毕业设计（论文）- 基于PWM交流电源方案的设计.doc

武汉理工大学毕业设计（论文）目录摘要IAbstractII绪论11 基于PWM交流电源方案的设计32 主电路的设计42.1 整流电路的设计42.2 斩波电路的设计52.3 逆变电路的设计73 驱动电路的设计133.1 斩波驱动及控制电路的设计133.2 逆变驱动电路的设计164 单片机控制电路的设计184.1 单片机晶振电路的设计184.2 单片机复位电路的设计194.3 A/D转换电路的设计204.4 电压显示电路的设计224.5 频率显示电路的设计265 SPWM控制电路的设计285.1 SA828芯片功能的介绍285.2 SA828的编程295.3 SA828与C51构成的控制电路的设计316 辅助电源的设计34结束语36参考文献37致 谢38摘要全数字化控制技术正是正弦波电源的发展趋势，与模拟正弦波电压相比，它具有硬件电路简单、载波频率调试方便和设计周期短等优点。本论文设计的数字控制逆变器电源主要通过单片机对SA828和ADC0809进行控制，实现稳压、显示电压和频率等功能，是对数字化正弦波电源设计的尝试和创新。文中主要介绍整流、斩波、逆变、相关驱动电路以及功率管MOSFET和SPWM专用芯片SA828的特点以及应用，而且讨论了基于单片机AT89C51的控制电路的原理和实现方法，设计了逆变的主电路和驱动电路、斩波的主电路和驱动电路、SPWM波形产生电路、电压频率显示电路等。关键词：SPWM，SA828，单片机，逆变电源AbstractFully digital control technology is the development trend of sine wave power,and analog sine wave voltage, it has the hardware circuit is simple, convenient and carrier frequency debugging advantages of shorter design cycles. In this thesis, the digital control of inverter power supply, mainly through MCU control of the SA828 and the ADC0809 to achieve voltage regulation, voltage and frequency display function is a digital sine wave power supply design attempts and innovation. The article introduces the rectifier, chopper, inverter, associated drive circuitry and power control MOSFET and the SPWM ASIC SA828 features and applications, and discusses the AT89C51 microcontroller based control circuit of the principle and method, the inverters main circuit design and drive circuit, chopper circuit and drive the main circuit, SPWM waveform generation circuit, voltage and frequency display circuit.Keywords: SPWM，SA828，SCM，InverterII绪论传统的高压直流电源通常由工频交流电源经升压、直流滤波而获得的。直流高压电源的接线方式很多，有半波整流电路，桥式、全波、倍压、多相整流电路以及串级电路等。近年来，随着电子技术的发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备的种类也越来越多，对电源的要求也更加灵活多样。而且关于PWM控制技术日益发展，尤其是在电源研究领域取得很大的发展。传统的电源一般用220V工频交流电源经过变压器升压，整流器滤波获得，但这些方法是的电源的体积和重量都很大，并且纹波很大，稳定性也不够高。而采用PWM控制技术控制电源，提高了电源的稳定性和效率。