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KW 太阳能 并网 逆变器 研究 设计

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毕业设计（论文）题 目 5kW太阳能并网逆变器的 研究与设计 学院（系）： 自动化学院 专业班级： 电气0803班 学生姓名： 金莉 指导教师： 曹雪莲 学位论文原创性声明本人郑重声明：所呈交的论文是本人在导师的指导下独立进行研究所取得的研究成果。除了文中特别加以标注引用的内容外，本论文不包括任何其他个人或集体已经发表或撰写的成果作品。本人完全意识到本声明的法律后果由本人承担。作者签名：金莉2012年 5 月 27 日学位论文版权使用授权书本学位论文作者完全了解学校有关保障、使用学位论文的规定，同意学校保留并向有关学位论文管理部门或机构送交论文的复印件和电子版，允许论文被查阅和借阅。本人授权省级优秀学士论文评选机构将本学位论文的全部或部分内容编入有关数据进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存和汇编本学位论文。本学位论文属于1、保密囗，在10年解密后适用本授权书2、不保密囗。（请在以上相应方框内打“”）作者签名：金莉2012年 5 月 27 日导师签名：年 月 日武汉理工大学本科生毕业设计(论文)任务书学生姓名 金莉 专业班级 电气0803班指导教师 曹雪莲 工作单位 自动化学院设计(论文)题目: 5KW太阳能并网逆变器研究与设计 设计（论文）主要内容：设计一5KW太阳能发电系统，了解太阳能电池系统结构，并对系统后级的直流逆变为标准市电部分进行建模仿真设计，发电系统后级逆变器输入为直流350-360V，输出为220V、50Hz交流AC。设计全桥逆变电路，研究逆变控制技术，设计SPWM控制器，建立系统模型并仿真；研究电网入网标准，设计相位跟踪控制器将直流电源逆变成符合电网标准的交流电源，反馈回电网。要求完成的主要任务:1. 完成不少于2万印刷符，且与选题相关的英文文献翻译工作2. 查阅相关文献资料（论文参考文献不低于中文13篇，英文2篇）3. 撰写开题报告4. 掌握太阳能发电系统基本结构及并网原理，完成系统总体结构设计5. 根据系统要求，完成并网逆变器主电路和控制电路的硬件设计，主要器件的参数选型。 6. 根据并网要求，完成控制器的控制策略设计。7. MATLAB建模并完成系统仿真8. 绘制图纸2张9. 提交设计说明书，不少于10000汉字必读参考资料：1林飞,杜欣.电力电子应用技术的MATLAB仿真.北京:中国电力出版社,20082林渭勋，现代电力电子电路.杭州:浙江大学出版社，20023陈坚，电力电子学电力电子变换和控制技术.北京:高等教育出版社，2002指导教师签名 系主任签名 院长签名(章) 武汉理工大学本科生毕业设计（论文）开题报告1、目的及意义（含国内外的研究现状分析） 一切生命活动的进行都伴随着能量的交换。能量对于人类的生存至关重要。而能源是人类生产和生活所必需的重要物质基础。但是随着世界人口的增长和人类工业化水平的不断提高，能源短缺和环境污染问题日益严重。我们现在所大量消耗的石油、煤炭、天然气等石化能源都是不可再生的，终有一天将会消耗殆尽。不仅如此，石化燃料的燃烧带来的环境污染也在一天天的加重，气候环境变化在一天天的加剧，全球气候变化是当前社会普遍关注的重大全球环境问题。为了解决能源和环境问题，新能源是我们可选的唯一出路。太阳内部不断进行的高温核聚变反应释放着功率为3.8*1026兆瓦的巨大辐射能，尽管太阳辐射出的巨大能量只有二十亿分之一到达地球的大气高层，其中百分之五十三在中途被大气层反射或吸收，但是地球表面每年接受太阳辐射能量高达5.4*1024J，若能将其中的十万分之一转化为电能，就可以满足目前全世界的能耗需求，因此，太阳能发电对缓解日益严重的环境和能源危机具有特别重要的意义，太阳能发电主要指光伏发电。据统计资料显示，目前光伏发电系统中，接近99%的安装容量为并网应用，这是因为并网应用相对独立光伏系统有成本低和免维护等优势，并网式光伏发电系统是当今发展方向，全世界并网式光伏系统年增长率约为2530%。 并网逆变器作为光伏电池与电网的接口装置，将光伏电池的电能转换成交流电能并传输到电网上，在光伏并网发电系统中起着至关重要的作用，现代逆变技术为光伏并网发电的发展提供了强有力的技术和理论支持。并网逆变器正朝着高效率、高功率密度、高可靠性、智能化的方向发展。并网逆变器性能的改进对于提高系统的效率、可靠性，提高系统的寿命、降低成本至关重要。 近几年，随着西班牙、德国、美国、日本对本国光伏产业的政策扶持，全球光伏发电逆变器的销售额逐年递增，光伏发电用逆变器进入了一个快速增长的阶段。但目前全球光伏逆变器市场基本被国际几大巨头瓜分，欧洲是全球光伏市场的先驱，具备完善的光伏产业链，光伏逆变器技术处于世界领先地位。SMA是全球最早也是最大的光伏逆变器生产企业（德国市场占有率达50%以上），约占全球市场份额的三分之一，第二位是Fronius。全球前七位的生产企业占领了近70%的场份额。目前国内光伏并网逆变器市场规模较小，国内生产逆变器的厂商众多，但专门用于光伏发电系统的逆变器制造商并不多，但是不少国内企业已经在逆变器行业已经研究多年，已经具备一定的规模和竞争力，但在逆变器技术质量、规模上与国外企业仍具有较大差距，目前具有较大规模的厂商有合肥阳光、北京科诺伟业、北京索英、志诚冠军、南京冠亚、上海英伟力新能源科技有限公司等企业。目前这些企业用于光伏系统的产量呈逐年上升的趋势。国内市场规模虽然较小，但未来光伏电站市场的巨大发展空间和发展潜力给国内企业带来发展的历史机遇。