载电流越来越大，今后分布式电源中将较多的采用4 8 v 母 线电压给v r m 供电。 下面对几种主要的非隔离型和隔离型拓扑进行简要的综述，并且对其主要特点进行简单 介绍。 1 2 1 非隔离型m 电路m 8 1 b u c k 变换器( 图1 1 所示) 是最基本的非隔离型变换器。它具有结构简单、设计容易、 成本低等优点。在低压大电流的应用场合中，为了减少续流二极管的导通损耗，通常会采用 同步整流技术，即采用功率m o s 管来代替续流二极管。 r 图1 1b u c k 变换罱 b u c k 变换器的电压变换率为：肘= 矿v o = d 。从公式可以看出，随着输出电压的不断降低， b u c k 变换器的稳态占空比也越来越小。而过小的占空比会带来一系列的问题：( 1 ) 动态响 应差。特别是当负载减小的时候，已经是较小的占空比无法即时有效适应负载的变小。( 2 ) 热设计困难。( 3 ) 主管关断损耗和同步整流管反向恢复损耗相应增加。( 4 ) 输入输出滤波电 容量变大。 图1 2 所示为多通道的交错并联式b u c k 变换器。 2 浙江大学硕上学位论文 第一章绪论 r 图1 2 多通道交错并联式b u c k 变换器 多通道的交错并联式b u c k 变换器通过n 个通道的b u c k 电路相并联，错开( 3 6 0 n ) k 度相角进行控制，等效工作频率提高了i i 倍。它具有以下优点：( 1 ) 减小了开关管的电流 应力： ( 2 ) 通过各通道输出叠加，有效地减小了电感电流纹波；( 3 ) 具有高的暂态响应特 性。但是它的占空比相对于传统的b u c k 变换器并没有得到改善，因此在v r m 的应用中受 到了限制。 图1 3 所示为抽头电感式b u c k 变换器： 代1 r 图1 3 抽头电感式b u c k 变换罱 抽头电感式b u c k 变换器的电压变换比为：膨= 鲁= i 丽d j 面。通过设计合理的n 值， 就能得到理想的电压变换比。它有效地增加了电路的占空比。但是由于漏感的存在，使得主 m o s 管q l 会承受较高的电压峰值，需要增加无损籍位电路。 图1 4 所示为有源箝位耦合b u c k 变换器： 图1 4 有源箝位耦合b u c k 变换罱 3 浙江大学硕上学位论文 第一章绪论 有源箝位耦合b u c k 变换器电压变换比为：m 。老= d + 生n 。它不仅有效的提高了电路的 占空比，而且通过有源箝位的方法，有效地消除了漏感的影响，减小了主管的应力。但在实 际的电路中，磁件设计复杂，对控制芯片要求较高，籍位电容难以与开关管靠近而使得箝位 效果不佳。 图1 5 所示为耦合绕组b u c k 变换器： 图1 5 耦合绕组b u c k 变换蚤 耦合绕组b u c k 变换器电压变换比为：肘：孚：兰。它是由双通道交错并联b u c k 变换 儿力+ i 器演变而来的，每个通道增加了两个耦合电感。和传统的b u c k 变换器相比，它不仅有效的 提高了占空比，而且有效地减少了开关损耗。但由于采用多绕组耦合，过孔多，磁件复杂， 使得p c b 布线难、附加损耗增加。 除了以上几种变换器外，还有推挽式b u c k 变换器、移相软开关b u c k 变换器等。 1 2 2 隔离型v r m 电路1 川 随着微处理器负载电压越来越低，电流越来越大，今后分布式电源中将较多的采用4 8 v 母线电压给v r m 供电。相应的。采用非隔离型变换器拓扑实现大变比的电压转换是不太现 实的，必须采用隔离型变换器。 1 2 2 1 常用副边拓扑 在低压大电流的情况下，变压器副边的整流管上的损耗是整个变换器中最主要的损耗。 过去采用肖特基二极管、快恢复开关二极管作为输出整流管，其正向压降约为0 4 v o 6 v ， 电流较大时甚至达到l v 。可以想象，当输出电压低于3 v 时，整流管上的损耗与输出功率的 比值将非常大，严重影响变换器的整体效率。所以必须采用同步整流技术，即采用通态损耗 低的功率| 1 0 s 管反接，来代替整流二极管。 