PWM控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，通过对脉宽进行调制从而改变脉冲的占空比来获得所需的电压，如今PWM调制技术在逆变电路中应用最为广泛。PWM控制的交流电源一般可通过软件和硬件来实现对脉冲宽度的控制。SPWM(Sinusoidal PWM)法是一种比较成熟的，目前使用较广泛的PWM法。前面提到的采样控制理论中的一个重要结论：冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。SPWM法就是以该结论为理论基础，用脉冲宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆变电路中开关器件的通断，使其输出的脉冲电压的面积与所希望输出的正弦波在相应区间内的面积相等，通过改变调制波的频率和幅值则可调节逆变电路输出电压的频率和幅值。此外，人们还可以通过单片机实现高功率因数PWM整流器的控制。PWM整流器是应用脉宽调制技术发展起来的一种新型电源变流器。其基本原理是通过控制功率开关管的通断状态，使整流器输入电流接近正弦波，并且电流和电压同相位，从而消除大部分电流谐波并使功率因数接近于1。在国外，从70年代开始，日本的一些公司开始采用开关电源技术，将市电整流后逆变为3kHz左右的中频，然后升压，美国GE公司生产的AMX2移动式X线机把蓄电池供给的直流电逆变成500Hz的中频方波送入高压发生器，从而减小体积和重量。进入80年代，高压开关电源技术迅速发展，德国西门子公司采用功率晶体管做主开关元件，将电源的开关频率提高副20kHz以上。并将干式变压器技术成功地应用于高频高压电源，取消了高压变压器油箱，使变压器系统的体积进一步减小。近十年来，随着电力电子技术的进步和开关器件的发展，高压开关电源技术不断发展。突出的表现是频率在不断提高：如Philips公司30kw以下移动式X光机的X线发生装置频率达30KHz以上，德国的霍夫曼公司高压发生器频率高达40lKHz。98年以后通用电气公司和瓦里安公司都研制成功100kHz的X线机发生器。另外，高压开关电源的功率也在不断地提高，1030kw的大功率高压开关电源在产品上已很成熟，更高功率的高压开关电源也有很快的发展，如用于雷达发射机的140KW高压开关电源(俄罗斯)；用于脉冲功率技术中的300KW大功率交流充电电源(美国EEV公司)等等。电力电子器件和控制技术的发展使得更高频成为可能，出现了各种软开关电源。微电子集成技术的发展为电力电子控制技术提供了新的思路，由最初的分立元件发展到集成电路、大规模集成电路再到后来的微处理器的出现，都为高频电源的控制技术带来了极大的便利。近年来，TI、MOTOROLA、ADI等公司相继推出了适用于开关电源使用的DSP芯片，且功能越来越完善，性能也越来越优越。从以上的介绍我们不难看出，高压开关电源的发展的主要趋势是：频率不断提高，功率也不断提高。综上所述，60年代开关电源出现开始，80年代开始软开关技术，90年代开始用DSP进行控制开关电源出现。开关电源经历了由高频到更高频，由模拟控制到数字控制的过程。我国自80年代初开始对高频化的高压大功率开关电源技术进行研究，分别列入了“七五”、“八五”、“九五”国家重点攻关项目。国家“八五”攻关项目，200kV高压直流开关电源的研制，输出功率达20KW；国家自然基金资助项目产生高浓度臭氧用20kHz高压逆变电源的研制，电源的转换效率高于80%，输出功率最高达20kw，电源体积降至原体积1/5，臭氧发生器体积降为原来1/6。体积质量最高可达2509/m3，还减少了原材料消耗：静电除尘高压直流电源也实现了高频化，采用全桥零电流开关串联谐振逆变电路将直流高压逆变为高频电压，然后由高频变压器升压，最后整流为直流高压，在电阻负载条件下，输出直流电压达到55kV，电流达到15mA，工作频率25.6kHz。在我国开关电源的控制领域，人们广泛采用TL494、UC3875D等专用电源集成芯片来产生PWM驱动逆变电路的开关管，但是，随着DSP芯片的问世，尤其DSP算法的快速发展，使得开关电源的控制技术朝着全数字化、智能化和网络化的方向发展，对电力电子技术的发展起到了巨大的推动作用。总之，我国高压开关电源技术已取得了很大的进步，但同国外相比还有很大的差距，特别是大功率高压开关电源技术仍处在研发之中。