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发电
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光伏发电系统,发电,系统
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I TITITITI 杯杯杯杯（四川赛区四川赛区四川赛区四川赛区，陕西赛区陕西赛区陕西赛区陕西赛区，湖北赛区湖北赛区湖北赛区湖北赛区，江苏赛区江苏赛区江苏赛区江苏赛区） 2009200920092009 年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集年全国大学生电子设计竞赛优秀作品选集 德州仪器半导体技术德州仪器半导体技术德州仪器半导体技术德州仪器半导体技术（上海上海上海上海）有限公司大学计划部有限公司大学计划部有限公司大学计划部有限公司大学计划部 2009200920092009- - - -12121212- - - -8 8 8 8 II 光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置 全国一等奖全国一等奖全国一等奖全国一等奖 西安电子科技大学西安电子科技大学西安电子科技大学西安电子科技大学 刘东林刘东林刘东林刘东林 何昊何昊何昊何昊 郭世忠郭世忠郭世忠郭世忠 摘要摘要摘要摘要 本设计利用锁相环倍频、 比较器过零触发和单片机 DA 产生与输入信号同频同相且幅值可控的正弦波 ，作为 DC-AC 电路的输入参考信号，其中 DC-AC 电路采用 D 类功放中自激反馈模型，利用负反馈的自激振荡产生 SPWM 波，实现了输出波形的内环控制。单片机实时采集入口电压电流并计算，实现最大功率点的跟踪，完成了题目的要求。在 30 欧额定负载下，实测效率高达 89%，失真度极低。频率相位均能实现小于 1 秒的快速跟踪，跟踪后相差小于0.9 度，且具有欠压、过流保护及自恢复功能。 关键词：锁相环；DC-AC；MPPT 一、 方案论证与比较 DCDCDCDC- - - -ACACACAC 逆变方案比较逆变方案比较逆变方案比较逆变方案比较： 方案一：用 DSP 或 FPGA 产生 SPWM 信号驱动半桥或全桥式 DC-AC 变换器，经输出LC 滤波后得到逆变信号。此方案的缺点在于 SPWM 控制为开环，在功率电源和负载变化时难以保证波形的失真度满足题目要求。 方案二： 采用 D 类功放中自振荡式模型的逆变拓扑， 利用负反馈的高频自激产生所需的 PWM 开关信号。此方案为闭环系统，在功率电源和负载变化时波形基本无失真，且硬件电路简单。因此本设计采用了方案二。 锁相锁频方案比较锁相锁频方案比较锁相锁频方案比较锁相锁频方案比较： 方案一：用高速 A/D 实时采集正弦参考信号 Uref 和输出电压的反馈信号，两者进行比较，利用滞环比较控制算法控制主电路产生 PWM 驱动信号，从而实现波形跟踪。此方案对单片机和 A/D 的速度要求均比较高，系统软件开销很大。 方案二：利用锁相环的锁相锁频功能，将参考信号倍频，产生与其同步的时钟，以此时钟调整输入与输出的频相关系。此方案完全由硬件电路实现，简单方便，因此本设计采用方案二。 最大功率点跟踪方案比较最大功率点跟踪方案比较最大功率点跟踪方案比较最大功率点跟踪方案比较： 方案一： 采用经典 MPPT 算法， 对光伏阵列的输出电压电流连续采样， 寻找/dP dU为零的点，即为最大功率点。 方案二：使用模糊逻辑控制(Fuzzy Logic Control)等现代 MPPT 跟踪方法。这类算法的优点是对于非线性的光伏发电系统能够取得良好的控制效果， 但控制方法复杂， 系统开销很大，故未采用此方案。 图图图图 1 1 1 1 原理框图原理框图原理框图原理框图 III 在实际制作中， 我们选用 CD4046 锁相环芯片， 功率 MOS 管 IRF540 等性价比较高的器件， 采用基于 MSP430F169 单片机的经典控制算法， 较为出色地完成了各项指标要求。 理论分析与参数计算理论分析与参数计算理论分析与参数计算理论分析与参数计算 1.频率跟踪电路设计： 图图图图 2 2 2 2 锁相环电路框图锁相环电路框图锁相环电路框图锁相环电路框图 利用锁相环 CD4046 可以实现输入信号的倍频和同步，输入频率 45-55Hz，经 256倍频后为 11.52KHz-14.08KHz 信号，送给单片机作为系统同步的时钟。单片机用 DDS原理产生幅度可调的正弦信号， 此时钟作为 D/A 输出的时钟， 即可追踪输入信号的相位和频率。此正弦信号送给本设计中自闭环的 DC-AC 逆变器作为输入， 输出电压就可以与参考输入 Uref 同频同相。为保证快速锁定，需要调整 R1、R2、C1 的值使锁相环中心频率稳定在 50Hz。 2.MPPT 最大功率点跟踪的实现： 本设计采用 MSP430F169 单片机，它有两路 D/A、8 路 A/D，可以轻松地实现连续的电压电流采集。单片机由此数据计算出实时功率后根据 MPPT 算法自动调整，当/0dP dU 时通过增加系统的输入阻抗增加实际得到的输入电压 U 以提高功率，反之则降低 U，最终达到/0dP dU =的最大功率点跟踪。 3.提高效率方法： 开关电源电路设计中的主要损耗包括： 场效应管的导通电阻损耗和开关损耗； 滤波电路中电感和电容的损耗。综合考虑成本和性能，本电路选用了 IRF540，其导通电阻仅为 77 毫欧，输入结电容为 1700pF。在带载额定电流 1A 时，全桥的静态功耗24*0.308ononPIRW=。由于滤波电感和电容工作在高频下，起储能释能作用，因此电感要尽量减小内阻，并保留 1mm 磁隙防止饱和，电容则要选取等效串联电阻 ESR较小的高频低阻类型， 以减小在电容上产生的功率损耗。 本作品中所用的电感线圈为多股漆包线并绕以减小高频下导线集肤效应带来的损耗， 并使用铁氧体材料的磁芯以减小其磁滞损耗。电容则选用聚丙烯电容，它具有较好的高频特性、稳定性和较小的损耗。 4.滤波参数设计： 滤波电感使用直径 36mm 磁罐，加 1mm 磁隙，用 0.4mm 漆包线 5 股并绕 20 匝，实测电感为 200uH 左右；为减小通带衰减，取截止频率为 5kHz,百百倍于基频，得 C=4.7uF。为进一步减小正弦波谐波分量，又用 60uH 铁粉环电感与 0.68uF 电容进行了二次滤波，最终效果比较理想。 二、 电路与程序设计 IV 1.DC-AC 电路 图图图图 5 5 5 5 自振荡逆变器框图自振荡逆变器框图自振荡逆变器框图自振荡逆变器框图 DC-AC 逆变器由自振荡原理的 D 类功率放大器构成，利用负反馈的高频自激，产生幅度较弱的高频振荡叠加在工频信号上，经过比较器产生高频 SPWM 开关信号通过浮栅驱动器驱动 MOS 管半桥。 图图图图 6 DC6 DC6 DC6 DC- - - -ACACACAC 逆变器电路图逆变器电路图逆变器电路图逆变器电路图 由于负反馈在工频上是稳定的， 因此输出的信号的放大倍数由 R2 与 R4 的分压比决定，而自振荡（产生的 SPWM）频率可通过微调补偿网络中的电阻、电容值来调整,实际中综合考虑损耗和滤波电路的设计,选定频率约为 28KHz 左右，保证输出电压在功率电源 HVDC 范围内，比例放大系数选为 12。 这种逆变器自身闭环， 整个电路只使用一个比较器， 可以根据负载的变化自动调整 SPWM的占空比，使输入输出电压始终成比例关系。 在 本 设 计 中 ， 使 用 两 个 上 述 的 自 振 荡 逆 变 器 构 成 平 衡 桥 式(Balanced Transformer Less)DC-AC 变换器，以 LM393 作逆变的比较器，配合自带死区的 IR21094 浮栅驱动器驱动 IRF540 功率 NMOS 管， 获得了较高的效率和极低的失真度。 V 2.过流保护及自恢复电路 图图图图 7 7 7 7 过流保护电路过流保护电路过流保护电路过流保护电路 电流 I 在采样电阻上产生的电压经过 LM358 放大 10 倍后与参考电压比较，超过则输出低电平，C7 经过二极管迅速放电，使#SD 信号被拉低，浮栅驱动器输出被关闭，向单片机报警。同时 I 变小，运放 1 脚（如图 7）输出高电平，+5V 经过 R17 对 C7 充电，经过一段时间达到浮栅驱动器的高电平门限时， 再次打开场效应管。 这样可以保证过流时迅速关断输出，关闭一段时间后自行试探，在故障消除后可自动恢复。 3.欠压报警指示，实时显示当前入口处dU电压： 欠压时 MPPT 算法将自动使输出为零，功率最小。单片机实时采集dU电压后在液晶上显示，小于 25V 时报警。 4.控制电路与控制程序 在功率电源入口处用 470K:20K 金属膜电阻分压到合适电压后进行电压采样，电流则由40毫欧电阻高端采样后经隔离差动放大器HCPL7800放大后再由仪表放大器AD620转换成单端电压，送给 A/D 采样，其中 HCPL7800 和 AD620 带有 48 倍的增益，将电压放大到 2V 左右，保证采样电流有足够的精度。 功率最大时有 /()/0dP dUd UIdUIdUdU=+=，可得UdIIdU= ，令 ( (1)( )IUdIU I kI k =+, ( ( )(1)UIdUI U kU k= =+，则当IU = 时认为达到最大功率点。 VI 图图图图 8 8 8 8 经典控制算法流程经典控制算法流程经典控制算法流程经典控制算法流程 三、测试仪器 数字示波器 TDS1002 ；4 位半数字万用表 VC9807A+ ；20M 数字信号源 RIGOL DG1022；双路可跟踪直流稳定电源 HY1711； 四、测试方法与数据、结果分析 测试框图： 图图图图 9 9 9 9 测试流程测试流程测试流程测试流程 测试方法测试方法测试方法测试方法： 1.最大功率点跟踪功能：在 60V 输入电压情况下，根据表 1 改变SR与LR（30-36 欧） ，记录电压表 2 与电压表 1 的示数。 2.频率相位跟踪功能：根据表 2 改变输入信号 Uref 从 45Hz 至 55Hz 步进，从示波器观察频率跟踪的速度和输出电压的频率，以及两者的相位差，记录在表 2 中。 3.效率：额定SR=LR=30 欧时，记录电压表 1、2，电流表 1、2 的示数，效率 /ooiiUIUI。 4.失真度：用示波器 FFT 观察显示波形，记录基波和各次谐波的幅度。 测试数据测试数据测试数据测试数据： VII 1 1 1 1、 RS （） RL （） US （V） dU（V） 偏差(v) 30 30 60 30.1 0.1 30 35.1 60 30.12 0.12 35.1 30 60 30.16 0.16 35.1 35.1 60 30.18 0.18 表表表表 1 1 1 1 最大功率点跟踪最大功率点跟踪最大功率点跟踪最大功率点跟踪 2 2 2 2、 REFf Ff 相差（度） 45 44.99 0.9 47 47 0.9 50 50 0.9 52 52 0.9 55 55 0.9 表表表表 2 2 2 2 频率相位跟踪频率相位跟踪频率相位跟踪频率相位跟踪 3 3 3 3、 dU （V） Id （A） UO （V） IO （A） 30.12 1.03 13.81 2.02 表表表表 3 DC3 DC3 DC3 DC- - - -ACACACAC 变换器效率变换器效率变换器效率变换器效率 计算效率得 ：100%100%89.9193%oooinininPUIPUI= 4 4 4 4、 输出过流保护和自恢复功能：将输出短路，电路进入过流保护，指示灯亮，液晶屏显示报警，除去短路后报警消失，电路恢复正常。 5 5 5 5、 输入欠压保护和自恢复功能：调节输入电压 Us，当电压表 2 显示电压低于 25V时液晶屏显示报警。再提高电源电压，报警消失，电路重新正常工作。 五、 总结 本设计采用更少元件、更低成本的模拟方案实现频率相位跟踪、DC-AC 逆变、欠压、过流自恢复保护等功能，通过精巧的模拟电路设计，在频相跟踪、波形失真度、变换效率等方面远远超过指标要求， 并且大大缓解了数字部分的逻辑负担。 