4 塑垩奎兰堡圭兰垡垒奎 釜二童丝 _ _ _ - _ - - _ _ _ _ _ _ - i _ - _ - _ _ _ _ - _ - _ _ _ - - _ i _ - _ _ - _ i - - - _ _ _ - - - _ - i _ _ - - _ - _ _ _ _ _ - _ _ _ _ - _ i _ - - _ _ _ _ _ _ - - _ _ _ 。_ 。一 适用于低压大电流输出的变压器副边结构有3 种：半波整流( 正激式) 结构、中心抽头 式结构和倍流整流式结构n 蚴1 。 图1 6 所示为半波整流c i e 激式) 结构。 r 图1 6 半波整流c , - f 激式) 结构 半波整流结构是最传统最成熟的输出级整流结构。它相对于其它两种结构最简单，所以 是常用拓扑。但它的输出滤波电感的工作频率等于开关频率，相应的，所需电感量和滤波电 容容值就比较大；而且，当占空比不为o 5 时，会导致两个整流管电流分配不平均。所以其 在洲中的应用受到了限制。 图1 7 所示为中心抽头式结构。 j j - i 上 、ll 土cl 1 q 孓 、， 一 决 墓一 丁it r 图1 7 中心抽头式结构 中心抽头式结构的输出滤波电感的工作频率是开关频率的两倍，因此，所需电感量和滤 波电容容值明显小于正激式。且在初级开关管的关断时间内，它的两个整流管同时触发导通 并进行续流，在大电流情况下，导通损耗小于正激式。但变压器次级需要两个绕组，在大电 流情况下绕制比较困难，次级损耗也比另外两种结构要大。 图1 8 所示为倍流整流式结构。 5 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 图1 8 倍流整流式结构 在倍流整流式结构中，负载电流被均分到两个滤波电感中，损耗明显减小，而且由于两 个电感纹波电流的相互抵消作用，输出滤波电容的纹波电流明显减小，则其所需的滤波电感 值也可以被极大地减小。相对于中心抽头式，变压器次级只需一个绕组，这有利于变压器的 绕制，而且损耗也较小。但因它需要两个输出滤波电感，所以体积上相对要大一些，而且有 相对较多的连结端。但可以利用磁集成技术，使两个输出滤波电感和变压器都集中绕制在同 一个磁芯当中。 综上所述，以上三种副边整流结构各有优缺点。一般来说，倍流整流式结构是最适合应 用于低压大电流输出的。 1 2 2 2 常用原边拓扑 常见的隔离型d c d c 变换器原边拓扑有正激、反激、推挽、半桥、全桥等。其中反激式 变换器并不适合低压大电流的要求，因为它的输出纹波大，变压器漏感会引起较大的电压尖 峰，功率比较低，变换器效率也不高。 一般来说，对称的原边拓扑都可以和倍流整流式相结合，应用于低压大电流输出。而原 边如果采用非对称控制，整流器的损耗会比对称控制下的大n 钔。所以，不对称半桥和正激拓 扑也不太适合低压大电流输出时应用h “钔。 1 2 2 3 常用拓扑 经过优选，可以选定适合于低压大电流的几种拓扑结构：原边正激式与副边正激式的 组合，如有源筘位正激变换器；推挽式与倍流整流式的组合；桥式与倍流整流式的组合 等等。下面简单介绍一下几种常用的拓扑。 6 浙江大学硕上学位论文 第一章绪论 图1 9 所示为有源箝位正激变换器： 0 2 l q 3 图1 9 有源箝位正激变换罱 前面分析过，正激变换器由于原边采用不对称控制，所以副边整流管的损耗会比较大。 但它也有一些优点：1 可工作于占空比大于o 5 的情况下，这样变压器的匝比就能做得大一 些，由此减小初级电流，从而减小初级导通损耗；2 若变压器的漏感足够大，可实现主开关 管的z v t ，开通损耗小；3 变压器的磁复位由有源箝位实现，无损。它的缺点是：负载突变 时变压器容易饱和，动态响应差，且需较大磁芯。 图1 1 0 所示为推挽变换器： v i h j d “+ j 一 1 l 1 图1 1 0 推挽变换罱 推挽变换器存在一个最大的问题是当原边开关管关断时，变压器的漏感会产生很大的尖 峰电压加在开关管两端，会造成很大的关断损耗。同时，为了防止开关管损坏，必须选取耐 压更高的管子，这就意味着更大的导通电阻，会造成更大的导通损耗。