目前国内光伏逆变器主要被阳光电源、艾思玛、KACO等品牌所占领，国外企业多数通过代理渠道进入国内市场，由于售后服务提供难度大整体市场占有率不高。2008年统计数字显示，合肥阳光电源公司占据70%以上的光伏逆变器市场份额，国内重点光伏项目大功率产品几乎全部选用国内产品。从技术方面来看，国内企业在转换效率、结构工艺、智能化程度、稳定性等方面与国外先进水平仍有一定差距，目前我国在小功率逆变器技术上与国外处于同一水平，在大功率并网逆变器上，大功率并网逆变器仍需进一步发展。2、 基本内容和技术方案设计基本内容: 在掌握太阳能发电系统的基本结构和并网原理的基础上，完成系统总体结构的设计；通过对逆变器主回路的拓扑结构的研究，拟采用两级并网逆变器结构，即Boost升压电路和DC/AC全桥逆变电路，并对后级全桥逆变电路的工作原理进行分析，以及元器件的参数选型，RCD缓冲电路、驱动电路、滤波电路、信号采集电路等的设计；对SPWM调制原理进行了研究；通过各种控制策略的比较，拟采用电流跟踪控制策略，使并网电流能够准确的跟踪参考电流，提高并网的效率，并对并网逆变器系统的设计进行MATLAB、SABER建模及仿真。设计技术方案： 并网发电系统拟采用的总体设计方案，其拓扑结构包括全桥DC/AC逆变电路，滤波电路，驱动电路，缓冲电路，信号采集电路以及DSP主控制电路等。系统采用无变压器的两级结构，即前级Boost升压变换器和后级DC/AC全桥逆变器。系统的控制部分由以TMS320F2407为核心的控制单元完成。前级DC/DC变换器：光伏电池的输出电压作为整个逆变器系统能量的输入，电压等级一般比较低，通过Boost升压变换，将电压升到360V左右稳定的直流电，确保并网成功。后级DC/AC逆变器：拟采用全桥逆变结构，因全桥电路具有结构简单，控制灵活，易于多种组合，电压电流承受的应力低等特点且本设计拟采用单极倍频SPWM调制方式。控制电路：以TMS320F2407为主控制芯片，进行单极性SPWM算法设计，产生驱动信号控制逆变器的输出；设计锁相程序，保证逆变输出电流与市电电压的相位和频率严格同步。图1 太阳能并网发电系统原理框图3、进度安排第 1 周：收集与课题相关的资料，完成英文翻译。第 2 周：阅读整理文献资料。第 3 周：撰写开题报告。第 46 周：查阅相关资料，掌握太阳能发电系统基本结构及并网原理，初步完成并网逆变器主电路和控制电路的硬件设计。 第 7 周：完善硬件电路的设计，并对主要器件进行参数选型。第 8 周：分析逆变电源的各种控制策略，根据本课题，采用电压电流双闭环控制，以保证输出电流与电网电压同步同相。第 9 周：查阅相关资料，了解TMS320F2407的应用及并网标准。第1011周：根据并网要求，完成各模块软件流程图的设计，包括逆变器驱动信号的产生、锁相环设计等。第1213周： MATLAB系统建模及仿真，验证设计方案的可行性和正确性。第 14 周：系统完善。第 15 周：撰写论文。第 16 周：论文答辩。4、指导教师意见 指导教师签名： 年 月 日 武 汉 理 工 大 学 毕 业 设 计（论 文） 目录摘要IABSTRACTII绪 论11太阳能并网系统发展综述21.1 国内外太阳能发电应用发展现状21.2 太阳能并网发电技术发展现状31.2.1太阳能并网系统的结构31.2.2 并网逆变器的电路拓扑41.2.3 并网逆变器的控制策略61.2.4太阳能并网发电系统的并网标准61.3 本文主要研究内容82 单相并网系统总体方案设计92.1 太阳能并网系统结构设计92.2 太阳能并网系统工作原理分析92.2.1 逆变器主电路拓扑结构选型92.2.2 主电路工作状态分析113 太阳能并网逆变器硬件电路设计143.1 逆变主电路参数设计143.2 滤波电路设计153.3 RCD缓冲电路设计163.3.1 RCD缓冲电路工作原理163.3.2 RCD参数选择173.4 驱动电路设计173.4.1 IGBT驱动电路的设计要求183.4.2 系统驱动电路设计183.5 信号采样电路设计193.5.1 电流采样电路设计203.5.2电压采样电路设计233.5.3相位采样电路设计243.6 主控制电路设计254 太阳能并网逆变器的控制策略的研究284.1 正弦脉冲宽度调制技术284.1.1 SPWM基本原理284.1.2 双极性SPWM调制294.1.3 单极性SPWM调制314.2 逆变器并网控制策略研究364.2.1 间接电流控制策略364.2.2 基于滞环的电流跟踪控制策略374.2.3 基于SPWM的电流跟踪控制策略424.3 电流跟踪控制方案464.3.1 电网电压前馈控制464.3.2 电流环的控制47结束语52致 谢53参考文献54附录1 系统主电路图附录2 控制策略仿真模型摘要随着国家“节能减排”、“低碳经济”等发展战略的提出，清洁环保、节能高效的太阳能成为新能源领域重要的研究热点之一，逆变并网技术又是其推广应用的关键。本文以5kW太阳能并网系统为研究背景，开展太阳能单相逆变并网技术研究，重点研究逆变并网系统的主电路拓扑结构，控制策略以及参数配置等，具体内容如下：设计了太阳能并网系统的总体方案，在对比分析各种并网拓扑结构的基础上，提出了以全桥逆变器为主体的拓扑结构，并详细分析了该系统的各种工作模式。设计了并网逆变器的硬件电路，其硬件电路主要包括DC/AC全桥逆变电路、缓冲电路、驱动电路、滤波电路、信号采样电路等。在分析太阳能电池的输出特性以及并网系统工作特点的基础上，建立了系统模型，研究了系统的逆变输出电流跟踪电网电压的控制策略。在比较研究了各种控制策略的基础上，确定以PI闭环调节为控制核心，并且加入了电压前馈补偿控制，证明了电压前馈补偿控制可以抵消电网电压对并网电流的影响。