设计中所选的器件均具有相当高的性价比，如 MSP430F169 微控制器，IRF540 功率管，IR21094 浮栅驱动器，对比传统的DSP 光伏逆变方案，本作品更经济简洁，实用性更强。 参考文献 1 赵争鸣,刘建政等.太阳能光伏发电及其应用.北京:科学出版社,2008. 2 孙肖子，邓建国，陈南等.电子设计指南.北京:高等教育出版社，2006. 3 谢楷,赵建.MSP430 系列单片机系统工程设计与实践.北京:机械工业出版社,2009. 附录一附录一附录一附录一 VIII R11kVCC5VR224kR31kV1700mVpk 1kHz 0 U1COMPARATOR_VIRTUALA11 V 4 V A21 V 4 V VDD50VXSC1ABExt Trig+_+_U2NOTL127HC1680nFR422kC2150pFV21 V D1DIODE_VIRTUALD2DIODE_VIRTUALR51k 图图图图1 自振荡自振荡自振荡自振荡D类放大器电路仿真原理图类放大器电路仿真原理图类放大器电路仿真原理图类放大器电路仿真原理图 图图图图 2 2 2 2 自振荡自振荡自振荡自振荡D类放大器电路仿真波形类放大器电路仿真波形类放大器电路仿真波形类放大器电路仿真波形 IX 光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置光伏并网发电模拟装置 全国一等奖全国一等奖全国一等奖全国一等奖 南京航空航天大学南京航空航天大学南京航空航天大学南京航空航天大学 崔益军崔益军崔益军崔益军 康传华康传华康传华康传华 张京雷张京雷张京雷张京雷 摘摘摘摘 要要要要 该设计装置模拟光伏并网发电，主要由主电路、控制电路、采样调理电路、驱动保护电路、 辅助电源以及显示电路等六部分组成。 逆变器控制采用混合脉宽调制 （HPWM） 方式，很好地降低了开关损耗。系统的数字处理模块采用了具有高处理速度、低功耗的芯片TMS320F2812。采用 PI 控制策略进行逆变系统的控制，参数设置简单，易整定。系统能够实现最大功率点的跟踪，具有欠压保护、过流保护以及相位跟踪等功能，并在过流、欠压故障排除后能自动恢复正常状态。DC-AC 变换效率高达 88%，失真度只有 3%。 一一一一、方案论证方案论证方案论证方案论证 1.逆变器主电路拓扑结构的选择 半桥电路（图 1）结构简单，但直流电压利用率低，桥臂输出波形谐波含量大，需要高的开关频率和大的滤波器，且只适用于中小容量的场合。 全桥电路结构（图 2）相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍。开关管所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式灵活。此外全桥逆变电路由于桥臂输出电压存在零电压的续流状态，可实现倍频，在较低的开关频率下，可以获得更好的谐波控制。故本设计中采用全桥逆变器的拓扑结构。 图 1 逆变器半桥拓扑结构 图 2 逆变器全桥拓扑结构 2.逆变器系统主控器的选择 为了能够实现复杂的控制策略， 提高系统抗干扰能力及可靠性， 使系统具有优良的一致性，方便系统升级等优点，逆变器采用全数字控制方式。在数字控制处理器的选择时需要充分的考虑处理器运算处理能力，处理器字长、A/D 采样精度以及采样速度、通信接口等诸多因素。综合考虑以上各方面因素后，逆变器数字控制器选用 TMS320F2812。 3.系统总体方案 ? 电路框图，如图 3。 X 图 3 总体电路框图 ? 软件算法包括并网算法（采用 PI 调节） 、MPPT（实现最大功率点跟踪功能） 、驱动电路算法（开关功率放大作用） ，以及软件保护算法（过流、欠压保护功能） 。 二二二二、理论分析与计算理论分析与计算理论分析与计算理论分析与计算 图 4 扰动观察法实现 MPPT 流程图 1.MPPT 的控制方法与参数计算 实现最大功率点跟踪（MPPT）功能，使得逆变器输入端的输入电阻等于稳压电源的内阻，即DC-AC 输入端电压Ud与直流稳压源US存在如下关系： sdUU21= 本设计采用扰动观察法实现 MPPT，算法流程如图，Up（k)、Ip(k)、P(k)分别为第k次采样的太阳能电池输出电压、电流功率，P为两次采样的功率差，V为产生的电压扰动量。 2.同频、同相的控制方法 题目本意是将外界输入的正弦基准电压作为电流给定，本设计对此功能做了进一步优化，可在输入正弦信号畸变（实际电网电压存在波形不好的情况）的情况下实现同频同相。实现方法如下：将输入基准信号uREF通过图5电路转换为方波信号，由DSP捕获其上升沿和下降沿，调整正弦表相位和输入基准信号一致；通过计数法计算输入方波信号的周期，调整正弦表读数频率，实现频率锁定。 XI 56748U10BLF353R4010k-15VC280.1uFC190.1uFR3810k+15VR3420kVOFR3910k23765184U8LM311R4710k-15VC320.1uF+15VC200.1uFCAP_F输输输输输输输输+3.3VR3540k 图 5 输出电压频率捕获电路 3.提高效率的方法 提高转化效率的重要途径是在电路设计中减少损耗。 设计中发现， 双极性控制的正弦脉宽调制（bipolar PWM）跟单极性控制的正弦脉宽调制（unipolar PWM） ，其功率管均以较高的开关频率工作。虽然得到了较理想的输出正弦电压波形，但频率越高，损耗越高。 为了很好地将频率和损耗综合考虑，我们采用HPWM（hybrid PWM）控制。它仍然属于单极性控制方式，不同的是，工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥臂的两只功率管工作在低频。 两只功率管以较高的开关频率互补开关， 保证可以得到理想的正弦输出电压波形； 另外两只功率管以较低的输出电压基波频率工作， 从而很大程度减小了开关损耗，进而提高了效率。 4.滤波参数计算 为了保证滤波器的滤波效果， 必须保证滤波器的转折频率远远大于基波频率， 通常取滤波器的转折频率为基波频率 510 倍， 开关频率也为转折频率的510倍。 确定了滤波器的转折频率之后，只要在确定电感或电容的大小就能确定滤波器的参数。 ? 输出滤波电容的选取 本设计中输出交流电压的频率为0f为 50Hz，逆变器的开关频率为 25KHz，滤波器的转折频率一般取为(510) 0f， 输出滤波电容fC用来滤除输出电压0u的高次谐波。 为了减少输出功率的无功分量，一般选取cfI0.2maxoI为宜，其中maxoI为满载时的输出电流。 max2oIA= 因此滤波电容fC值应满足下式： max0.22ofooICf U 由上式计算可得，输出低通滤波器的电容fC值取小于 90uF。 ? 输出滤波电感的选取 由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率 510 倍，并在确定输出滤波电容的基础上，可以选择输出滤波电感Lf的值： XII 21(2)fofLNfC= 其中，N代表转折频率的倍数，一般取 510。这里取N=10，综合电感体积等因素，确定电感fL值约为 2mH。经 SABER 仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容fC值为40uF，电感fL值为 300uH。 三三三三、电路与程序设计电路与程序设计电路与程序设计电路与程序设计 1.DC-AC 主回路与器件选择 主回路的核心芯片选择为 TI 公司的 TMS320F2812，其工作频率可至 150MHz，内建 16 路12.5MSPS 的 12 位 ADC 和分辨率细至 150pS 的 16 路 HRPWM 模块，非常适合用作数字电源，电机控制等需要闭环控制和数字信号处理的场合， 同时其内建的 SPI,I2C,CAN 接口也非常方便我们与外部器件通信。开关功率管选择为 IRF740A。 2.PI 控制算法 该设计中采用数字 PI 调节器进行同频同相的跟踪控制。它是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏差： )()()(tctrte= 将偏差的比例（P）和积分（I）通过线性组合构成控制量，对被控对象（频率或者相位）进行控制，其控制规律为： )(1)()(0+=tIpdtteTteKtu 其中u(t)为 PI 控制器的输出，e(t)为 PI 调节器的输入，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数。简单说来，PI 控制器各校正环节的作用如下： ? 比例环节：即成比例的反映控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随着Kp值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当Kp增加到一定程度，系统会变得不稳定。 ? 积分环节：主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积 分常数Ti，Ti越大，积分作用越弱，反之越强。通常在Kp不变的情况下，Ti越大，即积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。 3.保护电路 硬件保护电路是交直流电源的重要组成部分， 本逆变器系统主要由输入欠压保护、 输出过流保护组成。其基本原理类似，都是通过采样电路采样相应的信号量，在进行幅值上的衰减后与设定的阈值比较，超过此电压阈值就保护。具体保护电路如图6和图7所示，前一级对信号进行衰减，然后通过二极管检波电路，取得信号的峰值，与相应的阈值比较，产生保护信号。 XIII D21N4148C151uFR3110k-15VC170.1uF+15VC50.1uFR2810k23765184U4LM311I_PROILA输输输输输输输输I_REFR3210k-15V+15VR3010kR241k48231U5ALF353C160.1uFC40.1uFD1LED0R2710k+15V 图6 输出电流保护电路 D41N4148C331uFR52 10k-15VC350.1uFC270.1uFR5010kV_PRO23765184U9LM311VIF输输输输输输输输V_REFR5110kR4910kR411k56748U5BLF353R4210k+15VD3LED0+15V 图7 输入电压保护电路 四四四四、测试方案与测试结果测试方案与测试结果测试方案与测试结果测试方案与测试结果 1.测试方案及测试条件 （1)测试仪器： 直流稳压电源 （DF1731SD2A） 、 数字万用表 （DT9202） 、 数字示波器 （DS1052E） (2)测试主要方案： ? 最大功率点跟踪的测试： 改变电源内阻以及负载， 用万用表分别测试 DC-AC 的输入端和电源输出端电压，记录读数，计算是否满足 MPPT。 ? 频率跟踪和相位跟踪的测试： 双踪示波器的两个通道分别接参考信号和输出信号， 对参考信号进行调节(45Hz55Hz)，利用数字示波器读出各个频率点的输出频率，与输入进行比较；相位通过直接观察比较两路输入的波形。 ? DC-AC 变换器效率和失真度的测试：这一测试环节需要两个万用表和双踪示波器，万用表串接入 DC-AC 的变换前后，测得Id和I01，注意后者是交流电。从示波器读出Ud和U01，计算得到变换效率。 2.主要测试结果 表 1 最大功率点跟踪相对偏差（绝对值） 序号 RS/ RL/ US/V Ud/V 变换效率 输出失真度 1 30 36 60.0 30.1 0.84 3.2% 2 36 36 60.0 30.2 0.85 3.5% 3 30 30 60.0 29.9 0.86 3.4% 表 2 频率跟踪相对偏差 （fREF：45Hz55Hz） XIV 序号 fREF/Hz fF/Hz |相对偏差| 1 49.40 49.80 0.8% 2 45.37 45.21 0.35% 3 54.82 54.95 0.24% 3.