虽然可以通过增加缓 冲电路来抑制电压尖峰，但这无疑会增加电路的复杂度或影响其效率，所以推挽变换器不太 适合应用于低压大电流输出。 为了克服传统的推挽变换器的漏感问题，有人提出了一种推挽正激拓扑，如图1 1 1 所示： 7 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 i - 1 图1 1 1 推挽正激变换器 它有三种工作模式：当q 1 、q 2 都不导通时，电源电压v l n 通过n p l 、c ，、n p 2 形成换路， 为c 。充电，变压器原边绕组短路，副边的整流器处于续流状态；当q l 导通时，电源电压 v 玳通过绕组n p l 传输能量，箝位电容c 。通过绕组n p 2 传输能量；当q 2 导通时，电源电压 v 玳通过绕组n p 2 传输能量，箝位电容c 。通过绕组n p l 传输能量。 相对于传统的推挽变换器，它有三个好处：1 由于箝位电容c 。的作用，原边开关管的电 压应力被限制在2 v 附上，与此同时，原边开关管的电流保持不变，所以开关损耗减少了。 2 由于初级2 个绕组分享了原边电流，所以绕组电流有效值降低了，绕组导通损耗也随之降 低。3 由于输入电流是连续的，所以输入电流有效值和导通损耗降低了，输入滤波器的体积 也可以大大减小。它的缺点是，对开关管耐压要求相对较高( 2v 饿) ；变压器需要2 个初级 绕组，制作相对复杂。 在此基础上，又有人提出了一种改进型推挽正激拓扑，将内置输入滤波器的概念引入到 了推挽正激变换器中。这一拓扑比推挽正激拓扑多了一个箝位电容和两个原边绕组，如图 1 1 2 所示： v m f 图1 1 2 内置输入滤波器推挽正激变换嚣 该变换器的开关电流和绕组电流与推挽正激变换器中的相同，但输入电流却几乎是平坦 8 浙江大学硕士学位论文 第一章绪论 的。这是因为输入电流同时流过2 个绕组，而且两者的纹波相互抵消，所以输入滤波器的尺 寸可以大大减小，而且可以和变换器中的其他磁元件集成在一起，使变换器的效率得到大的 提高。 图1 1 3 所示为对称半桥变换器： l 一： j 岩 l 1 图1 1 3 对称半桥变换器 它的优点在于：1 与有源箝位拓扑相比，在负载突变时，变压器不会饱和，因而动态响 应很好，且可选择较小的磁芯：2 与推挽正激拓扑相比，只需一个初级绕组，对初级开关管 的耐压要求也相对较低。它的缺点是：因为变压器的初级电压只有v 珊2 ，所以在占空比d 一定的情况下，变压器的匝比就不能做得太大，结果会导致原边电流增大，因而会增大初级 的导通损耗。 图1 1 4 所示为移相全桥变换器： - j 岩拇 l 1 图1 1 4 移相全桥变换罱 由于全桥变换器初级的两个桥臂是由4 个开关管组成的，所以开关数目最多，这必然导 致导通损耗的增大。从控制角度来看，它的控制也相对最为复杂。但应指出的是，因它初级 的4 个开关管都能实现软开关，所以开关损耗相对较小，因此在频率很高的变流器中，移相 全桥变换器可能是较好的选择。 9 浙江大学硕：学位论文 第一章绪论 除了以上介绍的常用拓扑外，还有一些不太常用，或尚未广泛应用的拓扑，如l l c 谐 振式、b u c k 与半桥级联式等等，以及本篇论文将要介绍的一一b u c k 与推挽级联式流馈 d c d c 变换器。 1 3v r b l 涉及的相关技术心妇 随着v r m 向着高功率密度、高效率的发展趋势越来越明显，v r m 设计所涉及的技术越 来越多了，如图1 1 3 所示，包括：电路拓扑( t o p o l o g i e s ) 、高开关频率( h i g hf r e q u e n c y ) 、 磁设计( m a g n e t i c s ) 、软开关技术( s o f i s w i t c h i n g ) 、同步整流技术( s y n c h r o n o u s r e c t i f i c a t i o n ) 、并联技术( p a r a l l e l i n gt e c h n i q u e s ) 、热处理技术( t h e r m a lm a n a g e m e n t & p a c k a g i n g ) 、电磁兼容技术( e m im i n i m i z a t i o n ) 等，因此v r m 的设计，是一个综合性技 术。 