1 基于PWM交流电源方案的设计基于PWM控制的交流电源的研制可以通过很多途径来实现，通过对相关资料的检索和查询，首先第一种方案是采用DSP，即整个电源系统以DSP数字处理器为控制核心，用单个TMS320LF2407 DSP芯片作为实现移相全桥逆变技术、电源输出调压和过压过流保护等功能。驱动电路采用取IR21l0来驱动全桥逆变器中开关管，辅助电源电路采用模块电源，直流电压用于DSP和其他的集成电路芯片来实现。此种方案在硬件电路的连接上比较简单，但是在软件编程上需要花费很大的精力，对于尚不熟悉DSP语言的我们来说短时间内有一定的困难。然后第二种方案是采用单片机的方式，使用AT89C51芯片为控制核心，控制显示电路以及PWM波的产生。此种方案在硬件和软件上都能比较容易实行。而C51单片机作为一种常用的芯片，在工业应用上非常普遍，而且从经济成本上考虑，相比DSP设计方案显然更划算，因此考虑将其作为最终选定的方案。首先确定的是设计思想，其原理方框图下图所示：图1 结构方框图从电网引入的220V的交流电首先经过整流和滤波之后变成比较平滑的直流电，然后通过可控器件IGBT对时间通断的控制，使得数值上仍然比较高的电压下降，从而得到低电压的直流电，再通过逆变来使直流电再次变回所需要求的交流电压，而控制逆变则需要单片机C51和PWM波产生专用芯片SA828来控制和产生，对输出交流电的参数要求可以通过对SA828控制字的设定来完成，为了显示输出电压值和频率的大小，采用A/D转换芯片ADC0809作为对采样电压进行数模转换，通过C51的控制，使得显示电路的功能得以实现。2 主电路的设计本设计要求斩波后的电压为24（110%）V，逆变后单相交流电压为36（15%）V、400Hz，输出电流200mA，开关工作频率23.4375kHz，电源效率=70%，最大占空比0.45，最大磁饱和强度0.2T，有效磁芯面积，导体电流密度。2.1 整流电路的设计整流电路是电力电子电路中最早出现的一种，它将交流电变为直流电，应用十分广泛，电路形式各种各样。整流电路通常由主电路、滤波器和变压器组成。20世纪70年代以后，主电路多用硅整流二极管和晶闸管组成。滤波器接在主电路与负载之间，用于滤除脉动直流电压中的交流成分。变压器设置与否视具体情况而定，变压器的作用是实现交流输入电压与直流输出电压间的匹配以及交流电网与整流电路之间的电隔离（可减小电网与电路间的电干扰和故障影响）。整流电路的原理是是利用二极管的单向导电性将正负变化的交流电压变为单向脉动电压的电路。在交流电源的作用下，整流二极管周期性地导通和截止，使负载得到脉动直流电。在电源的正半周，二级管导通，使负载上的电流与电压波形形状完全相同；在电源电压的负半周，二极管处于反向截止状态，承受电源负半周电压，负载电压几乎为零。在本设计中，没有用到变压器，采用直接将220V的交流电压引入整流电路。如图2所示：图2 整流部分电路图为了简化电路的设计，此处采用了4个不可控的二极管组成，这就省去了选晶闸管还要设计控制触发电路的任务。此外，为了使得到的电压更加平滑，输出端串入一个滤波电容，因此输出电压的大小 （2-1）考虑到每个二极管的最大反向电压至少要大于峰值 ，即大于311V，同时为保证电流不至于过大，在输出端串上10K的电阻，因此回路中的最平均电流为24.2mA，每个二极管流过的电流为12.1mA，因此选择4个IN4007型的二极管，其耐最大反向电压为1000V，承受最大电流为1A，符合设计的要求。 滤波电容采用470uF耐压450V的铝电解电容，在工业上由于其体积小容量大，且损耗大，常应用于电源滤波、低频耦合等场合，而耐压450V也满足反向最大电压的冲击。2.2 斩波电路的设计斩波就是将直流电变为另一固定电压或可调电压的直流电，也称为直流直流变换器（DC/DC Converter）。斩波电路包括6种基本的电路：降压斩波电路、升压斩波电路、升降压斩波电路、Cuk斩波电路、Sepic斩波电路和Zeta斩波电路。整流输出的电压达到了242V，而斩波后希望的电压为24V，因此首先确定采用降压斩波电路，降压斩波电路得原理图如图3所示：图3 降压斩波的原理图该电路采用一个全控型器件V，图中为IGBT，也可以使用其他器件。通过对IGBT关断和导通时间的控制可以控制输出的电压，若导通时间为，关断时间为，则输出电压与输入电压的关系为： （2-2）而与周期T的比值称为占空比D，保持T不变，改变导通时间控制输出电压就称为PWM控制方式。