测试结果分析 由表 1、表 2 测试结果可见，基本要求以及发挥部分均达到所需指标： 1） 具有最大功率点跟踪功能，在各种负载情况下Ud均稳定在 30V 左右。 2） 具有频率跟踪功能，相对误差0.8%。实际跟踪范围超过 45HZ-55HZ。 3） 在各种负载情况下，DC-AC 变换效率超过 80%，最高达 88%。 4） 输出失真度在 3%附近。 5） 具有欠压保护和过流保护功能，且在故障排除后能自动恢复正常状态。 6） 具有相位跟踪能力，在各种负载情况下，偏差小于3。 7） 系统具有液晶显示功能。 8） 为模拟实际电网电压畸变的情况，本系统可在输入正弦参考信号畸变（例如输入方波信号）的情况下正常工作。 XV 宽带直流放大器设计报告宽带直流放大器设计报告宽带直流放大器设计报告宽带直流放大器设计报告 全国特等奖全国特等奖全国特等奖全国特等奖 电子科技大学电子科技大学电子科技大学电子科技大学 沈军沈军沈军沈军、陈虹佐陈虹佐陈虹佐陈虹佐、袁德生袁德生袁德生袁德生 摘要摘要摘要摘要： 本系统创造性地采用可控增益放大器AD603和宽带低噪声运放OPA2846结合的方式，通过继电器切换放大通路，很好地实现题目060dB可调增益的要求。加入自动直流偏移调零模块，最大限度地减小了整个放大器的直流偏移。放大器带宽可预置并显示，经测试，大部分指标达到或超过题目发挥部分要求。 关键词关键词关键词关键词：宽带放大器，可控增益，功率放大，自动调零 一系统方案论证： 经过仔细地分析和论证， 我们认为此次宽带直流放大器可分为可控增益放大， 固定增益放大，程控滤波，功率放大，自动直流偏移调零这几个模块。 1.1可变增益电路方案论证和选择 可控增益芯片型号众多，本队在平时训练过程中常用AD603,故由单片机通过控制D/A输出直流电压来控制AD603实现增益调节。其外围元件少，电路简单。 1.2固定增益电路方案论证 采用低噪声宽带电压反馈运放OPA2846对信号进行30DB的放大。 1.3低通滤波器方案论证 结合题目要求，低通滤波器采用无源LC滤波器，它是利用电容和电感元件的电抗随频率的变化而变化的原理构成的。无源LC滤波器的优点是：电路比较简单，不需要直流电源供电，可靠性高；缺点是：通带内的信号有能量损耗。为了使通带尽量平坦，选用了通带比较平坦的巴特沃斯滤波器。 同时在滤波器后加入固定增益放大器， 弥补信号通过滤波器时幅度的衰减。 1.4功率放大器方案论证和选择 方案一：采用晶体管单端推挽放大电路。为获得较低的通频带下限频率，可用直接耦合方式，但是涉及到的计算量大，调试繁琐，不易实现，并且若要得到较高的输出电压，输出较大的信号功率，管子承受的电压要高，通过的电流要大，功耗很大，不满足题目低功耗，低成本的要求。功率管损坏的可能性也比较大，不满足题目对放大器稳定性的要求。使用晶体管也不易控制其零点漂移。 方案二：采用单片集成宽带运算放大器。提供较高的输出电压,再通过并联运放的方式扩流输出,以满足负载要求.该方案电路较简单,容易调试,易于控制零点漂移， 故采用本方案。 示意图如下所示： 缓冲幅度及功率放大1幅度及功率放大2功率合成缓冲幅度及功率放大1幅度及功率放大2功率合成 图图图图1 功放示意图功放示意图功放示意图功放示意图 由于AD603输出最大有30mv的直流漂移，为了尽量减小直流电压漂移，应尽量减少放大电路所用AD603的数量， 但同时又要满足题目要求的040DB增益连续可调，060DB XVI 增益程控步进可调的要求， 我们采用可变增益放大和固定增益放大结合的方式， 在不影响可控增益指标要求的前提下，最大限度地减小直流漂移。 我们最终确定的系统详细方框图如下： 二理论分析与计算 2.1带宽增益积 按照题目发挥部分的要求，信号通频带为010MHz，最大电压增益AV60dB，则增益带宽积为：10M 10(60/20)=10 GHz， 我们采用分级放大的方式，使放大器整体增益超过60DB。 2.2通频带内增益起伏控制 对于通频带增益起伏的控制， 我们设置放大器的频率范围从DC到超过10M， 因此在10M通频带内增益平坦。另外，选择通带最平坦的巴特沃兹滤波器来预置带宽。我们设计并制作了3dB带宽5M和3dB带宽10M的巴特沃兹滤波器，使得放大器在两个预置频率范围内增益平坦。 AD603的增益误差在90M的通带内小于0.5DB，OPA2846在100M以下频带范围内增益起伏小于0.1DB，THS3091在5V电源供电时，在增益为2倍，65M通频带内增益起伏小于0.1DB，THS3092具有50M带宽的0.1DB增益平坦度，均满足题目指标要求。 2.3线性相位 线性相位即输入信号通过系统后产生的相位延迟随频率成线性变化。信号的相位随频率的变化会因放大器内部的电抗元件而失真。 这种线性失真称作相位线性度， 可通过矢量网络分析仪在放大器的整个工作频率范围内而测得， 本队在调试过程中使用示波器对系统的相位线性度进行观察和测试。系统相位线性度的标准尺度就是“组延迟”，其定义为： 完全理想的线性相位滤波器对于一定频率范围的组延迟是一个常数。可以看到，如果滤波器是对称或者反对称的，就可以实现线性相位，如果频率响应 F（w）是一个纯实或者纯虚函数，就可以实现固定的组延迟。 2.4抑制直流零点漂移 放大器输入为零时，输出出现的电压称为输出的偏置电压。偏置随时间，温度，电源电压等一起变化的情况称为零点漂移。这是表现放大器特性的重要性质。 抑制零点漂移，我们分为控制和补偿两个部分完成。由于AD603本身零点漂移较大， XVII 最大能达到30mV，故应尽量减少使用AD603的数量。在增益控制中，我们创造性地采用一片AD603可变增益放大与OPA2846固定增益放大配合， 通过继电器切换选择信号放大通路实现题目060DB增益可调的要求。OPA2846的输入偏置电压仅为0.15mV,THS3091和THS3092在5V供电时输入偏置电压仅为0.3mV。 另外， 在AD603输出端引入自动零偏调零回路， 即在可变增益放大级输出加入低通滤波器滤出直流偏移， 送入AD，AD输出送MCU处理，再通过DA输出与该偏移电压对应的反相补偿电压送回输入端进行补偿，从而最大限度地抑制了放大器地直流零点漂移。 2.5放大器稳定性 系统的稳定性取决于系统的相位裕量。相位裕量是指放大器开环增益为0dB时的相位与180 的差值。 放大器一般会有自激的问题， 有的情况是由于在放大器的相移为180度时，其增益仍然大于1，这种情况可以在反馈环路中增加零点来做相位补偿。总体来说，自激振荡是由于信号在通过运放及反馈回路的过程中产生了附加相移，用A表示低频段的附加相移，F表示高频段的附加相移，当输入某一信号频率为0f，使AFN + =（N为奇数） ，反馈量使输入量增大，电路产生正反馈。 由于本系统中的反馈均为运放单级反馈，故应注意使每级运放自身产生的附加相移小于1800。在电路调试过程中，对于电压反馈型运放OPA2846，AD603,我们可以人为地引入电阻， 电容， 他们在0f处产生的附加相移为B， 若使得BFAN + + （N为奇数） ，则自激振荡得以消除。对于高速，宽带的电流反馈型运放THS3091，THS3092,我们特别注意了走线布局，如反馈环一定要走最短路线，因为长的线也会引起更大的附加相移；计算选择了合适的反馈电阻阻值， 使其不因阻值太大而产生更大的分部电容， 导致更大的附加相移；也不因阻值太大而降低放大器的带宽。 三电路与程序设计 3.1第一级放大电路设计 第一级放大电路包含可变增益放大模块及固定增益放大模块。设计AD603可变增益范围为1030DB，由于AD603的输入电阻为100欧，故当继电器切换选择1030DB可变增益放大时，接入的电阻为100欧。采用单片机程控DA输出电压控制AD603的电压增益，同时可手动按键预设电压增益。设计OPA2846的增益为30DB，电路如系统框图所示，当继电器选择下方导线通路时，放大器中没有接入固定增益模块，增益范围为10到30DB连续可调；当继电器选择上方OPA2846放大器模块时，增益范围20DB到60DB连续可调，远远超过题目对增益指标的要求。 3.2第二级放大电路设计 第二级放大电路包含可切换滤波器模块及功率放大模块。为满足题目对放大器带宽可预置的要求， 第二级放大电路加入5M和10M两个LC低通滤波器， 亦用继电器选择切换滤波器。为获得放大器通频带内最平坦的幅频特性曲线，使用滤波器设计软件Multism设计并制作了三阶巴特沃斯5M低通滤波器及5阶巴特沃斯10M无源LC低通滤波器。 测试表明信号经过滤波器后会衰减为原来的12，故在滤波器后加入由THS3091搭建的4倍增益放大器，使信号恢复原来的幅度之后再送入功率放大电路。 XVIII 图图图图2 低通滤波器设计低通滤波器设计低通滤波器设计低通滤波器设计 信号经THS3091放大4倍输出后接缓冲，以推动后级功放。为获得10V有效值及大电流输出，我们采用两路THS3092并联扩流的方式搭建功率放大模块。设置增益为5倍。该模块可同时对信号幅度和功率进行放大。 图图图图 3 功放原理图功放原理图功放原理图功放原理图 3.3抑制零漂电路设计 由于AD603最大有30mV的输出漂移，因此在电路设计时我们必须要对其直流漂移进行调零处理，以免影响直流信号的放大。如图4所示，我们在第二级放大电路之后，缓冲器之前加入连接第一级信号输入端的反馈回路，经AD采集并经单片机处理，测出当输入电压为零时，输出端存在的直流漂移电压，再由DA输出与漂移电压大小成比例，极性相反的电压反馈回信号输入端，以调节输入端的零偏。此处我们选择TI公司的TLV5616作为调零用DA。 图图图图 4 输出端直流漂移调零模块输出端直流漂移调零模块输出端直流漂移调零模块输出端直流漂移调零模块AD采样前端电路采样前端电路采样前端电路采样前端电路 3.4各级电源设计 采用自制5V电源为前级AD603可变增益放大及OPA2846固定增益放大器供电； 为满足10V有效电压的输出，采用自制18V电源为后级功率放大电路，主要是THS3902并联功率放大电路供电；采用5V电源为MCU,光耦及继电器等供电。5V，18V电源均由 XIX 线性稳压块7805，7905，7818，7918搭建。电源模块原理图见附图1。 3.5主控制器选择 选用8051单片机对系统进行控制。单片机主要完成以下功能：1.接收用户的按键信息，对放大器增益及带宽进行预制和控制，并将增益和带宽信息显示在1602液晶屏幕上。2.对AD采集回来的无输入信号时放大器输出的直流漂移电压数据进行处理，再控制DA输出大小相同，极性相反的补偿电压反馈回输入级。3.接收用户按键信息，切换选择5M或10M的低通滤波器模式。 3.6抗干扰处理 我们在实际制作中采用下述方法减少干扰，避免自激： 1 将输入部分和增益控制部分加入屏蔽盒中，以避免级间干扰和高频自激。2 将整个运放用很宽的地线包围，以吸收高频信号，减少噪声，在增益控制部分和后级功率放大部分也都采用了此方法。在功率放大级，这种方法可以有效地避免高频辐射。3. 各模块之间采用同轴电缆连接。4.采用光耦隔离数字电路和模拟电路。 3.7程序设计 开机初始化读FLASH控制字自动设置按键否？YESNO调零读取键值存入FLASH开机初始化读FLASH控制字自动设置开机初始化读FLASH控制字自动设置开机初始化读FLASH控制字自动设置开机初始化读FLASH控制字自动设置按键否？YESNO按键否？YESNO按键否？YESNO调零读取键值读取键值存入FLASH 使用51单片机作为整个系统的控制核心， 启动后系统自动读取上次关机前存入FLASH的直流偏置调零控制信息， 从而自动设置当前直流偏移补偿电压。 此后单片机可接收用户按键信息使系统实现预置增益，带宽并显示的功能。单片机同时控制AD采集此时直流偏置信息并将该信息存入FLASH供下次开机时使用。 四系统测试 4.1 放大器的基本性能测试 测试方法：用函数发生器产生频率1MHZ，有效值分别为2.5mv, 10mv,100mv, 1V, 3.5V正弦波送入进行测量。测试条件：空载。 