图1 1 3 删设计相关技术 1 4 本论文的主要研究内容 综上所述，随着新一代微处理器的工作电压越来越低，工作电流越来越大，负载变化率 越来越高，对于电压调节模块( 蝴) 提出了前所未有的挑战。现有的5 v 、1 2 v 输入的v r m 已经不能满足新一代微处理器的要求了，因此把v r m 的输入电压提高到4 8 v 是必然的趋势， 这样做能够减小输入电流从而使得母线损耗减小，有利于效率提高，同时可以大大减小输入 滤波器体积。 本课题在详细研究了v r m 的发展现状和未来发展趋势的基础上，对于b u c k 与推挽级 联式流馈型d c d c 变换器进行了深入研究。它具有适合宽输入电压范围、效率高、功率密 度高、易于实现多路输出等优点。接着，具体分析了级联式流馈推挽d c i ) c 变换器的原理、 工作过程、存在的缺陷以及解决的方法；分别介绍了b u c k 与推挽级联式流馈d c d c 变换 1 0 浙江大学硕十学位论文 第一章绪论 器、双通道交错并联型b u c k 与推挽级联式流馈d c d c 变换器及其控制回路的建模和设计 方法，并给出设计实例。最后，给出了用这两种拓扑结构制作的两台4 8 v 输入、3 3 v 1 0 a 输出的样机的实验结果，并对两者进行了一定的比较，以验证设计的有效性。 浙江大学硕士学位论文第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原 理分析 2 1 主电路拓扑分析1 b u c k 与推挽级联式压馈型d c d c 变换器如图2 1 所示。 它是由一级b u c k 电路和一级推挽电路级联组成的。其中推挽环节两个开关管的占空比 各是百分之五十左右，相当于是一直导通的，而电压调节主要靠b u c k 环节来实现。理想情 况下，输出电压为： 2 糕 其中d 为b u c k 环节主m o s 管的占空比，以j 为推挽变压器的电压变比。 这是一种非常适合于宽输入电压范围的拓扑。因为有前级b u c k 电路的调压作用，使得 在一定输入电压范围内，推挽环节的输入电压几乎保持不变。同时这也便于实现变压器、副 边同步整流器的优化设计。这种拓扑由于变压器的输入端接的是一个电容，相当于是电压源 输入，所以又称为压馈推挽结构。 由于推挽环节两个开关管占空比各是百分之五十左右，相当于是一直导通的，所以可以 把原边的电容和副边的电感去掉，相当于把2 个l c 环节简化为1 个l c 环节，如图2 2 所示。 这样做可以简化电路结构，提高效率和动态响应，尤其是在低压大电流输出的情况下，副边 的电感需要用较粗的导线或者铜皮绕制，制作比较困难，而且体积比较大，采用简化后的拓 扑可以有效减小电路板的面积，提高功率密度，而且更容易实现多路输出。这种拓扑由于变 浙江大学硕上学位论文第一二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 压器的输入端接的是一个电感，相当于是电流源输入，所以又称为流馈推挽结构。 图2 2 级联式流馈推挽变换器 除此之外，流馈推挽结构还有以下几个主要优点：一是推挽环节两个开关管的电压应力 等于2 。勉，副边的两个整流管的电压应力等于2 。都与输入电压无关。这样，在选 取元器件的时候就能更加优化。二是由于在任何负载和母线状况下，两个整流管始终平分负 载电流，导通损耗较小。三是由于有前置b u c k 环节的调压作用，适合于宽输入电压范围。 2 2 工作过程分析 级联式流馈推挽d c d c 变换器的工作过程中的主要波形如图2 3 所示： itt 1 l；il- l - t _ l i- 一 i t 一j 1 t i _ 一 zu i 广 i+ j r p 。