同时对各种控制策略进行了MATLAB仿真，比较分析各种控制策略的优劣。关键词：太阳能 并网逆变器 控制策略 电流跟踪控制 ABSTRACTWith the concept of Energy Saving, Low-carbon economy were proposed, the solar energy which is clean, environmentally and energy efficient has become an important new field of energy research focus. The network technology of solar energy inverter is the key to its application.This thesis focuses on 5kW solar energy single-phase grid-connected system, and analysis the topology, principle, control strategy and parameter selection in detail. The main contents are as follows:Firstly this thesis designs the overall program of the solar energy grid-connected inverter. Based on the analysis and comparison of various network topologies, this thesis proposed the full-bridge inverter circuit as the main topology, and describes the working principle of the various operating modules of the system in detail. Secondly, the thesis designs the hardware circuit of the grid-connected inverter which includes DC/AC full-bridge inverter circuit, buffer circuit, driver circuit, filter circuit, the signal acquisition circuit and the peripheral of main controller circuit. Then, analyzed the characteristics of the solar energy output of the and the grid system, this thesis proposed the output current of inverter tracking with grid voltage control strategy, established the mathematical model of control system, ascertained PI closed-loop regulation for the controlling core, adopted the voltage feed-forward compensation control and proved that the voltage feed-forward compensation can offset the grid voltage on the inverter current. Improved digital phase lock algorithm can enable the output of the inverter and the voltage of the grid with the same frequency and phase, it ensures that the invert output in high power factor.At last,I do have MATLAB simulation on every control strategy!Key Words: Solar energy Grid-connected Inverter Control strategy Current Tracking ControlI绪论能源是人类经济及文化活动的动力来源。世界文明史上，人类不断的从自然界索取、探求适合生存和发展所需的各种能源，能源的利用水平折射出人类文明的进步步伐。从原始社会开始，化石燃料逐步成为人类所用能源的主要来源，这种状况一直延续到科技发达的现代社会。随着人类对能源需求的日益增长，化石能源的储量正日益枯竭。此外，化石燃料的大量使用已经给人类生存环境带来了严重的后果。目前，由于矿物能源的大量使用，全世界每天产生约1亿吨温室效应气体，已经造成极为严重的大气污染。如果不加以控制，温室效应将融化两极的冰山，这可能会使海平面上升几米，四分之一的人类生活空间将由此受极大威胁。当前人类文明的高度发展与地球生存环境的快速恶化已经形成一对十分突出的矛盾。它向全世界能源工作者提出了严峻的挑战，在有限资源和环保严格要求的双重制约下发展经济已成为全球热点问题，而能源问题将更为突出。因此，人类要解决上述能源问题，实现可持续发展，只能依靠科技进步，大规模开发利用可再生清洁能源。