测试表格1 输入信号有效值 预置增益 输出信号有效值 直流偏移 波形质量 增益误差 2.5mv 70DB 7.50V -1.4-1.3V 无明显失真 5.1% 10mv 60DB 10.10V 50 负载电阻：50.8 ( ( ( (三三三三) ) ) )总结总结总结总结 题目要求输入有效值小于等于 10mv， 实际输入的有效值可以达到 1mv， 但在我们在现有的仪器条件下，信号幅度输出小时噪声大，造成输出波形噪声较大。放大器的增益最大可达70 dB，但超过 70dB 后放大器容易出现自激振荡，如改善电路加入补偿放大倍数还可提升。放大器最大输出幅度峰峰值达到了42V，在驱动50负载时，通频带带宽超过 10M，带内失真小，但带内衰减较大，主要是由于最后一级功率放大高频特性限制，如果继续改善补偿电路，可将通频带内起伏控制在 0.5dB 内并且继续拓宽带宽。 XL 宽带直流放大器宽带直流放大器宽带直流放大器宽带直流放大器（C C C C 题题题题） 全国一等奖 宜宾学院 岳琨 周俊 刘伟平 摘要 本作品以TI公司的超低功耗单片机MSP430F247和压控增益宽带放大器VCA820为主要控制部件，设计并制作了宽带直流放大器。该放大器在最大增益为70dB，可连续调节或以步距为5dB进行增益预制并显示，3dB带宽5MHz、 10MHz 、直通预置并显示。系统采用TI 公司的高速电压反馈型运放 OPA690 进行减法运算抑制了直流零点漂移；PCB 设计上考虑了电磁兼容处理，抑制高频自激，放大器性能稳定，线性相位好；后级输出采用 TI 公司的运放 THS3001 和分立元件制作了驱动， 实现了负载 50输出电压有效值达 10V 无明显失真功能，提高了性价比；选用低功耗表贴器件，降低放大器功耗，提高了电源利用率，系统元件少，性价比高，较好地完成了基本部分和发挥部分的要求。 摘 要 .Error! Bookmark not defined. 一、方案比较与论证 . 41 1.增益控制部分 . 41 2.后级放大电路 . 41 二、理论分析与参数计算 . 42 1.带宽增益积 . 42 2.通频带内增益起伏控制 . 42 3.线性相位 . 42 4.抑制直流零点漂移 . 42 5.放大器稳定性 . 42 三、系统各模块电路的设计 . 43 1.输入缓冲和增益控制部分 . 43 2.后级驱动电路 . 43 4.低通滤波部分 . 44 5.控制部分 . 44 四、软件设计 . 44 五、测试方案与测试结果 . 45 1.测试工具 . 45 2.测试方法与数据 . 45 （1）输入阻抗测试 . 45 （2）幅频特性测试 . 45 （3）最大有效值输出 . 45 （4）输出噪声测试 . 46 （5）增益步进测试 . 46 （7）功能测试 . 46 （8）误差分析 . 46 六、总体结论 . 47 七、附录 . 47 1.失调电压调节电路 . 47 2.程控放大电路 . 47 3.控制部分框图 .Error! Bookmark not defined. 4.软件流程图 .Error! Bookmark not defined. 41 / 89 一、方案比较与论证 1.增益控制部分 方案一：用继电器或模拟开关构成电阻网络，由单片机控制以改变信号增益。这种方案存在的不足是使用模拟开关，其导通电阻较大，各通道信号会互相干扰，容易影响系统性能。而且电阻网络级数多，造成硬件电路复杂，且电阻网络的电阻选择也较为困难，很难做到高精度控制。 方案二：采用可编程放大器的思想，将输入的交流信号作为 12 位高速 D/A 转换器 DAC902的基准电压，这时的 D/A 作为一个程控衰减器。其输出122NREFDVVout=，其中 DN为 12 位数字量输入的二进制值，可满足 212=4096 挡增益调节，满足题目的精度要求。但是控制的数字量和最后的增益(dB)不成线性关系而是成指数关系，造成增益调节不均匀，精度下降。而且很难要实现 10MHz 带宽。 方案三：由单片机、D/A 转换器和可编程增益放大器 VCA820 构成压控放大器。VCA820 的增益（dB）与控制电压（V）成线性关系，因此可以很方便利用单片机通过对控制 D/A 输出直流电压来控制 VCA820 的内部电阻衰减网络，实现增益调节，精度较高。其外围元件少，电路简单，由于 VCA820 带宽最大能达到 150MHz，增益范围 40dB，增益精度在0.5dB,通过两级级联的方式，可精确实现增益控制在 70dB 的范围内调节。所以设计采用该方案。 2.后级放大电路 方案一：为了达到题目发挥部分要求输出 10V 有效值，可以采用单片高压集成宽带运算放大器 THS3001HV， 提供较高的输出电压,再利用两片 BUF634 进行扩流输出,以满足负载要求。该方案电路较简单，容易调试，能够满足本题要求。 方案二：使用分立元件搭建后级放大器。使用分立元件设计困难，调试繁琐，但可以通过计算和仿真得到合适的输入输出阻抗，并降低后级放大器制作成本，提高性价比，因此该设计中采用本方案。 整个系统框图如图1-1所示。 图 1-1 系统框图 42 / 89 二、理论分析与参数计算 1.带宽增益积 增益控制部分采用VCA820典型接法中通频带最宽的一种， 通频带为150MHz， 增益为20+20dB，输入控制电压 VG 为 02V。使用两级串联，利用 VCA820 有可控衰减特性，固定放大 20dB，增益范围是-20+60dB，满足题目要求。由于两级放大电路幅频响应曲线相同，所以当两级 VCA820 串联后，带宽会有所下降，串联前各级带宽为 150MHz 左右，两级放大电路串联后总的 3dB 带宽对应着单级放大电路 1.5dB 带宽， 根据幅频响应曲线可得出级联后的 3dB总带宽为 100MHz。 假如要实现发挥部分的最大输出电压有效值大于等于 10V 的要求，即输出电压峰峰值VVppMin2 .282102=，为得到最大输出电压,则后级放大至少要有 4 倍。VCA820 的最大输出电压有效值约为 2.5V。但是 VCA820 在输出电压过大时，波形会有失真。为了实现输出不失真，同时尽量扩大输出电压，把 VCA820 最大输出电压的峰峰值为定为 4V 左右，则放大倍数)(02.171 . 742 .28dBA=（倍）。故后级需要放大 7.1 倍，即 17.02 dB。前级放大芯片选用 OPA690，其增益带宽积为 500MHz，放大 4 倍，则 125MHz 以上的信号均衰减。后级放大芯片选用 420MHz 带宽电流反馈型运算放大器 THS3001HV，当增益为 17.02dB 时，其带宽仍超过 300MHz，由以上分析可知整个系统满足题目对带宽的要求。 2.通频带内增益起伏控制 本系统由多级放大单元构成，为了满足题目对通频带内增益起伏控制，设计中均选用高速、宽带运放，使其0.5dB带宽均超过题目要求，经测试发现，VCA820随增益增大的时，带宽略有下降，因此我们在滤波级通过补偿，使信号在通频带内的增益更加平坦，并调整反馈电阻使其在通频带内增益起伏降至最低。 3.线性相位 为了使系统在整个通频带内实现线性相位，在设计中严格按照阻抗匹配原则，使其负载呈纯阻性，构建闭路环。在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，可吸收高频信号减少噪声。各个集成电路均加有退耦电容，减小寄生电感电容的影响。 4.抑制直流零点漂移 由于集成运算放大器本身带有输入失调电压，经过高增益放大，使其输出失调电压变得很大。为了抑制直流零点漂移，参考器件手册，我们选用了附录一中所示的参考的电路，分别对两级VCA820输入端VIN-与反馈端FB分别通过一个K10的精密可调电位器输入/输出级失调电压进行调节。 5.放大器稳定性 系统总的增益为060dB，前级输入缓冲和增益控制部分增益最大可达60dB，因此抗干扰措施必须要做得很好才能避免自激和减少噪声。我们采用下述方法减少干扰，避免自激，提高放大器的稳定性： 1.构建闭路环。严格按信号走向布线，在输入级，将整个运放用较粗的地线包围，缩短地线回路，并可吸收高频信号减少噪声。在功率级也采用此方法，能有效地避免高频辐射；在增益控制部分和后级功率放大部分也都采用了此方法。 43 / 89 2.使用同轴电缆，输入级和输出级使用BNC接头。 3.各部分摆放位置按照信号走向放置，减小板与板之间的连接线长度， 实践证明,电路的抗干扰措施比较好，在整个通频带范围和整个增益范围内都没有自激，工作稳定。 三、系统各模块电路的设计 1.输入缓冲和增益控制部分 由于前级电路对整个电路的噪声影响非常大，为了提高信噪比。前端采用高速低噪声电压反馈型运放 OPA690 作前级跟随，为了抑制前端输入的干扰信号这里放大 4 倍，125MHz 以上的信号被衰减。 输入端口由同轴电缆连接，以防自激。电容电阻均采用贴片封装，使得输入级连线尽可能短。电路图如附录二所示。 2.后级驱动电路 为了保证该直流宽带放大器的负载能力满足题目要求。鉴于运算放大器 THS3001HV 自身负载能力的限制，该电路选用 THS3001HV 配合高功率对管 2N2219A（NPN 型）和 2N2905（PNP型） （两功率管特征频率MHzfT300=,功率耗损WPD8 . 0=）搭建电压串联负反馈同相放大电路。如图 3-3 所示，前级由 THS3001HV 组成的同相放大器，放大倍数431RRAV+=；后级选用功率对管构成乙类功率推挽输出形式提供负载驱动电流。经过实验测试，通频带大于10MHz，且带内平坦，通频带内不平坦度小于 0.1dB；空载时可对 DC 到 10MHz 范围内，峰-峰值为 30V 的正弦信号无失真输出，输出端接 50负载时，无失真的最大输出电压峰-峰值超过28V，并且在整个带宽范围内无明显失真，以上各指标均达到和超过了题目要求。电路图如图3-1 所示。 0Vvca-outQ22N2219AQ32N2905A0v+v-R115.1R125.1R1810kVout+-2ATHS3001HV367428D1D2R196.8R133kR143KR151kVamp+Vamp-R161kR171k 图 3-1 后级驱动电路 44 / 89 4.低通滤波部分 为了满足对题目带宽的要求，设计了多个低通滤波器串联增加系衰减陡降，电路原理图如图 3-2 所示，利用单片机通过对继电器控制进行不同带宽之间的切换，选择二阶 KRC 滤波器与一级 LC 带阻串联，令 R2=R3=R 和 C1=C2=C，则前级截止频率计算公式： RCf21= 3-4-1 带内增益： 451RRK+= 3-4-2 由式 3-4-1 可知，通过更改 R 的值改变带宽，调节精密可调电位器 R5 更改带内增益，通过改变 L 大小改变谐振点，改变陷波点位置。调整经测试 5MHz、10MHz 带宽均满足题目要求，并且在带宽范围内相位线性好。 VIN+-1AOPA690ID367428v+v-R31KL1385nH12C53300pFR4920VoutC115pFC215pF00R21KR51k 图 3-2 低通滤波电路 5.控制部分 本设计中控制电路采用 MSP430F247 单片机为控制核心，通过键盘实现增益和带宽预置，根据预置的增益数控制 12 位 D/A 芯片 TLV5619 输出对应的直流电压控制 VCA820 的放大增益，根据选择的增益带宽控制继电器选通不同的滤波器，实现不同带宽选择，同时将预置结果送LCD 显示。硬件框图见附录三。 四、软件设计 由于本系统中单片机只起控制增益和显示的作用，所以软件设计比较简单。启动后进入增益控制界面，可以通过按键调节增益，步进1dB，还可以通过菜单切换带宽并在增益控制界面上显示。软件流程图见附录四。 45 / 89 五、测试方案与测试结果 1.测试工具 高频信号发生器 SG-5150、40MHz 模拟示波器 YB4340C。三位半数字万用表 VC9808+。 2.测试方法与数据 （1）输入阻抗测试 在输入端串接50电阻，测量输入端电压峰峰值，通过计算可测得输出阻抗。 结果分析：经过测量，在不同带宽范围内均满足输入阻抗 50，满足题目要求。 （2）幅频特性测试 设置增益 40dB，Vinp-p=3mV，观察示波器测试信号源的频率及步进，并记录电压峰值。 