一 r卜 kkkt kkbkk ，k 图2 3 级联式流馈推挽变换器主要波形图 1 3 瓯 岛 岛 皿 b h 浙江大学硕士学位论文第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 下面具体分析一下级联式流馈推挽变换器的工作过程。 假定t o 之前，q 、q 4 导通，b u c k 环节处于续流状态，通过推挽环节的q t 支路向副边输送 能量，电感电流i 。线性下降；副边d 3 导通。等效电路图如图2 4 所示。 l i 。：一gl ov o u t 圈2 4t 作阶段0 【t o 之前】 t o t t ：t o 时刻，岛导通，推挽环节进入共同导通时间，两个支路平分电感电流i t ， = o v ；q 2 继续续流，但由于电感上几乎没有压降，所以电感电流i 。几乎保持不变；原副边之 间没有能量传递，输出电流由输出电容c 提供。等效电路图如图2 5 所示。 l l 一 图2 5t 作阶段1 【t 一t ，】 t - 一t z ：t t 时刻，q 关断，电感电流i 。通过q 的寄生二极管继续续流。输出电流由输出 电容c ，提供。等效电路图如图2 6 所示。 i l i s ：胃5 v o u t = 图2 6 工作阶段2i t - - t z 】 t 。一t s ：t z 时刻，q - 导通，由于= 0 v ，电源电压完全加在b u c k 环节的电感上，电 感电流i 。迅速线性上升。输出电流由输出电容c ，提供。等效电路图如图2 7 所示。 1 4 浙江大学硕士学位论文第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 l l v o u t = ： 图2 7 工作阶段3 【t ：- - 1 ：。】 t 。一t t ：t 。时刻，q 4 关断，电感电流i 。全部通过儡，电压重新建立，踟= 。 通 过推挽环节的q 3 支路向副边输送能量，电感两端压降为( k 。一) ，电感电流i 。线性上升； 副边导通。等效电路图如图2 8 所示。 图2 8 工作阶段4i t s t 】 t 一t s ：t 。时刻，q ，关断，电感电流i t 通过q 的寄生二极管续流。电感电流i 。线性下降。 副边继续导通。等效电路图如图2 9 所示。 圈2 1 0 工作阶段6i t 。一t 】 1 5 浙江大学硕士学位论文第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 t 。一t ，：t 。时刻，q 4 导通，推挽环节进入共同导通时间，两个支路平分电感电流i 。， = 0 v ：如继续续流，但由于电感上几乎没有压降，所以电感电流i 。几乎保持不变；原副边之 间没有能量传递，输出电流由输出电容c 。提供。等效电路图如图2 1 1 所示。 i l r y - y 1曩口：l i p ：并g ：h 8 v 0 u t 图2 1 1 工作阶段7 【t 一t ，】 t t t 。：t t 时刻，q 关断，电感电流i 。通过q 的寄生二极管继续续流：输出电流由输出 电容c 。提供。等效电路图如图2 1 2 所示。 l l r 7 y 、 胃口：i p ：葺s ：胃g v 0 u t = = 图2 1 2 工作阶段8 【t 7 - - t 。】 t 。一t 。：t 。时刻，q 。导通，由于f p r = 0 v ，电源电压k 。加在b u c k 环节的电感上，电感电 流i t 迅速线性上升。输出电流由输出电容c ，提供。等效电路图如图2 1 3 所示。 i l v i nq 1 r r y 勋：i p ：1 1 9 ：1 1 s v o u t = 图2 1 3t 作阶段9 【t 一t 】 t 9 一t i o t 9 时刻，鹞关断，电感电流i 。全部通过q t ，电压重新建立，脚= 。甩，通 过推挽环节的q 4 支路向副边输送能量。电感两端压降为( 一踟) ，电感电流i 。线性上升； 副边d 3 导通。等效电路图如图2 1 4 所示。 1 6 浙江大学硕上学位论文第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 i l l o- v o u t 图2 1 4 工作阶段1 0 【t 。