在斩波部分的设计中斩波开关器件采用IGBT模块的MG75Q1J40来实现，其工作频率为40kHz。其电路图如图4所示：图4 斩波部分电路图而在本图中，R2和IN4007和电容C2其缓冲保护作用，D6为续流二极管。而驱动电路采用M57962L芯片组成。 MG75Q1J40的参数如下, ，。本设计中采用了并联缓冲电路，主要是用来保护功率开关器件，包括2个任务，一是限制开关器件上的应力，使其在安全范围内；二是但开关器件状态变化时，将能量转化到其他电路上去，减小开关期间的功率损耗。电路图采用并联缓冲电路，缓冲电容的临界值： （2-3）一般IGBT的导通时间为（35）RC，这里斩波输出应为24V，故导通时间为： （2-4）前面可以得到， ,取系数为1/4，则： （2-5）最后确定斩波电路中电容和电感的值： （2-6） （2-7）故L1可取40mH,C3可取470pF。2.3 逆变电路的设计逆变电路是与整流电路（Rectifier）相对应，将低电压变为高电压，把直流电变成交流电的电路称为逆变电路。交流侧接电网，为有源逆变；交流侧接负载，为无源逆变。逆变器用双向可控电力电子开关构成能够改变负载电压方向的电路。按规律控制电子开关，切换负载电压方向，便可将输入的直流电能逆变为输出的交流电能；调节电子开关的切换周期就可以改变交流电的频率，通过自身的电子开关的斩波控制，使得输出电压为脉冲列。改变输出脉冲列的宽度，便可达到调节输出电压的目的。在逆变部分采用的是推挽式电路，推挽式电路的一个突出优点就是变压器双边励磁，在输入回路中仅有一个开关的通态压降，而半桥形电路和全桥型电路都有2个，因此在同样的条件下，产生的通态损耗较小，而且不需要驱动隔离，驱动电路简单。这对很多输入电压较低的电源十分有利，因此低电压输入类电源采用推挽式电路比较合适。但要注意，功率开关所承受的电压应大于2Ui。推挽式电路的原理图如图5所示：图5 推挽型电路原理图其工作原理可概述为：由驱动电路的作用，两个功率开关管S1和S2交替导通，在绕组W1和W1两点分别形成相位相反的交流电压。S1导通时，二极管VD1处于通态；S2导通时，二极管VD2处于通态；两个开关都关断时，二极管VD1和VD2都处于通态，各分担电感电流的一半。S1或S2导通时，电感L的电流逐渐上升；两个开关管都关断时，电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态时通过变压耦合器作用承受2Ui。为了验证推挽式电路的确可以将直流电逆变为交流电，通过MATLAB对其进行仿真，接线图如图6所示：图6 MATLAB接线图通过对相关参数的设定，可以得到输出的交流电正弦波的波形，其波形大致如图7所示：图7 MATLAB仿真图首先要计算相关的参数，斩波后的电压为24V，而要求输出的交流电压为36V，400HZ，开关工作频率f=23.4375kHz，电源效率为70%，最大占空比D=0.45，最大磁饱和强度B=0.2T，有效芯片面积，导体电流密度。开启和关短的时间的计算： （2-8） （2-9）最大直流输入电压与最小直流输入电压计算： （2-10） （2-11）一次侧平均输入电流与峰值电流（peak)的计算： （2-12） （2-13）二次侧输出的峰值电流计算： （2-14）一次侧绕组匝数的计算：本例输出7.2W，因此选择EI28磁芯，磁芯有效截面积 ,最大磁通强度，则： （2-15）N1取整数30匝。二次侧绕组匝数的计算： （2-16）N2取整数59匝。则电压比一次侧绕组导体截面的计算： （2-17） （2-18）二次侧绕组导体截面的计算： （2-19） （2-20）然后是输出部分的设计，输出部分由输出滤波部分和整流电路构成，滤波部分的作用是将二次侧输出的脉动的交流电压滤波成为近似于正弦波的交流电压。整流部分是将交流电压通过全波整流电路整流，变成适合A/D转换的直流电压。设计滤波电感应考虑输出电压，输出电流和开关频率，并应首先选定允许的电感电流最大纹波值，根据相应的公式计算电感值。变压器的视在功率PT是电感值的伏安值，等于端电压和电流的乘积。 （2-21） 和关系如下式： （2-22）在本设计中，选择叠式铁芯，K0取0.4，计算时取，选择最接近该数据的型号为1-186-167EE，其，计算匝数： （2-23）取整数12匝。然后计算感抗XL和电感L的值： （2-24） （2-25）计算气隙长度： （2-26） 计算电感导体截面： （2-27） （2-28）此外还得确定滤波电容的大小，根据选定的输出电压最大波纹的有效值，可以按下式计算滤波电容的阻抗。 （2-29）电感电流最大波纹峰值 取最大输出电流的20%，即是0.04A。输出电压最大波纹有效值为输出电压的0.5%，取0.18V，按上面的式子计算出滤波电容的阻抗 。根据输出电压最大值90V，选择一支瓷介电容就可以了。 最后是全波整流电路的设计，其结构原理图如图8所示：图8 全波整流原理图该电路采用2个二极管VD1和VD2以及LC滤波元件构成。电路有2个整流工作回路，正半周时VD1导通，负载承受正向电压；负半周时，VD2导通，负载同样承受正向电压。这样VD1和VD2轮流导通，负载上的电压始终为直流，实现整流。输出电压电流和输入电压电流之间的关系如下： （2-30） （2-31）变压器的次级功率： （2-32）变压器的效率，则初级功率： （2-33）变压器的功率等于初级功率之和的一半： （2-34）铁芯截面积 ，K为修正系数，硅钢片一般取1.1，S取 。选择YEI-1型硅钢片。其截面积为 。初级匝数的计算： （2-35）根据电路原理和输出的要求，工频变压器变比选为1：1。一次导体截面积计算： （2-36） （2-37）二次导体截面积计算： （2-38） （2-39）整流二极管的承受的断态电压为36V，流过二极管的平均电流为0.18A，选择IN5819就可以了，其耐压超过40V，最大电流为1A。输出电容直流电压为34V，电感电流最大波纹峰值取最大输出电流的20%，即是0.036A。输出电压最大波纹有效值为输出电压的0.5%，取0.17V，按上面的式子计算出滤波电容的阻抗最大值为 ，选择一只 ，耐压50V的电解电容就可以了。设计的电路图如图9所示：图9 逆变主电路图3 驱动电路的设计3.1 斩波驱动及控制电路的设计驱动电路是电力电子主电路与控制电路之间的接口，是实现主电路中电力电子器件按照预定设想运行的重要开关。采用良好的驱动电路，可以使电力电子器件工作在较为理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗。此外，对器件或整个装置的一些保护措施也往往设在驱动电路中，或通过驱动电路实现。因此，驱动电路对装置的运行效率、可靠性和安全性重要的影响。驱动电路的基本任务是将控制电路发出的信号转换为加载在电力电子器件控制端和公共端之间，可以使其开通或关断信号。同时，驱动电路通常还具有电气隔离及电力电子器件的保护功能。IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)，绝缘栅双极型晶体管，是由BJT(双极型三极管)和MOS(绝缘栅型场效应管)组成的复合全控型电压驱动式功率半导体器件, 兼有MOSFET的高输入阻抗和GTR的低导通压降两方面的优点。GTR饱和压降低，载流密度大，但驱动电流较大；MOSFET驱动功率很小，开关速度快，但导通压降大，载流密度小。IGBT综合了以上两种器件的优点，驱动功率小而饱和压降低。非常适合应用于直流电压为600V及以上的变流系统如交流电机、变频器、开关电源、照明电路、牵引传动等领域。斩波的驱动电路的作用就是控制全控器件IGBT导通和关断的时间，达到控制输出电压幅值的目的，同时能驱动IGBT模块让其正常工作，并对其进行保护的电路。本设计中采用的是M57962L的芯片来驱动IGBT工作，M57962L是专用IGBT模块的驱动器，M57962L的内部集成了退饱和，检测和保护单元，当发生过电流时能快速响应，能慢速关断IGBT，并向外部电路给出故障信号，M57962L输出的正驱动电压为+15V，负驱动电压为-15V。其引脚图如图10所示：图10 M57962L外形及引脚图其具体的相关功能如表1所示：表1 M57962L管脚功能引脚号符号功能1检测电压端4-15V电源电压端5输出电压端615V电源电压端8故障输出电流端13、14输入电压端驱动电路图如图11所示：图11 M57962L驱动IGBT电路图其次是斩波部分PWM波控制部分的设计，驱动电路所需的PWM波的形成就是在此部分形成的，因此在设计时该部分也具有很重要的作用。该部分采用以TL494为核心芯片来设计的，TL494 是一种频率固定的脉冲宽度控制器，主要为开关电源控制器而设计。 