表4-3 幅频特性测试（5MHz带宽） 频率 （KHz） 1 2 4 6 10 20 100 500 1000 2000 3000 4000 5000 Vout p-p(mV) 310 312 320 315 310 315 312 310 305 317 308 289 217 表4-3 幅频特性测试（10MHz带宽） 频率 （MHz） 0.1 0.5 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 Vout p-p(mV) 308 319 318 317 320 313 314 313 310 319 286 210 结果分析：由上表可看出，选择 5MHz 带宽档时，3dB 带宽为 05MHz，在 04MHz 通频带内增益起伏0.8dB；选择 10MHz 带宽档时，3dB 带宽为 010MHz，在 09MHz 通频带内增益起伏0.8dB。满足设计基本及发挥部分的要求。 （3）最大有效值输出 设置增益VA=60dB，调节使输出最大且不失真。 表4-4 最大有效值输出（5MHz带宽） 频率（KHz） 1 2 5 100 500 1000 2000 3000 4000 5000 Vout p-pRMS(V) 10.82 10.70 10.61 10.21 10.33 10.47 10.50 10.27 10.35 10.21 表4-5 最大有效值输出（10MHz带宽） 频率（KHz） 1 500 1000 2000 4000 5000 6000 7000 8000 9000 10000 Vout p-pRMS(V) 10.81 10.75 10.65 10.55 10.70 10.32 10.35 10.37 10.25 10.33 10.50 结果分析：在输出信号不失真的情况下，通频带内最大输出电压有效值大于 10.00V，满足并超过设计基本及发挥部分的要求。 46 / 89 （4）输出噪声测试 输入交流短路，增益调为 60dB，测得输出电压峰峰值为 200mV，满足发挥部分要求。 （5）增益步进测试 通过键盘调节增益，通过示波器测量输出电压峰峰值。 表4-5 5dB增益步进测试（5MHz带宽,f=500KHz, Vin p-p=3mV） 预设增益（dB） 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Vout p-p(mV) 2.9 5.2 10.2 16.7 32.0 52.1 95.1 173.2 309.1 550.2 1048 1780 3100 实际增益（dB） -0.3 4.7 10.6 14.9 20.5 24.7 30.1 35.2 40.2 570.2 50.8 55.5 60.3 误差（dB） 0.3 0.3 0.6 0.1 0.5 0.3 0.1 0.2 0.2 0.5 0.8 0.5 0.3 表4-5 5dB增益步进测试（10MHz带宽,f=500KHz, Vin p-p=3mV） 预设增益（dB） 0 5 10 15 20 25 30 35 40 45 50 55 60 Vout p-p(mV) 2.8 5.9 10.4 15.7 32.5 52.5 94.7 180.6 315.5 570.2 1042 1800 3200 实际增益（dB） -0.6 5.8 10.7 14.4 20.6 24.8 29.9 35.6 40.4 45.5 50.8 55.6 60.5 误差（dB） 0.6 0.8 0.7 0.6 0.6 0.8 0.1 0.6 0.4 0.5 0.8 0.6 0.5 结果分析：增益值 0dB70dB 可调，程控步进间隔 5dB。并且增益预置值与实测误差的最大绝对值为 0.8dB，不同带宽范围内均满足并超过设计基本及发挥部分的要求。 （7）功能测试 项目 实际测试情况 带宽预置功能 能 带宽显示功能 能 20MHz带宽预置并显示 能 （8）误差分析 我们测量的误差主要来源是电磁干扰，由于测试场地有许多电脑和仪器使用开关电源，电磁噪声很大，放大与增益控制电路采用的同轴电缆屏蔽效果并不好，所以测量输入端短路的噪声电压时随输入短接方式不同而有很大的误差。并且仪表精度不够高，人为读数存在误差，测量的数据达不到理论计算值，但是我们通过多次测量取平均把误差降低到最小。 47 / 89 六、总体结论 综合上述各部分的测试结果：本设计圆满地完成了题目基本部分的要求，还较好地完成了题目发挥部分的要求，提高了输出电压幅度。各种去耦和降噪措施的综合应用保证放大器稳定工作并且降低了噪声如果能对输出增益进行进一步实测校正或者使用性能更好的器件，还可以进一步提高指标。 七、附录 1.失调电压调节电路 2. 程控放大电路 +VIN3-RG5VREF9GND11VOUT10V+14V-8V+1V-7FB12+RG4-VIN6NC13VG2U3VCA820IDNC1IN-2Vcc+7NC8OUT6NC5Vcc-4IN+3U1OPA690R11KR21K1KGNDGND12JinCON2GND-5V+5VNC1IN-2Vcc+7NC8OUT6NC5Vcc-4IN+3U2OPA690R4RESR5RES+5V+5V-5VRG200Rgnd20GNDRin150Rin250GND12JGCON2GNDCG0.1U+CG110URt1KCt0.1u+5V-5VREF20GND-5V+5VRF1KRT14KCT10.1U+5V-5VRout 5012JoutCON2OUTOUT1OUT1RTRT1JR1 48 / 89 无线环境监测无线环境监测无线环境监测无线环境监测（D 题题题题） 全国一等奖全国一等奖全国一等奖全国一等奖 华中科技大学华中科技大学华中科技大学华中科技大学 郑欢郑欢郑欢郑欢 张潇雨张潇雨张潇雨张潇雨 黄永侃黄永侃黄永侃黄永侃 摘要：本文设计一个无线环境监测系统，以MSP430F5438单片机为控制核心，实际制作一个终端和两个节点，终端能从节点获取节点的环境温度和光照信息，并且节点能够实现中继转发的功能。整个系统采用OOK调制方式，收发都使用一个天线，终端发射信号时，将欲传输的信息通过串口输出的电平控制本振的开断从而实现OOK调制，后级使用丙类功放发射，接收端节点将天线上的信号进行放大，然后倍压检波，通过自适应比较器解调出数据，最后再向终端回传环境信息，终端的接收检波和节点相同，但是终端的检波灵敏度更高。本系统完成了发挥部分的中继转发功能。 关键字：OOK 调制 高效率功放 中继转发 一一一一 方案设计与论证方案设计与论证方案设计与论证方案设计与论证 主控芯片主控芯片主控芯片主控芯片 在整个系统中，终端和节点都需要一个主控芯片进行处理，主要考虑以下三个方案: 方案一方案一方案一方案一：FPGA。FPGA资源丰富，可以实现灵活的调制，但是功耗大，性价比低。 方案二方案二方案二方案二：C8051F系列单片机。C8051F系列单片机功耗较FPGA低，速度很快。 方案三方案三方案三方案三：MSP430。MSP430系列单片机拥有业界最低功耗，其中F5438系列是最新产品，可以工作在25MHz下，因此在性价比、功耗、速度上都有优势。 由于节点的对功耗有较大要求，MSP430在可以设置为低功耗模式，功耗（可达uA级）比C8051F系列至少低上一个数量级，内部还集成的温度传感器，所以选择方案三。 信号调制方案信号调制方案信号调制方案信号调制方案 终端和节点间的数据通过电磁波的耦合进行传播，可考虑下列调制方案： 方案一方案一方案一方案一：采用OOK（On-Off Keying）调制方案。OOK调制方式，就是100%调制度的ASK，电路非常简单，解调电路容易简单，但是抗干扰能力不够强。 方案二方案二方案二方案二：采用FSK调制方案。FSK调制方式抗干扰能力很强，但是调制电路以及解调比较复杂，需要不断发射载波。 方案三方案三方案三方案三：采用PSK调制方案。PSK调制方式抗干扰能力非常强，传输距离远，可以降低放射功率，但是解调复杂，实施解调的成本和功耗大。 根据系统的要求，选择OOK调制方式。OOK调制方式特别适合电池供电的便携式设备使用，因为这样的系统在发送0时无需发送载波，因而可以极大地节省功率。所以最终采用OOK调制解调方案。 高频功放方案高频功放方案高频功放方案高频功放方案 在本系统中，由于节点之间需要通信，而且在距离以及功耗的要求下，所以需要较高的效率。 方案一方案一方案一方案一：采用现有集成运算放大器制成AB类放大器。这种方案稳定度高，需要调整的参数少的特点，但是效率比较低、不适合于本系统中对功耗及传输距离的要求。 方案二方案二方案二方案二：使用缓冲器74HC24X来提供较大的电流，然后通过输出电路的匹配谐振，可以达到较高的电压。 方案三方案三方案三方案三：采用分立元件自制戊类放大器，使用NEC公司的产品2SC3355做功放管。采用分立元件的高频电路主要具有受分布参数影响大，不易调整的缺点，但是一旦调谐，可以做到较高的效率，较大的发射功率，而且性价比很高。 49 / 89 由于本系统需要较高的效率、 较大的发射功率， 而NEC公司的三极管2SC3355性能优良，比74HC34X更节省功耗，所以采用选择方案三。 通信协议方案选择通信协议方案选择通信协议方案选择通信协议方案选择 通信协议十分重要，有以下方案： 方案一方案一方案一方案一：由探测节点主动发起传输，监测终端收集探测节点发送的信息，信息的转发由节点互相协商完成。这种通信带宽利用率高，节点可以根据需要休眠，消耗电流很低。但是软硬件都比较复杂。 方案二方案二方案二方案二：由监测终端发起所有的传输过程，依次轮询每一个可能的节点编号来收集信息，信息的转发由监测终端主动发送命令给节点来启动。这种方案软硬件简单， 工作可靠。但节点数目增长后探测延时也线性增长。节点无法休眠，电流很大。 方案三方案三方案三方案三：由监测终端发起一次信息同步传输，所有的节点根据自己的编号在不同的时隙发送信息。中继由节点自行搜索判断。这种方案硬件比较简单，监测终端只负责同 步，通信带宽利用率高于方案二，并且节点可以根据自己的编号来休眠，电流比较 小，可以支持题目要求的255个节点要求。 权衡考虑软硬件复杂度和实际效果，我们选择方案三。 总方案确定总方案确定总方案确定总方案确定 图1 系统整体方案框图 综合考虑，最终采用MSP430F5438作为终端和节点的主控芯片，光照探测由光敏电阻来实现，温度可有MSP430内部自带的温度传感器得到。数据的调制、接收采用串口通信。使用I/O口来控制天线的收发模式。 二二二二 理论分析与计算理论分析与计算理论分析与计算理论分析与计算 发射机电路分析与设计发射机电路分析与设计发射机电路分析与设计发射机电路分析与设计 考虑到在短波段， 有现成的固定频率的谐振器， 滤波器以及中周， 如5.5M，6.5M，10.7M。为了方便使用标准10.7MHZ的中频器件，所以选取10.7M频点。 本地振荡采用10.7M谐振器以及74HC00构成的皮尔斯振荡器，同时通过门级电路还可以增大对后级丙放的驱动功率，而串口也可以通过与非门来调制信号。 实际测量5圈，直径为3.4cm的线圈，在10.7MHZ下测量得到电感量为1.553uH，Q值为156。因为lQr=，所以在10.7MHZ时的损耗电阻为66210.7 101.553 10156lrQ=，得到0.669r =，所以在并联谐振下等效电阻为216.3KpRQr=。由于发射功率在负载匹配的时候发射效率最高，所以在发射终端需要做负载匹配。 50 / 89 开关状态功放输入输出匹配开关状态功放输入输出匹配开关状态功放输入输出匹配开关状态功放输入输出匹配 图2 c3355开关状态功放 为了降低功耗，所以在节点上采用高效率的开关状态功放，而终端也可以使用戊类放大。设定输出功率为0.1W。 首先计算 C3355 的输出阻抗，假设 C3355的输出功率为0.1W，根据功放的最佳负载计算得到，我们的电源电压为CCV =3V，设CEV =0.1V，输出功率OP =0.1W，计算得出最佳输出电阻为22()(30.1)4222 0.1CCCEOVVRP=， 由于从C3355的datasheet上则三极管的输出得到集电极的输出电容，故假设输出电容是15p，阻抗可等效为一个 42的电阻与一个 15pF左右的电容并联。 