一t 。】 t m t n ：t 。时刻，q 。关断，电感电流i 。通过q 2 的寄生二极管续流。电感电流i 。线性下 降。副边d 3 继续导通。等效电路图如图2 1 5 所示。 j l 。 i ov o u t 图2 1 5 工作阶段1 1 【t ”一t 】 t 一t 。：t 。时刻，如导通，电感电流i 。通过q 续流。副边d 。继续导通。等效电路图如 图2 1 6 所示。 i ov o u t 图2 1 6 工作阶段1 2 【t 一t - 。】 至此完成了一个周期的开关动作，其中推挽环节运行了一个周期；而b u c k 环节运行了 两个周期。 从以上分析中也可以看出，电路简化的同时会引入新的问题，最主要的就是输出电容的 e s i 造成的输出电压尖刺问题。 因为在q 3 、q 4 的共同导通时间内，y n = 0 v ，变压器原副边之间是没有能量传递的，再 1 7 浙江大学硕士学位论文 第二章级联式流馈推挽d c d c 交换器的原理分析 加上副边没有输出电感的续流作用，此时的输出电压完全由输出电容来维持，这时，输出电 容的e s r 就会产生一定的压降，造成输出电压的大幅跌落。这种现象在低压大电流输出时更 加明显。 针对这个问题，可以从两个方面着手改善，一是通过调节各个开关管的驱动波形，使得 推挽环节的共同导通时间在允许范围内尽可能小，二是通过多个电容并联的方法来减少 e s r ，以改善输出波形的质量。 2 3 双通道交错并联型b u c k 与推挽级联式流馈d c d c 变换器 及其工作过程分析m 1 前面提到过，v r m 的一个重要发展趋势是负载变化率越来越高，这就要求v r m 有非常好 的动态特性。通常我们用负载突变时变换器的电流变化率来衡量其动态特性。对于b u c k 电 路而言，影响其电流变化率的最重要的因素在于它的滤波电感。当负载突变时，由于输出电 感的存在，阻碍了电源到负载的能量传输，而只能靠输出电容来提供或者吸收能量，从而造 成过渡过程中输出电压偏离允许的范围。而如果我们通过减小电感量来获得高的电流变化 率，则会造成稳态时的纹波电流增大。 提高电流变化率的一个重要技术是交错并联。它主要有3 个优点： ( 1 ) 减小开关电流 应力；( 2 ) 通过各通道输出叠加，有效地减小了输出电流纹波；( 3 ) 具有高的暂态响应特 性，这是因为一方面n 个通道交错并联，相当于频率翻了n 倍，响应速度是单通道的n 倍， 另一方面，因为电流纹波较小，所以可以采用较小的电感，进一步提高动态响应特性。 在级联式流馈推挽拓扑中，我们也可以引入交错并联的技术，即采用双通道交错并联型 b u c k 与推挽级联式的拓扑，如图2 1 7 所示： 卜 b 图2 1 7 双通道交错并联型b u c k 与推挽级联式流馈d c 变换嚣 双通道交错并联型b u c k 与推挽级联式流馈d c d c 变换器的主要驱动电压和电感电流波 1 8 浙江大学硕上学位论文第二章级联式流馈推挽d c d c 变换器的原理分析 形如图2 1 8 所示： q ， 岛 岛 q l 1 ； ： t ll ； i ；： 厂l i i ： i ；l- i ： 7 t 0 广广下： 、jo k - 卜 一 l ： t ll i l l _ i t ： ：。i ： l 。j 1 。，j 。1 1 ，j 1 j 。j i ，j _ l l li kkk lkkb 毛k i 。 k “ k 图2 1 8 双通道交错并联型b u c k 与推挽级联式流馈d e d e 变换器的主要波形 其中q l 、q 3 波形为两路b u c k 电路的主m o s 管的驱动波形，它们是交错并联的，彼此之 间错开1 8 0 度。i 、i 也分别为2 路b u c k 的电感电流，i 。是b u c k 环节的输出电流，它相当 于i u 、i l z 之和。由图中可以看出，2 路b u c k 的电流纹波相互抵消，使得输出电流的纹波大 大减小。 