其引脚图如图12所示：图12 TL494引脚图TL494的引脚功能如下：1、16脚和2、15脚分别是误差放大器1和误差放大器2的同相输入端和反向输入端；3脚是反馈输入端；4脚是死区时间控制端；5、6脚分别接RC振荡器的定时电容和电阻；7脚接地；8、9脚11、10脚分别是两个内部驱动三极管的集电极和发射极；12脚为电源正端；13脚为输出状态控制端，当13脚为高电平时，两个内部驱动三极管交替导通，当13脚为低电平时，两个内部驱动三极管同时导通或截止，此时只能控制一个开关管；14脚是集成电路内部输出的5V基准电压输出端。 TL494输出脉冲的宽度是通过电容CT上的正极性锯齿波电压与另外两个控制信号进行比较来实现。功率输出管Q1和Q2受控于或非门。当双稳态触发器的时钟信号为低电平时才会被选通，即只有在锯齿波电压大于控制信号期间才会被选通。利用TL494产生PWM波的电路图如图13所示：图13 TL494控制PWM波的电路图3.2 逆变驱动电路的设计MOSFET是电压驱动型器件，其静态输入电阻很大，所以需要的驱动功率很小。但由于栅源间、栅漏间存在输入电容，当器件高频通断时，电容频繁充放电，为快速建立驱动电压，要求驱动输出电阻小，且具有一定的驱动功率。MOSFET开通的栅源极间驱动电压一般取10到15V，在器件关断时，对器件施加反向电压可减小关断时间，保证器件的可靠关断；反向电压一般为0到15V。此外，在栅极驱动回路中，通常需串入低值电阻，以减小寄生振荡，该电阻阻值应随被驱动器件电流额定值的增大而减小。MOSFET的驱动方式有很多，例如直接驱动、耦合驱动和混合驱动。本系统采用TTL直接驱动。如果TTL中的一些晶体管工作经过线性区间，达到饱和有一段较长的时间，使MOSFET的性能不能达到最佳的状态，可像图13所示，在TTL器件与MOSFET之间加上、，可减少开关上升和下降的时间。这些晶闸管要有较大的增益和较宽的频带。驱动电路如图14所示，选用S9013，和分别选用S9013和S9015既可满足要求。图14 TTL驱动MOSFET电路图然后是开关期间的设计：开关器件选电力MOSFET，其耐压值为输入电压的2倍，考虑到关断时的电压以及输入电压的浪涌，其耐压值取75V以下。通过开关器件的峰值电流为： （3-1）流过开关器件的最大平均电流为： （3-2）电力MOSFET的通态损耗应该按其电流的有效值来计算，考虑到计算的简单，可以用开关电流峰值为来估算，即开关期间的电流有效值为0.3A，开关期间的损耗为： （3-3）为开关器件电流有效值，即0.3A；为开关器件通态电阻，根据资料取44。查资料型号为IRF540F的器件，其耐压值为100V，电流为33A，通态电阻为44，可以满足设计上的要求。为了在开关管关断时提供一个无功功率能量回路，在每个开关管两端反并联一个快速恢复二极管，选择IRF540F即可。驱动电路如图15所示：图15 驱动电路图4 单片机控制电路的设计4.1 单片机晶振电路的设计每个单片机系统里都有晶振，全称是叫晶体震荡器，在单片机系统里晶振的作用非常大，他结合单片机内部的电路，产生单片机所必须的时钟频率，单片机的一切指令的执行都是建立在这个基础上的，晶振的提供的时钟频率越高，那单片机的运行速度也就越快。晶振是用一种能把电能和机械能相互转化的晶体在共振的状态下工作，以提供稳定、精确的单频振荡。在通常工作条件下，普通的晶振频率绝对精度可达百万分之五十。晶振的作用是为系统提供基本的时钟信号。通常一个系统共用一个晶振，便于各部分保持同步。有些通讯系统的基频和射频使用不同的晶振，而通过电子调整频率的方法保持同步。 一般单片机的晶振工作于并联谐振状态，也可以理解为谐振电容的一部分。它是根据晶振厂家提供的晶振要求选择负载电容值的大小，换句话说，晶振的频率就是在它提供的负载电容下测得的，能最大限度的保证频率值的误差，也能保证温漂等误差。两个电容的取值都是相同的，或者说相差不大，如果相差太大，容易造成谐振的不平衡，容易造成停振或干脆不起振。设计的电路图如图16所示：图16 单片机晶振电路图在本设计中，由于ADC0809的典型工作频率640KHz不太容易得到，所以通常使用相近的频率且容易获得信号来代替。在本设计中，单片机的晶振频率为12MHz，ALE信号的输出频率为晶振频率的六分之一，即2MHz，可将2MHz经过74HC74四分频后得到500KHz信号供给ADC0809使用，在后面的内容中会详细介绍。4.2 单片机复位电路的设计关于单片机的置位和复位，都是为了把电路初始化到一个确定的状态，一般来说，单片机复位电路作用是把一个例如状态机初始化到空状态，而在单片机内部，复位的时候单片机是把一些寄存器以及存储设备装入厂商预设的一个值。