然后进行初步的阻抗匹配以及滤波，为了便于后级匹配，集电极馈电线圈兼作为输出的谐振回路，抵消输出电容的影响，当馈电电感太小时，电感的Q值比较低，损耗比较大，但是馈电电感比较大时，由于高频功率管在低频时的增益非常大，又容易产生低频振荡，综合考虑，取馈电电感为10uH，此时所需的谐振电容为22.12pF，所以还需要在集电极到地接入一个(22.12-10)pF 的电容， 为了便于调谐， 我们采用了一只 5/35pF 的可调电容， 经过这样后，三极管输出为42的纯阻，然后经过一个4216.3K的三阶低通滤波器实现阻抗变换，并且使输出波形平滑（滤掉载波的高次谐波） ，这个低通滤波的设计借助于filtersolution软件，仿真电路详见于附录。 由于在输出端接了一个100nf的隔直电容，这会使得输出不再是42的纯阻，所以经过PSPICE仿真，进行校准，得到最终的具体参数。仿真效果见附录。 接收机解调电路分析接收机解调电路分析接收机解调电路分析接收机解调电路分析 由于本系统采用的是OOK调制，所以采用灵敏度高的倍压检波。当终端与节点距离较远时，天线上耦合得到的信号非常小，为了提高接收灵敏度，所以使用了两级放大，从而在距离较远的时候也能正常检测到信号。考虑到在近距离时，所以在天线线圈接收处加上限幅电路，而且在第一级放大之后也加上限幅电路。这样就保证了在近距离和远距离时都能够接收到较好的信号。但是实际上由于在很远的时候接收到的信号还是很小，这样就导致了随着距离的远近需要改变比较器的参考电平，因此采用一个RC积分保持电路，将RC的值取大，使得能检测到最大的峰值，然后分压就可以得到包络检波后峰值电压的一半，这样就实现了自适应比较，使得接收经比较器输出的波形占空比基本保持不变，从而在远距离时串口依然能够正确识别信号。 为了实现天线的复用，使用一个开关电路来切换收发模式，这个开关电路使用单片机I/O口来控制高速二极管的导通与关断来实现切换的。 通信协议分析与设计通信协议分析与设计通信协议分析与设计通信协议分析与设计 通信协议采用的是终端发起同步传输，各个节点根据终端的同步信息同步自己的时钟， 51 / 89 然后在自己编号所分配的时隙内依次传输。 信息的交换采用帧交换，每个帧由四个字节组成，结构如下图示。每一次发送或者接收都是以帧为单位。其中数据直接的低七位表示0-100度的温度，最高位表示光照的有无，1为有，0为无。 整个通信过程如下图示，终端不断发起同步传输，每个同步传输分为信息同步发送和中继同步发送两个阶段。信息同步发送阶段收到终端同步信号的节点在分配 给自己的时隙发送数据。中继同步阶段没有收到终端同步信号的节点收到相邻节点回复给终端的信息后，在本阶段自己的时隙内发送中继请求，目的ID为监听到的节点中的任意一个，由选中的节点在下一个信息同步发送阶段代替自己 发送信息给终端。 图3 数据帧格式 协议的性能可以通过分析两个节点的情况来得到，因为多个节点所消耗的时间和两个节点消耗的时间是一样的。假设终端为X，两个节点A和B，A为转发节点，B为被转发节点。性能最好的情况为B发送中继请求之前改变了数据，然后随即通过中继发送数据给了A，A在下一个信息同步发送阶段代替B发送给终端，那么延时为半个同步传输周期。性能最坏的情况为B发送中继请求之后改变了数据，然后等到第二轮同步传输 的中继发送阶段发送给A节点，最后在第三轮同步传输的信息发送阶段A节点代 替B发送给终端。延时为一个半周期。 为了克服各个节点定时不够精确的问题，需在每个帧之间加入保护间隔，在本协议中设计为发送一个字节的时间。即发送一帧数据需要五个字节的时间。因此可 以计算得到满足要求最低的波特率。按照最坏情况计算，一共需要256*3个时隙，每个时隙由5个字节之间，每个字节10个位，所以波特率要大于256 3 5 1076805bps =。这里为了留出余量设置为9600bps。 三三三三 电路设计与软件设计电路设计与软件设计电路设计与软件设计电路设计与软件设计 发射电路分析与设计发射电路分析与设计发射电路分析与设计发射电路分析与设计 图4 发射电路 选用74HC00，可在3V电压下工作，74HC00实现了10.7MHZ的载波产生，信号调制，功放驱动为一体。 功放激励输入是方波，所以功放是工作在开关状态。功放的额定输出功率是0.1W。参数设计详见于理论分析与计算。 52 / 89 接收电路设计接收电路设计接收电路设计接收电路设计 图5 接收电路 接收机的前端采用了限幅电路，一个很小的电容（22pF）后面接两个方向相反的二极管到地。这样就保证了在收发天线很近的时候，接收到的电压被限制在0.25V（1N60的压降，经过后级的谐振放大，再限幅，再放大之后信号强度比较大，这时就能很好的进行包络建波。 有些时候当放大倍数太大的时候，电路会出现自激，适当旋转中周，将调谐回路失谐，或者在谐振回路上并联一个10K的电阻就可以消除自激了。 控制收发的开关电路是有两个反向串联的1N4148和一个4.7mH电感串联一个5.6K电阻到单片机的I/O口。 工工工工作流程图作流程图作流程图作流程图 监测终端的软件重要任务就是发送同步信号，等待探测节点返回的数据，并在液晶上显示出来。探测节点的任务是定时采集数据，并在收到同步信号或者监测到其它节点的时候发送数据，并在收到中继请求后提供中继服务。软件流程图如下： 图 0-1 软件流程图 53 / 89 五五五五测试方法与数据测试方法与数据测试方法与数据测试方法与数据 测试方法和过程测试方法和过程测试方法和过程测试方法和过程 下列测试均在终端5V供电，节点两节干电池供电，室温26。 终端节点通信距离测试。 终端，节点放置在同一水平面，在保证两天线对准的情况下，将距离分别设为 1cm，9cm。将节点A和B分别放在终端两侧，距离为10cm，测试温度，光照，编 码预置功能。测试结果如下： 均有预置编码的功能，探测延时3s。 测试记录表1 距离 节点A 节点B 1cm 全部成功 全部成功 9cm 全部成功 全部成功 20cm 全部成功 全部成功 35cm 全部失败 全部成功 中继节点转发测试。 将终端与节点A的距离设为50cm，两者不能正常通信，将节点B插入到两者 中间，测试终端是否能够正常识别两个节点，然后将A,B两个节点互换，测试是否 能正常识别。测试结果如下： 测试记录表2 A为中继节点 B为中继节点 全部成功 全部成功 再次测试最大转发距离，当A作为转发节点时，最大转发距离为66cm，当B 作为转发节点时，最大转发距离为80cm。 节点功耗测试。 保持D1+D2=50cm，测试转发节点测试。 实测发现，两个节点都作为中继的时候，最大的电流时3mA，平均电流在2.4mA。 测试仪器测试仪器测试仪器测试仪器 TDS2024B 模拟四通道示波器 AFG3102 任意信号发生器 GBG-3D 高频Q表 MT4090 LCR测试仪 FLUKE 17B 数字万用表 1731SL1A7A 直流稳压电源 测试结果分析测试结果分析测试结果分析测试结果分析 温度、光照测量：温度由于采用芯片内集成温度传感器，可采用温度计对温度准确度进行测试。经过算法补偿，在23-40度的范围内，温度准确度在2以内。终端与节点的通信距离最远可达35cm。节点实现了中继转发的功能。节点的电流非常小，在3mA以内。基本部分的指标和发挥部分的指标都达到了要求。 六六六六总结总结总结总结 经过紧张的三天四夜的奋力拼搏，通力协作，团结互助，终于完成了本系统。 系统中采用的低功耗器件主要是TI公司大学计划赞助的高性能模拟器件（例如TLC372） 54 / 89 和MSP430单片机。这些芯片优良的性能和较低的功耗使接收节点易于设计。 通过这几天的设计竞赛，我们不但增强了实践能力和协作精神，而且懂得了理论联系实际的重要性，这对我们以后的学习和工作不无裨益。当然，我们的设计还存在着一些缺陷，有待于在将来设计中进一步提高，在此恳请各位老师批评指正。 附录一附录一附录一附录一： 、： 、： 、： 、匹配滤波电路预设计匹配滤波电路预设计匹配滤波电路预设计匹配滤波电路预设计 低通滤波器实现阻抗匹配电路 幅频响应曲线 55 / 89 附录二附录二附录二附录二：功放输出匹配滤波电功放输出匹配滤波电功放输出匹配滤波电功放输出匹配滤波电路路路路PSPICE仿真仿真仿真仿真 仿真电路 幅频响应曲线 56 / 89 电能收集充电器电能收集充电器电能收集充电器电能收集充电器 全国一等奖全国一等奖全国一等奖全国一等奖 电子科技大学电子科技大学电子科技大学电子科技大学 张仁辉张仁辉张仁辉张仁辉、周华周华周华周华、杨毓俊杨毓俊杨毓俊杨毓俊 摘要摘要摘要摘要：本设计使用 TPS2836 与 MSP430F4794 制作了一个电能收集充电器，主电路采用单端反激变换器，加入同步整流技术，效率最高可达 91%；具有最大充电电流跟踪能力;Es=10V20V，Rs=100 时，最大锁定电流 240mA；Rs=1，Es 在 1.2V3.6V 范围内变化，给电池的最大充电电流为 710mA；Rs=0.1，0.35VEs0。本设计基本完成了题目要求。 关键词关键词关键词关键词：充电器； 最大电流跟踪； 单端反激变换器； 同步整流 一一一一、方案论证方案论证方案论证方案论证： 1、电源变换拓扑方案论证 本题目要求制作一个电能收集器，从输出 0V20V 电压（内阻随功率变化）的直流电源吸收电能，模拟太阳能电池。充电器输出电压不小于 3.6V，用吸入型电源模拟充电电池。 方案一：Cuk 变换器 如图 1，Cuk 变换器输出电压可以通过公式（1）得到，能量存储和传递同时在两个开关期间和两个环路中进行，这种对称性使其可以达到较高效率，而且两个电感适当耦合可以理论上达“零纹波” ，但是该方案对电容要求较高，且需两个电感，成本高，同时因为输入输出相对地不同，监控及控制电路取样较复杂。 inoVDDV=1 （1） 图 1. Cuk 变换器原理图 方案二：Buck 变换器与 Boost 变换器组合 如图 2，在 ES=10V20V 时，采用 Buck 电路实现功能，在 ES，隐含了对效率的要求，当 Es=10V 时，根据最大功率传输定理，充电器能获得的最大功率是 0.25W，1 .1006 . 310VVIc63.7mA，要达到这个指标，系统的效率要大于 92.07%，所以同步整流技术的使用是必须的，而且控制监控部分的功耗不得高于 10mW； 同时， 为了降低磁心损耗， 单片机给的 PWM 频率要尽量的低， 我们选定为 20KHz；但当 Es增大时，对系统的效率要求降低，当 Es=20V 时，只要效率有 60%就能达到题目要求。 2、单端反激变压器的设计与计算 因为同步整流技术只能当电感工作于连续模式时才能发挥作用，但考虑到 Es在 10V20V内变化时，输出电流会很小 50mA240mA，要使变压器工作于连续模式所需电感量很大，会使成本和体积都增大，同时，绕线长度增加铜损也会增大；综合考虑，我们把电感临界电流点Ioc设在 400mA 处，当输出电流 IoIoc时，使能同步整流。变压器设计如下： 根据题意，充电器输出最大功率 Pout=3.2 W,且 Ioc=400mA,在本电路中选用 TDK 磁心PQ2625（具体参数计算参见附录一），f=20KHz 时其最大传输功率 15W。 计算初级电感 uHHPTDVLininc1086 . 34 . 02105065. 06 . 32622(min)2min2(max)= 计算初级绕组匝数 1 . 905. 11018. 14 . 01011010104 . 010648=FALlNcpgp（匝） 实取 Np=10（匝）。 初级与次级的匝比选为 1：1.2，则次级匝数 122 . 1=psNN（匝） 为了降低趋肤损耗，实际绕制时选用 0.4 mm 线径，四股并绕。 三三三三、电路与程序设计电路与程序设计电路与程序设计电路与程序设计： 2.主电路的设计与参数设计 图6. 主电路原理图 如图 6， 主电路原理图采用单端反激拓扑， TPS2836 是具有同步整流功能的 PWM 驱动芯片，其静态功耗为 2mA，能 3.6V 供电，最大驱动电流 2A。