q 5 、q 6 为推挽环节的2 路驱动波形，它们是互补的占空比约为5 0 的两路信号。可以 看出，在两路b u c k 电路的主m o s 管驱动信号的每一个上升沿，q 5 、q 6 之间都实现一次换路。 之所以这么设置，是因为在两路b u c k 驱动信号的上升沿时，b u c k 环节的输出电流最小。 1 9 浙江人学硕士学位论文第三章级联式流馈推挽d c d c 变换器的设计 第三章级联式流馈推挽d c d c 变换器的设 计订 3 1b u c k 与推挽级联式流馈d c d c 变换器的设计 电路主要指标如下： 1 输入直流电压的范围：3 6 v 7 2 v ，额定电压4 8 v 2 输出直流电压：3 3 v 3 输出电流：0 - - - ，1 0 a 4 输出电压纹波：1 0 0 m v 5 工作频率：2 5 0 k h z 3 1 1 主电路参数设计亿伽 首先确定变压器的变比。 令输入电压为4 8 v 时b u c k 环节主m o s 管占空比为0 5 ，则b u c k 环节输出电压约为2 4 v ， 又因为输出电压为3 3 v ，且推挽环节是一直导通的，所以变压器的变比应取为： 丝：丝：7 2 7 = 一= ， 札 3 3 取整数二二旦= 8 。 n s 则额定输入电压( 4 8 v ) 时b u c k 环节稳态占空比d 约为： d ：3 3 x n p n s ：o 5 5d = = o 5 5 4 8 在设计b u c k 环节的电感的时候，为了减少电感的磁芯损耗，应确保电感电流的纹波峰 峰值的最大值不超过电感电流有效值的1 0 。 当输入电压最大( = 7 2 v ) 的时候，电感电流的纹波峰峰值最大，此时的占空比为： 珑钿：3 3 x n p n s ：0 3 7叱= _ f = 0 3 7 由于满载时输出电流厶为1 0 a ，换算到变压器原边，b u c k 环节的输出电流有效值，即电 浙江大学硕士学位论文 第三章级联式流馈推挽d c d c 变换器的设计 感电流有效值五为： 根据： ，：j l ：1 2 5 a n ，| ns v t n 厶- v 乞x d t = 半x d t = 0 1 t 其中厶为最小电感量( h ) 。 三，：z , , , - v o ”, n , , n sx d t - 7 2 v - 3 3 v x 8 o 3 7 x 4 1 0 巧s ：5 4 0 “h 0 1 i ，0 1 1 2 5 a 所以电感取5 4 0 1 a h 。 至于输出电容，前面分析过，由于其e s r 会引起输出电压周期性的电压尖刺，所以尽量 选用e s r 小一些的电容。这里采用多个钽电容和多个瓷片电容并联作为输出电容。因为瓷片 电容的e s r 非常小，但一般容值也比较小，而钽电容的e s r 和容值都相对大一些，采用两者 并联既可以达到良好的滤波效果，又可以尽量的减少e s r 。 3 1 2 控制芯片l m s 0 4 1 及有关参数设计阻1 l m 5 0 4 1 是一款专为级联式d c d c 变换器设计的控制芯片，由美国国家半导体公司生产。 它可以输出4 路驱动信号，同时驱动b u c k 环节的2 个m o s 管和推挽环节的2 个m o s 管，并 且可以为推挽环节的两路驱动信号设置一定的死区时间( 对于压馈推挽) 或共同导通时间( 对 于流馈推挽) 。l 9 5 0 4 1 内部含有启动电压调节模块，可以接受的安全输入电压范围在1 5 v 到 i o o v 之间，适合于宽输入电压范围时应用。它采用电流峰值模式控制，并且提供了两种过 流保护模式。此外，该芯片还具有欠压保护、过热保护、p w m 斜率补偿等功能。l m 5 0 4 1 的内 部功能框图和典型应用电路如图3 1 、图3 2 所示： 2 l 浙江大学硕士学位论文第三章级联式流馈推挽d c d c 变换器的设计 颤鬻，- 瞄 s h 带i 留db r o c k 饼口陷m - - 。_ w 糖耀5 l q l 龇黼一 一一 鬯。| 南h 。抵 眩 1 i 甲v i l 。