太阳能资源取之不竭，太阳能是地球上分布最广泛的可再生能源，每年到达地球陆地上的太阳辐射能量约27万亿吨标准煤，是目前世界能源消费总量的2000多倍1。太阳能具有储量的“无限性”、存储普遍性、开发利用清洁性及逐渐显露的经济性等优势，它的开发利用是最终解决常规能源特别是化石能源带来的能源短缺、环境污染和温室效应等问题的有效途径，是人类理想的替代能源。在可再生能源中，太阳能光伏发电产业是全球发展最快的新兴产业之一，从1996年到2006年近10年的平均年增长率达到38%，超过了信息技术产业。2008年世界太阳电池的产量更是高达7.9GW，市场份额超过30%。2009年全球太阳电池的产量约为10GW2。太阳能的开发利用必将在21世纪得到长足的发展，并终将在世界能源结构转移中担当重任，成为21世纪后期的主导能源之一。太阳能的利用主要包括热利用、化学利用和光伏利用。热利用的主要形式是太阳能热水器、太阳能建筑以及太阳能热发电。太阳能热水器是利用太阳能热利用中商业化程度最高、应用最普遍的技术产品。太阳能热发电随着技术的发展，成本逐渐降低，变得越来越可行。光伏利用的主要形式是光伏发电，有独立供电和并网两种工作方式。过去光伏发电大多采用独立供电方式，用于偏远无电地区，而且用于用户用和中小系统偏多，易受时间和季节等因素的影响。随着电力电子技术的进步和控制理论的发展，光伏产业发生了巨大的变化，已经转向并网发电。太阳能并网发电系统中，核心组件就是并网逆变器，它将光伏电池产生的直流电逆变成用户使用的交流电，其关键技术涉及到光伏发电电能的有效利用、提升光伏发电转换效率等，因此对并网逆变器展开研究与设计具有非常重要的理论意义和实际应用价值。1 太阳能并网系统发展综述1.1 国内外太阳能发电应用发展现状自1893年发现“光生伏打效应”和1954年第一块实用的光伏电池问世以来，因价格昂贵且光电转换效率低，光伏电池的早期应用主要局限于科学研究及军事、航空等特殊领域。收20世纪70年代的石油危机和90年代的环境污染问题的影响，人民对能源和环境问题的认识不断提高，光伏发电越来越受到各国政府的重视，科研投入不断加大，鼓励和支持光伏产业发展的政策也不断出台。以1997年美国的“百万太阳能光伏屋顶计划”为标志，日本及欧洲的德国、丹麦、英国和意大利等国也纷纷开始制定本国的可再生能源法案，掀起了大力发展光伏产业的高潮。自1997年以来，全球太阳能产业连续15年以30%60%的速度增长3。世界太阳能发电的高速发展主要表现在如下几个方面：光伏电池产量持续增长；生产规模不断扩大；光伏市场飞速膨胀；新技术不断涌现、电池效率不断提高；光伏电池、组件的成本不断降低。太阳能是一种朝阳产业，孕育着巨大的潜在经济利益。目前的全球光伏市场现状是用于并网发电占84%，离网工业应用占7%，农村电气化占7%，消费产品和服务占2%4。可以看出并网发电依然占光伏市场的需求主体。据欧盟估计，2020年全球光伏市场将增加到70GW，光伏发电将解决非洲30、世界经合组织国家10的电力需求。届时，美国光伏发电将占届时发电装机增量的15%左右，累计安装量达到36GW，继续保持美国在光伏发电技术开发、制造水平的世界领先地位。欧盟计划到2015年安装大约1.9亿平方米的太阳能热水器，相当于提供37GW和93TWh的电力和电量。日本利用其电子技术优势，大力发展光伏发电产品，其逆变器产量已经相当于全球产量的50%以上4。我国于1958年开始研究太阳能电池，20世纪70年代起步发展光伏发电产业。90年代初期，光伏发电主要应用在部队通信和工业领域，包括微波中继站、卫星通信地面站、程控电话交换机等，90年代中期步入稳定发展阶段。从1995年开始主要应用在特殊领域和边远地区，逐步建立了示范型的光伏发电应用系统，建成各种规模的光伏电站40多座，推广应用家用光伏发电系统约15万套。为了弥补国内技术空白，中国科学技术部于1996年11月下达了“1-5kW级并网逆变/控制一体化机”，“九五”国家重点科技攻关项目。2000年以后，中国的光伏技术已步入大规模并网发电阶段，开始建造100kW级的光伏并网示范系统。中国太阳电池产量逐年稳步增加，2007年国内太阳能电池产量达到1088MW（其中非晶硅电池为28.3MW），比2006年增长148.1，超过日本（920MW）和欧洲（1062.8MW），成为世界第一大太阳能电池生产国。在组件产量方面，2007年国内光伏组件产量达到1717MW，比2006年增长138。也达到世界第一。我国2020年的光伏发电累计装机容量目标应定位在30GW的水平，届时达到全国发电量的1%5-9。在太阳能发电技术应用中，目前所面临的关键技问题主要有：光电池组件的系统结构问题；光伏阵列的最大功率跟踪问题；并网逆变器设计与实现问题；孤岛保护技术问题；电能的双向计量问题；电磁兼容性问题；其他的安全问题(如防雷)等。本论文将从电力电子角度出发，对太阳能发电并网逆变技术展开研究，设计一种5kW太阳能并网系统。重点研究逆变并网系统的主电路拓扑结构，控制策略以及参数配置等，熟悉并掌握太阳能发电技术基础。表1-1我国太阳能发电应用现状与展望（MW）年份20052006200720082009201020152020农村离网40601001602403609601500荒漠并网381830456051010000屋顶并网48183045604808000其它应用5770707490120225010500合计1041462062944206004200300001.2 太阳能并网发电技术发展现状1.2.1太阳能并网系统结构太阳能并网发电系统是将太阳能电池发出的直流电转化为与电网电压同频同相的交流电，并且实现既向负载供电，又向电网发电的系统。太阳能并网发电系统主要由光伏阵列、并网逆变器、控制器和负载电网等组成，如图1-1所示。