IRF7822 是增强型 N 沟道 MOS 管，导通电阻 5.5m,损耗小，最大漏源电流 IDS=20A，完全能满足题目要求。 59 / 89 图 6 中 TPS2836 的 1 脚是 PWM 波的输入端，经内部反相分别从 5 脚和 6 脚输出两路反相的 PWM 信号驱动 IRF7822，电阻 R1和 R2是起缓冲作用，防止驱动的电压尖峰击穿 MOS 管。3 脚DT 端用作同步整流使能，低电平有效；当充电器输出电流小于 400 mA 时，单片机将 3 脚置高，不使能同步整流，5 脚输出低电平，IRF7822 截止，肖特基二极管 1N5819 工作；相反，当输出电流大于 400 mA 时，3 脚置低，使能同步整流，5 脚输出 PWM 波，IRF7822 正常工作。 3.启动电路设计与参数设计 题目要求尽量低的 Es 能启动充电器，如图 7，使用升压芯片 TPS61202 能够 在 Es=0.5 V 输入的情况下，稳定输出 5 V 给控制电路供电，保证系统低电压空载启动。当输入电压大于 3.6 V 时，单片机控制继电器导通，TPS61202 不工作，控制及监测电路由充电器输出 3.6 V 供电。但遗憾的是由于时间原因，启动电路没能做出来，所以我们的作品没有空载自启动的功能。 图 7. 启动电路原理图 3、监控及控制电路的设计 根据题目要在 Es=10V20V 时达到 Ic 大于cscsRREE+的要求，可得出监测和控制电路的功耗最大不能超过 10mW。由此，我们选择 TI 的超低功耗单片机 MSP430F4794 作为控制核心，其3.3V 时的静态电流为 280uA，4M 外部高速晶振下程序正常运行时的电流为 1.3mA，且其内部具有 3 路 32 倍信号放大能力的 16 位 A/D，具有多路 PWM 波输出，完全满足本题最大输出电流追踪的要求。同时，单片机的绝大部分时间都工作在低功耗模式，以降低功耗，并由内部定时器每隔一段时间低功耗唤醒一次，调节输出电流。其间隙低功耗时间在 0.1s 到 5s 范围内任意可调。 图 8 为整体的软件流程图。当主功率电路开始工作的时候，控制电路先通过大范围的占空比变化，比较对应电流的大小，实现初步判断最大输出电流所处区域，一旦锁定区域后，然后在此区域调节，以找到最大电流点，当输入电压变化时，单片机会自动调节占空比以跟踪最大电流。 流程图说明： 程序初始化时，占空比设为 50%，占空比变化的初始状态设为递增方式，间隙时间为 5s。进入主循环中，先测量输出电流，当输出小于 1mA 时，单片机输出固定 50%的占空比，大于1mA 时， 判断并设置电路工作在升压还是降压模式， 并在输出电流大于 400mA 时， 使能 TPS2836的同步端，开启同步整流。 60 / 89 图 8.软件流程图 四四四四、测试方法测试方法测试方法测试方法、结果及分析结果及分析结果及分析结果及分析： 1 1 1 1、测试仪器： 1） MY-65 型四位半万用表 2） HG6333 直流稳压电源 3） TDS1012B 型数字示波器 4） FLUCK189 五位半万用表 5） BX7-14 型变阻器 2、测试方案： 在本作品的测试中，可充电池中的 3.6V 电动势是由 HG6333 直流稳压电源提供，Rd 是 1个 20W,10的水泥电阻，用于放电。如右图 9 所示： 61 / 89 图 9.测试方案 3、测试数据： 测试条件： （Rs=100,Es=10V20V，Es=3.61V） 直流输入电压(Es) 10001V 12.514V 14.999V 17.518V 19.998V 直流输出电流(Ic) 59mA 94mA 135mA 184mA 235mA (Es-Ec)/(Rc+Rs) 63.84mA 74.70mA 113mA 138mA 163mA 表 1. 电路测试结果 测试条件： （Rs=1,Es=1.2V3.6V，Es=3.61V） 表 2. 电路测试结果 2 测试条件： （Rs=100,Es10V，Es=3.61V） 直流输入电压（Es） 2.181V 3.003V 4.002V 6.012V 8.001V 直流输出电流（Ic） 0mA 3mA 8mA 20mA 38mA 表 3. 电路测试 3 当 R=0.1,Es5V 时电池由 Buck 电路充电，当 3.6VEs5V 时电池由直流稳压电源直接充电，当 EsES10V,RS=100 时，根据题目要求，IC必须要大于 Es=10V 时对应的 (ES-EC)/(RS+RC)，即 IC63.93mA，则20.1230.5mWcccPoutEII+=。同时从电源得到的最大功率 Pin=2/(4)csER=250mW,可知效率230.5/250=92.2%。要实现如此高的效率最好在反激拓扑中使用使用驱动损耗小的驱动芯片和开关损耗小的 MOS 管，在小电流时，肖特基二极管的压降很小。所以选择导通压降小的肖特基二极管 1N5822。用 TPS2818 做驱动，开关管选择 IRF7807，IRF7807 的Ciss=770pF,Crss=100pF，Rds=13.5m，开关频率选择 20KHz,这样可以使驱动损耗、开关导通损耗和开关损耗都比较低。 ? 根据本题的任务可知，需要用单片机来采集和控制各种信号，又由于监测电路工作在间歇模式，不需要实时反馈。如果使用 PWM 芯片实时反馈,还不如直接用单片机直接产生 PWM 信号,就可以省去 PWM 芯片的功耗。本作品选用可以在1.8V3.6V 工作，静态电流 250A 的 MSP430 单片机。 ? 驱动和检测电路的总功耗大约为 8mW。根据反激电路的特点，当电源提供的最大连续功率小于 45W 时，PWM 在 90%和 10%之间跳变切换，周期为 1s,实现间歇充电。 ? 启动电路：低压启动可以用三极管振荡升压来实现，电路如图五所示，利用磁环的自饱和特性实现振荡，R5 为限流电阻， 给基极提供初始偏置，电路能在 0.7V 工作。默认电路为使能状态， 当反激电路正常工作以后， 由反激输出为单片机供电， 这时可以由单片机将使能关掉。 图五 启动电路 3 3 3 3、电路与程序设计电路与程序设计电路与程序设计电路与程序设计： 硬件电路设计硬件电路设计硬件电路设计硬件电路设计 主电路的设计：设定开关频率为 20KHz,比较适合单片机的工作频率，选用 66 / 89 IRF7807 做为开关管。 根据题目要求，本设计的最大功率小于 3W,所以可以选择小磁芯来做变压器，根据现有的磁芯规格，本设计选择 PQ2625 磁芯就可以满足题目要求。 反激变压器的设计(参考文献 2)：反激变换器由 Buck-Boost 变换器演变而来。当反激变换器的匝比为 1:1 时，inOVDDV=1，根据题目要求，Vo=3.6V，1.2VVin20V 时，0.15D （Es-Ec） / （Rs+Rc） 否 否 否 是 是 是 Es(V) 16.012 17.024 18.013 19.024 19.971 Ic(mA) 146.3 163.5 187.2 210.1 232.2 （Es-Ec）/（Rs+Rc） 123.0 132.9 142.7 152.7 162.0 是否 Ic （Es-Ec） / （Rs+Rc） 是 是 是 是 是 B）当 Rs=100，3.6VEsEs1.1V 时，Ic 都大于 0，测试结果如表二所示 表二 （1.2V3.6V）充电电流 Es(V) 3.602 3.406 3.236 3.002 2.794 2.607 Ic(mA) 653.2 590.6 538.7 469.2 408.1 361.5 Es(V) 2.406 2.007 1.803 1.403 1.202 1.102 Ic(mA) 309.2 215.9 175.3 107.5 80.5 67.3 D）当 Rs=0.1，Es1.1V 时最低充电电流可以达到 0.5V，测试结果如表三所示 表三 （0.5V1.1V）充电电流 Es(V) 1.112 1.018 0.909 0.801 0.605 0.513 Ic(mA) 345.2 287.3 230.2 177.5 71.3 22.5 E）监控和控制电路的工作间歇默认设定时间为 1s，可以在 0.1s5s 内通过按键设定。 七七七七、结果分析结果分析结果分析结果分析 实际测试的结果并不是稳定在一个固定的值，而是在某个值附近来回跳动，考虑到单片机的最大电流追踪方式， 这个也许是由于单片机在小范围内不停的改变占空比而造成的。而且，当输出电流达到最大值的时候，测得变换器的输入电压并不在 Es 的一半，与理论计算有一点偏差，这可能是由于作品对于前端电源来说， 并不是一个纯阻性的负载。 本作品可以在直流电源最大输出功率小于 45mW的情况通过间隙充电方式对电池充电。由于时间关系，启动电路没有调试成功，输出带载能力太差，可能的启动电路中磁芯选择的问题。 4 4 4 4、总结总结总结总结 本系统以 MSP430F4794 单片机为核心，结合 MOS 驱动 TPS2818 和开关管IRF7807，设计并制作了一种既可升压，也可降压的电能收集充电器，完成了基本部分和发挥部分的大部分要求，启动电路没有正常工作，有一点遗憾。不过，通过这次比赛， 我们学到了很多东西， 对以后的人生有着相当重要的意义。 最后，十分感谢学校的培养和全国电子设计竞赛组委会给予我们的这次锻炼的机会。 附录附录附录附录： （所附源代码请访问所附源代码请访问所附源代码请访问所附源代码请访问 TI 大学计划网站获取完整文章查阅大学计划网站获取完整文章查阅大学计划网站获取完整文章查阅大学计划网站获取完整文章查阅） /*- 由于 MSP430F4794 的 AD 为 Sigma-Delta 类型，加之其内部具有过采样设置，所以同一型号的不同单片机在测量同一电压时对应的值是不一样的， 且同一单片机在不同供电电压下测量同一电压值也是不一样的。 所以每个单片机需要进行初始校零，其供电也需要稳压芯片供电。由于时间关系，没有实现软件自校零。 单片机的晶振为 12MHz。 PWM 信号由 P1.2 口输出。 按键由 P2.6,P2.7 输入。 AD 采样通道使用 A1。 -*/ #include #define TA1 BIT2 #define KEY_ADD BIT6 #define KEY_CUT BIT7 #define MAX_D 540 /最大占空比为 90% #define MIN_D 60 /最小占空比为 10% unsigned long flag_jianxi=0,flag_zhouqi=20000,flag_zhouqi_time=20000; unsigned int flag_Iout=1,flag_Iout0=0,flag_D=60; unsigned char flag_LAST_OPTION=1,UP_DOWN=1; void INIT_XT2(void) volatile unsigned int i; FLL_CTL0 |= XCAP14PF; / Configure load caps 1 FLL_CTL1 &= XT2OFF; / Clear bit = HFXT2 on / Wait for xtal to stabilize do IFG1 &= OFIFG; / Clear OSCFault flag for (i = 0x47FF; i 0; i-); / Time for flag to set while (IFG1 & OFIFG); / OSCFault flag still set? FLL_CTL1 |= SELS; / MCLK = XT2 void key(void) P2DIR &=(KEY_ADD+KEY_CUT); /输入方向 P2IE |= KEY_ADD+KEY_CUT; /中断使能 P2IES |= KEY_ADD+KEY_CUT; /触发边沿选择 void Init_Timer(void) P1DIR |= BIT2; P1SEL |= BIT2; /PWM 信号输出口选择 TACCR0 = 599; /开关频率设为 20KHz TACCTL0 = CCIE; TACCR1 = 60; /初始占空比设为 