当MCS-5l系列单片机的复位引脚RST(全称RESET)出现2个机器周期以上的高电平时，单片机就执行复位操作。如果RST持续为高电平，单片机就处于循环复位状态。根据应用的要求，复位操作通常有两种基本形式：上电复位和上电或开关复位。本论文中采用的是开关复位的方式，上电后，由于电容C3的充电和反相门的作用，使RST持续一段时间的高电平。当单片机已在运行当中时，按下复位键S1后松开，也能使RST为一段时间的高电平，从而实现上电或开关复位的操作。具体的电路图如图17所示：图17 单片机复位电路图系统复位是任何微机系统执行的第一步，使整个控制芯片回到默认的硬件状态下。51单片机的复位是由RESET引脚来控制的，此引脚与高电平相接超过24个振荡周期后，51单片机即进入芯片内部复位状态，而且一直在此状态下等待，直到RESET引脚转为低电平后，才检查EA引脚是高电平或低电平，若为高电平则执行芯片内部的程序代码，若为低电平便会执行外部程序。51单片机在系统复位时，将其内部的一些重要寄存器设置为特定的值，至于内部RAM内部的数据则不变。4.3 A/D转换电路的设计以单片机为核心构成的测控系统，是单片机诸多应用中最为广泛的用途之一。当单片机用作测控系统时，系统要有被测信号量的输入通道。输入通道一般由信号处理、模拟开关、放大、采样、保持及A/D转换电路等组成，而A/D转换是测控系统中的一个重要环节。在A/D转换电路中采用的是ADC0809芯片，其引脚图如图18所示：图18 ADC0809引脚图其引脚的功能如下：IN0IN7：8路模拟量输入端。D0D7：8位数字量输出端。ADDA、ADDB、ADDC：3位地址输入线，用于选通8路模拟输入中的一路ALE：地址锁存允许信号，输入，高电平有效。 START： A/D转换启动脉冲输入端，输入一个正脉冲使其启动（脉冲上升沿使0809复位，下降沿启动A/D转换）。 EOC： A/D转换结束信号，输出，当A/D转换结束时，此端输出一个高电平（转换期间一直为低电平）。 OE：数据输出允许信号，输入，高电平有效。当A/D转换结束时，此端输入一个高电平，才能打开输出三态门，输出数字量。CLK：时钟脉冲输入端，要求时钟频率不高于640KHZ。 REF（+）、REF（-）：基准电压。 Vcc：电源5V。 GND：地。ADC0809是一种8路模拟输入、逐次逼近式A/D转换器,它由8路模拟开关、地址锁存与译码器、8位A/D转换器和三态输出锁存缓冲器组成，其转换结果为8位二进制数。C、B、A是三条通道的地址线。当地址锁存信号ALE为高电平时，C、B、A三条线上的数据送入ADC0809内部的地址锁存器中，经过译码器译码后选中某一通道。当ALE为低电平时, 址锁存器处于锁存状态，在此状态下，模拟开关始终与刚才选中的输入通道接通。转换启动信号START的上升沿将ADC0809复位。当被选中通道的模拟量到达A/D转换器时，A/D转换器并未对其进行转换，只有当转换启动信号START出现下降沿并经延迟后，才会启动转换器进行A/D转换。ADC0809的A/D转换过程是在时钟信号的协调下进行的，ADC0809的时钟信号由CLOCK端送入，时钟频率的典型值为640KHz，在这个频率下，ADC0809的A/D转换时间约为100ns。由于ADC0809片内没有时钟，因此，当ADC0809用于MCS-51单片机系统时，ADC0809的时钟信号可由MCS-51单片机的地址锁存允许信号ALE经过一个二分频电路获得。一般情况下，ALE信号在每个机器周期出现两次，因而其频率是MCS-51单片机时钟频率的1/6。若MCS-51单片机采用12MHz的晶振，则ALE信号的输出频率为2MHz，再经四分频后为500KHz。A/D转换结束后，转换结果送到三态输出锁存缓冲器中。此时，A/D转换结果还没有出现在数据总线DB0DB7上，单片机尚未获取到A/D转换结果。单片机想要得到A/D转换的结果，必须使ADC0809的输出允许控制端OE为高电平，使三态输出锁存缓冲器打开，A/D转换结果才会出现在数据总线DB0DB7上，EOC为转换结束信号。在A/D转换期间，EOC 维持低电平，当A/D转换结束时，EOC变成高电平。A/D转换电路图如图19所示：图19 A/D转换电路图A/D转换接口控制电路由二输入四或非门74HC02、六非门74HC04等组成。它为A/D转换器提供必要的时序信号，如A/D转换启动信号START、多路模拟信号的通道地址锁存信号ALE、A/D转换结束信号EOC、三态输出锁存缓冲器输出允许信号OE等等，并在转换结束后向单片机发出控制信号，以便单片机能够及时读取转换结果。