图1-1 太阳能并网发电系统基本结构框图光伏阵列是光伏发电并网系统的主要部件，它是由许多个光伏模块组成，将采集到的太阳能转换成电能，该电能易受日照强度、环境温度、负载情况等因素影响，其质量和性能都不稳定，需要使用电力电子变流器将其进行适当的转换，变成适合直接并网的交流电供给工频电网。并网逆变器是整个光伏并网发电系统的核心，它经光伏阵列发出的电能逆变成为220V/50Hz的正弦波电能并入电网。电压型逆变器主要由电力电子开关器件组成，以脉宽调制的方式向电网提供电能。控制器一般由单片机或DSP芯片作为核心器件，主要实现并网波形跟踪、最大功率点跟踪以及孤岛效应预防等控制功能。根据其是否具有储能环节，光伏并网发电系统可以分为不可调度式和可调度式两大类。1.2.2 并网逆变器的电路拓扑光伏并网系统的核心是并网逆变器，它实质上是一个有源逆变系统。就并网系统而言，分为电压型和电流型两大类10。电流型逆变器直流侧串联大电感，直流侧电流基本无脉动，直流回路呈高阻抗；电压型逆变器直流侧并联大电容，直流侧电压基本无脉动，直流回路呈低阻抗。两种电路拓扑结构如图1-2所示。 a) b)图1-2 电压型、电流型逆变系统拓扑结构光伏并网逆变器是将太阳电池所输出的直流电转换成符合电网要求的交流电再输入电网的设备，是并网型光伏系统能量转换与控制的核心。光伏并网逆变器其性能不仅是影响和决定整个光伏并网系统是否能够稳定、安全、可靠、高效的运行，同时也是影响整个系统使用寿命的主要原因。根据有无隔离变压器，光伏并网逆变器可分为隔离型和非隔离型并网逆变器。 隔离型并网逆变器结构在隔离型光伏并网逆变器中，又可以根据隔离变压器的工作频率。将其分为工频隔离型和高频隔离型两类11-12。工频隔离型是并网逆变器最常用的结构，其结构如图1-3所示。光伏阵列发出的直流电能通过逆变器转换成50Hz的交流电能，再经过工频变压器同时完成电压匹配以及隔离功能。由于工频隔离型并网逆变器结构采用了工频变压器使输入与输出隔离，主电路与控制电路相对简单，而且光伏阵列直流输入电压的匹配范围较大。但工频变压器具有体积大、质量重、噪声高、效率低等缺点。图1-3 工频并网逆变器结构高频隔离型并网逆变器与工频隔离型并网逆变器的不同在于使用了高频变压器，它主要用在DC/DC环节里面，用于隔离主电路的前向通道，保证安全，同时也可以进行直流升压。然后经过整流滤波电路使电压信号稳定，通过逆变电路、滤波电路等并入电网。高频变压器可以使系统工作的频率提高，频率的提高使滤波器环节的电感体积减小、重量减轻，并且，高频变压器也比工频变压器更小、更轻、污染小。其基本拓扑结构如图1-4所示。图1-4 高频并网逆变器结构非隔离型并网逆变器结构11,13在隔离型并网系统中，变压器将电能转化为磁能，再将磁能转化为电能，显然这一过程将导致能量损耗。一般数千瓦的小容量变压器导致的能量损失可达5%，甚至更高。因此，提高光伏并网系统效率的有效手段便是采用无变压器的非隔离型并网逆变器结构。而在非隔离型系统中，由于省去了笨重的工频变压器或复杂的高频变压器，系统结构变简单、质量变轻、成本降低并具有相对较高的效率。非隔离型并网逆变器按拓扑结构可以分为单级和多级两类，如图1-5所示。4 a) 单级非隔离型并网逆变器 b) 多级非隔离型并网逆变器图1-5 非隔离型并网逆变器结构在图1-5a所示的单级非隔离型并网逆变器系统中，光伏阵列通过逆变器直接耦合并网，因而逆变器工作在工频模式。另外，为了使直流侧电压达到能够直接并网逆变的电压等级，一般要求光伏阵列具有较高的输出电压，这便使得光伏组件乃至整个系统必须具有较高的绝缘等级，否则将容易出现漏电现象。在图1-5b所示的多级非隔离型并网逆变器系统中，功率变换部分一般由DC/DC和DC/AC多级变化器级联组成。由于在该拓扑结构中，一般需要采用高频变换技术，因此也称为高频非隔离型并网逆变器。由于在非隔离型的光伏并网系统中，光伏阵列与公共电网是不隔离的，这将导致光伏组件与电网电压直接连接。而大面积的太阳电池组不可避免的与地之间存在较大的分布电容，因此，会产生太阳电池对地的共模漏电流。而且，由于无工频隔离变压器，该系统容易向电网注入直流分量。1.2.3 并网逆变器的控制策略常用的太阳能并网的控制策略有滞环控制、双环控制、无差拍控制和重复控制等。滞环电流控制技术14-16是根据电流跟踪偏差来控制功率器件开关状态的一种控制方法。这种控制方法没有传统的电流调节器，具有实时控制、电流响应快、输出电压波形不含特定次谐波等优点，但功率器件的开关频率不固定，增加了系统参数设计的难度。双环控制16,17是采用电压电流环控制实现直流电压的稳定和调节并网电流的幅值。双环控制具有固定的开关频率，易于系统的设计，这种控制方式能显著提高系统的动态响应速度，及时的削减负载扰动造成的影响，但是其不足之处在于需要内环有很快的响应速度，用模拟电路很难达到非常满意的效果，而且其对非线性扰动的抑制效果有限。无差拍控制16,18,19是一种基于被控制对象精确的数学模型的控制方法。无差拍控制的基本思想是根据逆变器的状态方程和输出反馈信号来推算出下一个开关周期的PWM脉冲宽度，控制瞬时输出电压。它要求脉宽必须当拍计算当拍输出，否则会破坏系统特性，甚至影响系统稳定性。其缺点是算法复杂，对精确性要求很高。重复控制技术16,20是一种基于内模原理的控制方法，它把作用于系统外部的信号模型植入系统控制器内部以构成高精度反馈控制的计算原理。重复控制可以消除周期性干扰产生的稳态误差，缺点是动态响应慢。常与其他控制方法结合使用。系统可采用的控制方法很多，每一种控制方法都有其特点和适用场合。针对不同的系统，可以采用单一的一种控制方法或几种方法相结合的“复合”控制，以实现取长补短，形成更有效的控制方案，实现更优的控制结果。