10% TACCTL1 = OUTMOD_7; /PWM 输出模式 TACTL = TASSEL_2 + MC_1; void gonglv_genzhong(void) unsigned char flag_bujin=1; if(flag_D480) flag_bujin=2; else flag_bujin=1; if(flag_LAST_OPTION)/上次为增加 if(flag_Iout(flag_Iout0+5)/电流增加 flag_D+=flag_bujin; flag_LAST_OPTION=1;/上次为增加 2 else if(flag_Iout+5)(flag_Iout0+5)/电流变大 flag_D-=flag_bujin; flag_LAST_OPTION=0;/上次为减小 else if(flag_Iout+5)MAX_D)/防止发生反馈卡死 flag_D=MAX_D-2; flag_LAST_OPTION=0; if(flag_DMIN_D)/防止发生反馈卡死 flag_D=MIN_D+2; flag_LAST_OPTION=1; TACCR1 = flag_D; flag_Iout0=flag_Iout; void Init_SD16(void) SD16CTL = SD16SSEL_2+SD16REFON;/+SD16DIV_3; / 1.2V ref, SMCLK SD16INCTL0 = SD16INCH_0+SD16GAIN_32; / A1+/- SD16CCTL0 = SD16OSR_1024; / 256OSR, unipolar, interrupt enable SD16CCTL0 |= SD16SC; / Set bit to start 3 conversion void Init_systerm(void) INIT_XT2(); key(); Init_Timer(); Init_SD16(); _EINT(); void UP_DOWN_SWITH(void) if(flag_Iout33460)/连续充电，间隙时间还原 flag_zhouqi=flag_zhouqi_time; void main(void) WDTCTL = WDTPW + WDTHOLD; / Stop WDT Init_systerm(); LPM3; flag_Iout=SD16MEM0; UP_DOWN_SWITH(); 4 while(1) LPM3; flag_Iout=SD16MEM0;/输出电流采样 UP_DOWN_SWITH(); gonglv_genzhong(); #pragma vector=TIMERA0_VECTOR _interrupt void TIMERA0() flag_jianxi+; if(flag_jianxi=flag_zhouqi) LPM3_EXIT; flag_jianxi=0; #pragma vector=PORT2_VECTOR _interrupt void KEY() if(P2IFG&BIT6)=BIT6)/间歇时间增加按键 if(flag_zhouqi_time=2000) flag_zhouqi_time=10000;/如果当间歇时间为 0.1 秒，以后间歇时间为0.5 秒 else flag_zhouqi_time+= 10000;/间歇时间步进为 0.5 秒 if(flag_zhouqi_time100000)/如果当前间歇时间为 5 秒，以后间歇时间为 5 秒 flag_zhouqi_time=100000; if(P2IFG&BIT7)=BIT7)/间歇时间间歇时间减小按键 if(flag_zhouqi_time+， 效率 /oipp= 在sE =10V时，最大输出电压： max210 /(4*100)0.25iPW= 输出电流： ()()63.9cscscIEERRmA+= 则 0.230oPW，92.0%。 当sE =20V时， max1iPW= ,0.723oPW 72.3%。 所以在最理想状况下（sE达到最大输出功率，充电器部分不消耗功率） ，所选降压芯片的转换效率要超过92.0%，才能保证sE在10V20V下满足()()cscscIEERR+的题目要求。 2. 模拟可充电电池分析 题目要求()()(203.6) / (1000.1)0.16cscscIEERRA+=+= 设通过dR电流为dI， 为了防止电流倒灌进cE， 则dcII（如图4）,则/3.6/0.1622.5dcdREI3.6V时 ，100sR = 1.1VsE3.6V时，1sR = sE1.1V时 ，0.1sR = 最小sE（V） 5.6 1.1 0.3 （4）sE从0逐渐升高，能自动启动充电功能的sE值。表4 条件 sE1.1V时 ，0.1sR = 1,1V sE3.6V时 ，100sR = 最小sE（V） 0.4 1.1 5.6 （5）sE较低到不能向电池充电，最低至0时，电池放电电流: 测量方法：观测电流表反向电流 表5 条件 sE3.6V时，100sR = 放电电流（mA） 10 （6）监测和控制电路工作间歇设定范围 能在0.1s5s程控设定。 1. 实验结果分析 从表1测试数据中可以看出，电源电压sE在15V以下时，充电电流cI没有达到要求，主要原因是电压转换芯片在满负荷下效率才能达到最大， 而电源输出功率有限， 芯片无法满负荷工作。从表2中看出，电源电压在1.2 3.6sEVV=段时，在sE=3V左右时，充电电流最高，实际充电时最好在sE=3V充电。 五、 实验分析与结论 作品基本完成了题目基本部分与发挥部分的要求，并有所扩展，电源电压可以增加到36V，能采样并显示电源路端电压和充电电流。系统选用最简单的电路，节省了外部AD、DA电路，降低了成本与系统功耗。 参考文献: 1 周志敏，周纪海，纪爱华（编）.便携式电子设备电源设计与应用.北京：人民邮电出版社，2007.6 2 董尚斌(主编）.电子线路（）.北京：清华大学出版社，2006.10 3 黄争 （编） .德州仪器高性能模拟器件在大学生创新设计中的应用与快速选型指南.上海：德州仪器半导体技术（上海）有限公司大学计划部，2009.5 4 周志敏，周纪海，纪爱华（编）.充电器电路设计与应用. 北京：人民邮电出版社，2005.10 12 数字幅频均衡功率放大器数字幅频均衡功率放大器数字幅频均衡功率放大器数字幅频均衡功率放大器（F 题题题题） 全国一等奖 河北科技大学 穆敬彬 曹越 段国强 摘摘摘摘 要要要要: 本系统是采用 DSP 技术设计的数字幅频均衡功率放大器，主要包括前置放大、带阻网络、数字幅频均衡和音频功率放大电路四部分。前置放大部分采用两级放大电路，放大倍数大于 400 倍。在 MultiSim 仿真软件的指导下，通过调整元件参数， 使带阻网络达到设计要求。 采用基于 FFT/IFFT 的频域处理技术，在频域将不同频率信号的幅频响应均补偿到归一化幅度。功率放大部分采用“集成运放+功率 MOSFET”的组合模式，大大简化了电路设计。该系统在信号传输过程中加入了多处缓冲隔离， 有效地减少了各级之间的相互影响。 通过电路组装、程序编写与调试、采集实验数据与分析等设计环节，顺利完成了题目的基本部分和全部发挥部分的要求，并在数据处理方法、动态程序加载及优化设计方面有一定创新。 关键字关键字关键字关键字：前置放大、带阻网络、幅频均衡、功率放大 Abstract The amplitude-frequency balance power amplifier is designed based on DSP technology, including four parts of preamplifier, band-reject network, digital amplitude-frequency equalization, and audio power amplifier circuit. In preamplifier section, two stages amplifier circuit are adopted, achieving more than 400 gains. Design requirements of band-stop networks are meet by adjusting the parameters under the guidance of MultiSim simulation software. Based on FFT / IFFT of the frequency-domain processing techniques, the amplitude-frequency of different frequencies are compensated to a normalized rate in the frequency domain. Power amplifier section, the adoption of an integrated operational amplifier + power MOSFET combination models greatly simplify the circuit design. The various buffer isolation are used to effectively reduce the levels of the interaction in signal transmission process. Through the circuit assembly, programming and debugging, gathering of experimental data and analysis, design tasks including the basic part and extended part are successfully completed, and a certain innovation on data processing methods, dynamic program loading and optimization of the design is presented. 关键字关键字关键字关键字：preamplifier; band-reject network; amplitude-frequency balance; power amplifier 13 一一一一、系统方案系统方案系统方案系统方案 本题目可分为相对独立的四部分：前置放大、带阻网络、数字幅频均衡和低频功率放大电路。其中数字幅频均衡与低频功率放大电路为设计重点，而数字幅频均衡为关键技术难点。数字均衡采用一种数字信号处理的方法，要求先由 A/D变换至数字信号，然后做均衡处理，再通过 D/A 变换为模拟信号。 实现本题目数字处理的方法可以应用单片机、DSP 器件以及 FPGA 器件，但由于单片机普遍速度较慢，不适合用在这里做 FFT/IFFT 运算，FPGA 器件虽然速度快，但在算法处理上开发难度较大，短时间内难以完成。而 DSP 器件开发操控性较强，经估算，运算速度满足要求，故在本题目中选择使用 DSP 开发。 根据题目要求，需要对经过带阻网络的信号进行数字均衡运算，最直接的方法是首先计算带阻网络的网络传输函数，然后设计该网络的反滤波器，再利用数字信号处理方法设计相对应的数字滤波器。但这种方法要求得到精确的网络模型，这在本题目中几乎是不可能的。经反复讨论，决定采用基于 FFT/IFFT 变换的数字幅频处理方法，其框图如图 1 所示，处理过程为： 图1 数字幅频处理总框架图 （1）采用音频 A/D 变换器将经过带阻网络后的信号 v2变换为数字信号，采样率定为 44.1kHz； （2）通过 FFT 变换获得信号频谱； （3）设置噪声门限，检索频谱，将大于门限的信号（可能有多个信号）的频谱幅度（实部、虚部按比例）按信号能量调整至某一标准值
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