ADC0809内有三态输出锁存缓冲器，因此，它的数据输出端D7D0可直接与MCS-51单片机的数据总线P0.7P0.0相连；通道地址输入端C、B、A分别与单片机的地址总线的低三位A2A0相连，以选通ADC0809的8个通道中的一个；由于整流之后电压的最大值为34V，因此在输出端接上10K的电位器，使34V经过分压后为A/D转换允许的的最大电压输入电压5V。ADC0809的ALE与START连在一起，则在锁存通道地址的同时便启动转换开始。由于ADC0809没有片选信号，任意某一时刻，只要START有效，ADC0809就立即启动转换。为了有效控制转换的进行，本系统将MCS-51单片机地址总线的最高位A15即P2.7作为片选信号。ADC0809的地址锁存和转换启动信号由片选信号P2.7与写信号WR共同控制，而三态输出锁存缓冲器输出允许控制信号OE由片选信P2.7与读信号RD共同控制，以实现A/D 转换结果的获取。由此可知，ADC0809的8个通道地址为7FF8H7FFFH。A/D 转换的相关程序为：ACALL A_D ；启动A/D转换JNB F0, $ ；等待ADC0809中断ACALL B_D ；二十进制转换ACALL DISP ；显示转换结果SJMP LOOPINT_0: CLR EAMOVX A, DPTR ；发RD信号，读取转换结果CPL F0SETB EARETIA_D:MOV DPTR, #7FFFH ；设置ADC0809片选信号并选择通道7进行转换MOVX DPTR, A ；发WR信号RET4.4 电压显示电路的设计将MCS-51单片机的串行口设定为工作方式0，再外接移位寄存器，就可以使串行口扩展为并行口，进而控制LED数码显示器的显示。在图17中，串行口控制寄存器SCON的各位均复位，此时的串行口工作于方式0，RXD为数据输出端，TXD为移位脉冲输出端。74HC595为8位串行输入/并行输出的移位寄存器。在移位脉冲SRCLK的作用下，SER端的串行数据进入移位寄存器的Q0端，此后Q0Q1Q2Q7Q7，逐位移出。Q7为串行输出端，用于多个移位寄存器的级连。当在RCLK端输入了一个正跳变的锁存控制信号，并且在OE端输入了一个输出允许信号(图中的OE端接地，即OE始终有效)，移位寄存器中的数据从Q0Q7上并行输出，从而实现了串行口到并行口的扩展。图17中用了3块74HC595级连，构成24位并行输出电路。当MCS-51单片机从RXD端连续送出24位串行数据后，利用一根I/O口线(如P3.4)送出锁存控制信号RCLK，就可以使24位并行数据从3片74HC595上同时输出，驱动3块LED数码显示器显示数据。74HC595内含一个8位的串行输入、并行输出的移位寄存器，该移位寄存器的内容输出到一个8位的具有并行三态、总线驱动输出锁存的D存储寄存器。两个独立的时钟信(SRCLK和RCLK)分别都提供给移位寄存器和D存储寄存器。移位寄存器含有一个不考虑结果的直接清零输入端(SRCLR)、一个串行输入端(SER)以及一个用于级连的串行输出端(Q7)。任何时刻，只要输出使能端(OE)的输入信号为低电平，存储寄存器中的数据就会出现在输出端(Q0Q7)。当输出使能端(OE)的输入信号为高电平时，输出就呈高阻态。74HC595的引脚图如图20所示：图20 74HC595的引脚图其管脚功能如表2所示：表2 74HC595引脚功能符号引脚功能说明Q0Q715、17并行数据输出GND8接地Q79串行数据输出SRCLR10移位寄存器清零（低电平）SRCLK11移位寄存器时钟输入RCLK12存储寄存器时钟输入OE13输出使能端（低电平）SER14串行数据输入Vcc16正电源电压因为ADC0809的最大输入电压为5V，其转换结果FFH对应5V。所以FFH对应的输出电压应大于等于5V，表示超过量程。在本论文中FFH对应输出电压最大的有效值37.8V，其转换公式为： （4-1）即： （4-2）因此程序中有二进制转换及乘以15后除以100的子程序。电压显示电路如图21所示：图21 电压显示电路图因为单片机的I/O口带载能力不大，用总线驱动74LS245作为段码驱动。电压的线的显示程序如下：ORG 0000HLJMP MAIN ；转入实际的主程序入口ORG 0003HLJMP INT_0 ； 转入实际的中断程序入口ORG 003