1.2.4太阳能并网发电系统的并网标准当前影响光伏并网系统结构的国际标准11主要是IEC61727（国际统一标准）、EN61000-3-2（现行的欧洲标准）和IEEE1547（IEEE标准）。他们对电压和频率的异常范围、电流谐波、功率因数、接地要求、孤岛检测等各项指标都有详细明确的规定，这些指标直接影响光伏并网系统结构的选择。表1-2列出了上述标准的主要指标比较，从该表中可见，欧洲标准EN的指标相对于IEEE和IEC标准更低，如对电流谐波的不同要求就影响着电力电子开关器件（SCR、IGBT、MOSFET）的选择。IEEE和IEC严格限制了并网系统输入电网的电流直流分量，电网中过大的直流分量会导致设备变压器饱和，因此，IEEE规定直流分量小于输出电流的0.5%，IEC规定为1.0%。另外NEC690（美国国际电气协会标准）对于光伏并网系统中光伏阵列接地问题做了严格的规定：如果光伏阵列输出电压高于50V等级，则光伏阵列必须实接地。所以，对于光伏阵列要求接地的情况，大量无变压器结构的并网系统无法适用。表1-2 光伏并网系统国际标准的主要指标标准国际统一标准（IEC）IEEE标准（IEEE1574）现行的欧洲标准（EN61000-3-2）额定功率10kW30kW3.7kW电流谐波次数（-h）限制范围（3-9）4.0%（11-15）2.0%（17-21）1.5%（22-33）0.6%（2-10）4.0%(11-16)2.0%(17-22)1.5%(23-34)0.6%(35)0.3%(3)2.3A(5)1.114A(7)0.77A(9)0.40A(11)0.33A(13)0.21A(15-39)2.25/h以上所列范围内的偶次谐波低于奇次谐波的25%约为奇次谐波的30%最大电流THD5.0%-50%额定功率时的功率因数0.90-直流电流注入小于额定电流输出的1.0%小于额定电流输出的0.5%0.2A-相应对于50W的半波整流器正常运行电压范围85%-110%（196-253V）88%-110%（97-121V）-正常运行频率范围501Hz59.3-60.5Hz-作为光伏阵列与交流电网系统间能量转换的逆变器，其安全性、可靠性、逆变效率、制造成本等因素对光伏并网发电系统的整体投资和收益具有举足轻重的作用。因此，光伏并网发电系统对并网逆变器有如下要求21：实现高质量的电能转换，并网逆变器输出的电流频率和相位与电网必须严格一致，以使输出功率因数尽可能的达到1。实现系统的安全保护要求。如输出过载保护、输出短路保护、输入反接保护、直流过压保护、交流保护和欠压保护、孤岛保护及装置自身保护等，从而确保系统的安全性和可靠性。具有较高的可靠性。目前，光伏并网发电系统主要在一些自然条件恶劣的地区，所以逆变器应在长时间的工作条件下保证低故障率。1.3 本文主要研究内容并网逆变器作为光伏并网发电系统的关键设备之一，它是光伏发电系统与电网的接口，可将光伏产生的直流电能转化为与电网电压同频率、同相位的正弦波电流，并网逆变器的性能决定着整个光伏发电系统的性能。基于这一思想，本文设计了一种5KW太阳能发电用逆变器，逆变器输入为直流350-360V，输出为220V50Hz交流AC，输出交流电源符合电网标准。具体展开工作如下：（1）介绍本文的研究背景，分析了国内外太阳能并网发电的现状，对逆变器电路结构、并网控制策略及并网标准进行了一个总结分析，通过对太阳能并网发电系统及其逆变器的学习，对太阳能发电系统有了初步认识。（2）研究了太阳能并网系统的总体设计方案，通过对推挽式、半桥式和全桥式三种逆变电路比较分析选择系统主电路拓扑，给出了滤波电感、滤波电容、RCD缓冲电路的参数设计方法，并设计出硬件控制电路。（3）分析了单相并网逆变器的控制策略和系统模型，设计了单相并网逆变器的各控制环路。对控制算法进行了优化设计，电流控制环加入了电网电压前馈补偿，提高了系统工作的稳定性。（4）对控制策略和电流跟踪控制方案进行了MATLAB/SIMULINK仿真，实现了并网电流与电网电压的同频同相，验证了模型的正确性，同时得到滤波电感对输出电流的幅值、相位均有影响，论文中给出了详细的说明。（5）最后全文进行工作总结及展望。提到太阳能并网逆变器有关理论的深入研究和技术的开发应用尚有大量艰巨的工作。2 单相并网系统总体方案设计 2.1 太阳能并网系统结构设计本文研究的对象是基于太阳能的并网发电系统，其系统结构图如图2-1所示。主要包括，光伏电池、DC/DC变换器、逆变器、滤波器和数字控制器。图2-1 太阳能并网发电系统结构图 太阳能并网逆变器系统采用先升压后逆变的两级结构。前级DC/DC变换电路主要实现将光伏电池输出的低压直流电能升压到满足逆变直流电压等级的高压电能，并维持直流母线电压稳定，实现系统的最大功率点跟踪（MPPT）11；后级DC/AC逆变电路实现将前级输出的直流电逆变为可并网的220V/50Hz交流电。对于具有两级变换的并网逆变系统，其前级 DC/DC变换器和后级DC/AC变换器之间一般均设置有一个足够容量的直流滤波电容，该直流滤波电容在缓冲前后级能量变化的同时，也起到了前后级控制上的解耦作用。本论文的主要工作是研究光伏并网发电系统的后级逆变器和并网控制策略部分。2.2 太阳能并网系统工作原理分析2.2.1 逆变器主电路拓扑结构选型逆变器应用广泛，电路结构繁多，从不同的角度出发有不同的分类方法。依据直流电源的类型，逆变器可以分为电压型和电流型逆变器。但在实际应用中，绝大多数逆变器是电压型。导致这种情况主要原因是：其一，电容的储能密度远远大于电感，所以同样容量的电压型逆变器体积、重量比电流型小；其二，电流型逆变器需要能承受反向电压的单向导电开关器件，常用的全控器件（如IGBT、MOSFET）需要串联二极管才能满足要求，需要的器件数量多，通态压降大。