篡丝 l 掣 ，c “ i岬l 鹂 p 啪i 髓雌鳓 l 托r 玎b 护r k1 u 0 臼c 罨一 譬苗 i 一士 扩甲 l h 删转引t d 洲 一 t i ii 崮= 目蒌峰 图3 1u 屋5 舛l 内部功能框图嗍 圈3 2u 咀5 舛l 典型应用电路叭嘲 其中推挽环节可以直接由l h 5 0 4 1 驱动，而b u c k 环节需要通过一个具有自举功能的驱动 芯片，如l h 5 1 0 1 等来驱动。 浙江大学硕士学位论文 第三章级联式流馈推挽d c d c 变换器的设计 此外，l m 5 0 4 1 还可以应用于其他的级联式变换器，如b u c k 与半桥级联式、b u c k 与全桥 级联式等。 下面介绍该芯片的功能以及在本项目中的有关参数设计： v i n 引脚直接接输入电源，再通过电阻r l 、组成的分压网络接到u v l 0 引脚。u v l o 为 欠压保护引脚，电压阈值为2 5 v 。当u v l 0 引脚上的电压达到2 5 v 时，芯片开始启动，同 时芯片内部一个2 0 衅的电流源也开始工作，向u v l 0 引脚提供电流，该电流流经r z ，使得 n l 0 引脚上的电压略微的提高( 2 5 v ) 。这样就提供了一定的滞回功能，防止由于外界的 干扰信号而导致芯片的误关断。在本项目中，为确保当输入电压高于3 6 v 时芯片开通，低于 3 4 v 时关闭，即滞同电压。- - - - 2 v ，可得： 尼：监：旦：1 0 0 1 d l 1 2 0 衅2 0 p a 见：兰：! 兰墨：2 5 v x 1 0 0 1 d l 7 4 6 m 。( ) m i 。一2 5 v 3 6 v - 2 5 v r t 引脚通过电阻r t 接地，用于设置芯片振荡器频率( 2 5 0 k h z ) ： 岛：等掣q=20彻82 。 lx 1 0 1 。 其中b u c k 环节驱动信号的频率和振荡器频率一样，而推挽环节驱动信号的频率为振 荡器频率五的一半。 t i m e 引脚用于设置推挽驱动信号的死区共同导通时间。如果它通过电阻尼耵接地，提 供共同导通时间细；如果它通过电阻脑接r e f 引脚，则提供死区时间细。推荐厮取值范 围为1 0 m 1 0 0 1 d ) 。 t o t = 3 6 6 x 姑+ 7 t o t = 3 6 9 x k + 2 1 其中脑单位为l d ) ，细和细单位为n s 。 本项目中设置共同导通时间为6 7 n s ，即t i m e 引脚通过1 6 5 k q 电阻接地。 c s 为电流采样信号输入引脚，且可以提供过流保护功能。当c s 引脚的电压超过0 5 v 时，将提供逐周期的过流保护；当c s 引脚的电压超过o 6 v 时，软启动电容将被完全放电， 随后芯片将会重新启动。可通过电流互感器采集电流信号，经过r c 滤波以后送入c s 引脚， 如图3 3 所示： 浙江大学硕士学位论文第三章级联式流馈推挽d c d c 变换器的设计 图3 3 电流采样网络 其中r 舳为复位电阻，用于完成电流互感器的磁芯复位，这里取1 0 i q ；m c s 为采样电阻； r f 、c f 为滤波环节，主要滤除高频干扰。电流互感器和采样电阻的设计见3 1 3 3 。 v c c 为启动电压调节模块输出引脚，可通过o 1 心l o 心电容接地，芯片正常工作时该引 脚电压为9 v 左右，可以作为电路启动过程中的辅助电源。但是大多数情况下，v c c 引脚还 需要外接辅助电源，因为l m 5 0 4 1 一般提供不了足够大的电流。外接的辅助电源必须高于 9 3 v ，以关断启动电压调节模块，减少控制芯片的功率损耗。 s s 为软启动引脚，该点电压与b u c k 环节主m o s 管的驱动信号的最大占空比成正比。可 通过一定电容( 如0 1 心) 接地。当芯片启动时，内部一个1 0 衅的电流源给该电容充电， 使得s s 引脚电压缓慢上升。正常工作时该引脚电压为0 4 5 v 0 5 v 。 r e f 为5 v 参考电压输出引脚，同样应通过一定电容( 如0 1 心) 接地。 f b 、c o m p 分别为芯片内部误差放大器的反向输入