依据逆变电路结构，可分为推挽式、半桥式和全桥式三种16,22。1）推挽式变换器推挽式变换器是双端的，本质是两个正激变换器通过变压器耦合形成的。优点是电路中2个开关管轮流交替工作，所以输出电压波形非常对称，而且开关电源在整个工作周期之内都向负载提供功率输出，因此，其输出电流瞬间响应速度很高，电压输出特性很好。推挽式变压器开关电源是所有开关电源中电压利用率最高的开关电源，它在输入电压很低的情况下，仍能维持很大的功率输出，而且其驱动不需要隔离。主要缺点是：开关管电压应力为输入电压的两倍，两个开关器件需要很高的耐压，而且当开关管关断时，由于漏感能量会在开关管两端产生很大的电压尖峰，所以一般只适合低压输入的场合。但这里我们采用的是两级变换，逆变器输入电压高达300多伏，所以不考虑推挽式结构。推挽使变换器主电路拓扑如图2-2所示。 图2-2 逆变器推挽式结构图2）半桥式变换器 半桥式变换器和推挽式变换器一样，也是两个开关管轮流交替工作，采用了共“中线”的结构，减少了功率开关管所需的数量。但是对两个开关器件的耐压要求比推挽式变压器开关电源对两个开关器件的耐压要求可以降低一半。两个开关管应力和输入电压值相等，所以适用于直流母线电压比较高的场合，而且输出功率大，工作效率高，输出电压纹波和电流纹波比较小。其缺点是：有开关管直通的可能，会带来很大的危险；当直流母线电压比较高时，需要对平衡电容的控制有很快的响应速度，否则会输入直流不平衡，导致电压波形失真。半桥逆变器上和上下电容的电压会有不平衡问题，因此会有输出直流偏压的问题产生，所以也不予考虑。半桥主电路拓扑如图2-3所示。图2-3 逆变器半桥式结构3）全桥式变换器全桥式变换器开关电源也属于双激式变压器开关电源。它同时具有推挽式变换器开关电源电压利用率高，又具有半桥式变换器开关电源耐压高的特点。因此，全桥式变换器开关电源经常用于工作电压高，输出功率大的场合。在输入直流母线电压相同的情况之下，全桥式架构的输入直流电压仅需半桥式的一半，可降低直流侧的器件耐压。此外，全桥逆变器不会有直流偏压的问题产生。缺点是：会有开关管直通的问题；而且开关管串联使用，导通损耗大；开关器件多，成本大。由于现在开关单元集成为一个模块，成本大大的降低了，在这里权衡几种方案，采用的是全桥拓扑结构。全桥主电路拓扑如图2-4所示。图2-4 逆变器全桥式结构综上所述，光伏电池输出的直流电经过前级DC/DC变换器升压和后级DC/AC逆变，最后经过滤波器输出与电网电压同频同相的交流电流，以并入电网。并网逆变器部分采用单相桥式逆变的拓扑结构，如图2-5所示。图中T1T4是IGBT功率开关管，组成逆变桥，D1D4是对应的反并联二极管，L、C组成了交流侧的滤波器，用来滤除交流侧的电流谐波，从而保证并网电流的波形质量。图2-5 并网逆变器主电路拓扑结构2.2.2 主电路工作状态分析如图2-5所示的单相并网逆变器的功率器件共有四种开关模式，以图中所示的电流和方向为正，图2-6给出了逆变器在不同开关模式下功率器件的工作状态。图2-6a)表示功率器件T1、T4导通，T2、T3关断的开关模式1。直流侧电能从正极出发，经过T1、电感L、电容C、开关管T4回到电源负极，电流和的方向如图所示，此开关模式下逆变桥输出的电压为正。光伏电池直流侧电能馈入电网，并网电流增大，电感的储能也增加。图2-6 a)开关模式1图2-6b)表示功率器件T4导通，T1、T2和T3截止的开关模式2。由于电感L中的电流不能突变，通过反并联二极管D3进行续流。此时、和电容电压的方向均不变，并网电流减小，电感L储能减小。此开关模式下，逆变桥输出的电压为零。图2-6b)开关模式2图2-6c)表示功率器件T2、T3导通，T1、T4截止的开关模式3。直流侧电能从正极经过T2、电感L、电容C和T3回到负极，电容C两端电压为下正上负，电流和方向反向，电感L储能增加。此开关模式下，逆变桥输出的电压为负值。图2-6c)开关模式3图2-6d)表示功率器件T2导通，T1、T3和T4截止的开关模式4。同理因为电感L中的电流不能突变，电流通过反并联二极管D1进行续流。此时电容两端电压、和方向与2-6c)所示模式3中电流方向相同。并网电流减小，电感储能减小。此开关模式下，逆变桥输出的电压为零。图2-6d)开关模式43 太阳能并网逆变器硬件电路设计 3.1 逆变主电路参数设计逆变电路采用电压型全桥式逆变拓扑结构，如图3-1所示。前级提供的高压直流电作为逆变电路的输入。由上一节介绍可知，全桥电路具有结构简单，控制灵活，易于多种组合，电压电流承受的应力小等特点。在本方案设计中，采用是是单极性倍频SPWM调制，T1和T3为超前桥臂，在半个周期内交替的导通、关断；T2和T4为滞后桥臂，在一个周期内只导通一次，关断一次。在具体应用时，一方面要防止同一桥臂上下直通，一旦直通就相当于短路，电流立即升高以致烧毁IGBT，而加入死区电路可以保护IGBT；另一方面，为了保护和延长IGBT的使用寿命，必须在每个IGBT旁并联一个缓冲电路。图3-1 DC/AC全桥逆变电路 全桥逆变电路中，每个IGBT承受的电压应大于直流侧电压值（360V左右），考虑到安全裕量以及线路的寄生参数等问题，一般情况下，IGBT的电压值要选取3倍以上的直流侧电压最大值。计算可知IGBT最小的耐压值为： （3-1）故在本次设计中，选取的电压为1200V。逆变器以最大功率正常工作时，流过IGBT的电流峰值和电感峰值相等。因此，在选取IGBT的电流额定值时， 必须大于电感电流峰值的最大值。由任务书的要求可知，并网逆变器的最大输出功率为5kW，输出电压为220V，可以算出电流最大值： （3-2）考虑安全裕量，那么IGBT的电流额定值要大于90A。综上所述，本设计选择日本三菱公司的型号为2MBI150NC-060的IGBT作为主功率开关管，它的耐压值和耐流值分别为1200V和150A。3.2 滤波电路设计全桥逆变电路输出的SPWM波形主要含有的是50Hz的基波成分。在设计滤波器的时候只要将高次谐波滤除，留在基波的通道，就可以得到非常光滑的正弦波。滤波器是一个四端网络，在通带内，只允许通带内频率的信号通过，使其他的高次谐波得到衰减达到滤波的目的。因为滤波器的参数不可能设计的非常准确，需要在实际调试过程中修改，因此在本课题中，采用一种工程实用的设计滤波器的方法，大致的算出滤波器的参数，在实际调试过程中再修改。本课题的滤波方式采用T型低通滤波器，如图3-2所示。图3-2 T型低通滤波器它的截止频率与LC之间的关系如下： ， （3-3）滤波器的截止频率为： ； （3-4）由上式可以推出：； （3-5）令，它为特性阻抗，则有：，； （3-6）因此只要知道，的值就可以算出L和C的值。下面在分析一下和的选择：的选择：根据工程上算滤波器的方法，与负载的关系一般是按0.5到0.8的关系计算的，即：。的选择：滤波器的转折频率要远远低于逆变器的输出频率，因此才可以把高次谐波都滤除掉。在本文中，逆变器的输出频率为10kHz，则取该滤波器的截止频率为输出频率的十分之一，则有：； （3-7）负载阻抗为：，取， （3-8）由上述公式可以算出： ， （3-9）由以上计算得到的L和C的值只是工程适用的值，在实际调试过程中，需要根据实际情况进行修改。3.3 RCD缓冲电路设计3.3.1 RCD缓冲电路工作原理缓冲电路在电力电子技术应用中有很重要的作用。由于电力电子器件在功率主回路中要承受强电压和大电流以及高温度的应力，本身可靠性与这些应力有着密切的关系，功率器件承受的应力越低其工作就越可靠。但是在功率主电路中，功率器件在开通时要承受很大的电流冲击，在关断时要承受很高的电压冲击，尤其是在导通与关断的瞬间，功率器件要承受很大的能量冲击，为了保护功率器件安全可靠的运行，同时也为了保证调试人员的人身安全，必须做好保护措施。而缓冲电路的作用就是用来吸收功率器件在导通与关断时所承受的能量。缓冲电路的结构拓扑及参数大小取决于电路的拓扑结构，线路的杂散电感以及电路的PCB布局。结合本课题的特点，选取RCD拓扑类型的缓冲电路，如图3-3所示。图3-3 RCD缓冲电路当IGBT导通时，缓冲电容C1先是通过电阻R1向T1放电，使流过T1的电流先上升一个小台阶，不至于一开通流过IGBT的电流过大，保护了IGBT。在IGBT关断时，负载电流通过续流二极管D1向电容C1充电分流，减轻了IGBT的负担，抑制了DU/DT和过电压，保护了IGBT。3.3.2 RCD参数选择（1）C的选择：当T1关断时，为维持电流连续，电流将流过D1,C1到负载，杂散电感中存储的能量大部分都转移到C1中存储。通过能量守恒定律可知，缓冲电容C1吸收的能量与杂散电感的储能相等。因此可以得到： (3-10)当IGBT关断时，加在IGBT集电极和射级上的尖峰电压为：, (3-11)其中：为关断时加在IGBT集射级上的尖峰电压； 为直流侧的电压； 为线路的杂散电感；为IGBT关断时的负载电流。由上式可以推出： (3-12)取，可以算出约为0.064uf。(2) R的选择：对缓冲电阻而言，在IGBT关断信号到来之前，必须将缓冲电容的能量全部放完。我们选择1/2或者是1/3个半周期把电放完。则有： (3-13)其中，f为IGBT的开关频率。可以算出R约为。一般而言，在设计缓冲电路时，R,C,D应尽量布置在一个PCB板上，而且应该尽量靠近IGBT，最好在IBGT模块之上固定。R,C应尽量选择低电感或无感元件，二极管必须是快恢复二极管，另外，可采用多个R,C并联的方式以降低杂散电感。3.4 驱动电路设计按照功率器件的不同，驱动电路基本分为电流型驱动和电压型驱动。IGBT驱动电路就属于电压型驱动。电压型驱动的特点是：驱动电路简单，输入阻抗高，功率小等。3.4.1 IGBT驱动电路的设计要求IGBT驱动电路是驱动IGBT以能让其正常工作，并同时对其进行保护的电路。由于IGBT的开关特性和安全工作区随着栅极驱动电路的变化而变化，因而驱动电路性能的好坏将直接影响IGBT能否正常工作。为使IGBT能可靠工作，IGBT对其驱动电路提出了以下要求：要求驱动电路为IGBT提供一定幅值的正反向栅极电压。理论上时，IGBT即可开通；当太大时，可能引起栅极电压振荡，损坏栅极。正向越大，IGBT器件的越小，越有利于降低器件的通态损耗，但也会使IGBT承受短路电流的时间变短，并使续流二极管反向恢复过电压增大。因此，正偏压要适当，一般不允许超过20V。关断IGBT时，必须为IGBT器件提供的反向电压，以便尽快抽取IGBT器件内部的存储电荷，缩短关断时间，提高IGBT的耐压和抗干扰能力。采用反偏压可减少关断损耗，提高IGBT的可靠性。要求在栅极回路中必须串联合适的栅极电阻，控制IGBT的开关损耗。当增大时，可抑制栅极脉冲前后沿的陡度和防止振荡，减小开关开通时的，减小IGBT集电极的尖峰电压，但当增大时，IGBT开关时间延长，开关损耗加大；当减小时，减小了IGBT的开关时间，降低了开关损耗，但当太小时，可导致IGBT栅极、发射极之间的振荡，IGBT集电极增加，引起IGBT集电极产生尖峰电压，使IGBT损坏。要求驱动电路具有隔离的输入、输出信号功能。驱动电路应具有过压保护和保护能力。3.4.2驱动电路设计 IR2110芯片介绍IR2110是一种双通道高压、高速电压型功率器件栅极驱动器，具有自举浮动电源，驱动电路非常简单，只用一路电源可同时驱动上下桥臂的两个开关管。但IR2110不能产生负偏压，在抗干扰方面比较薄弱。IR2110引脚图和内部功能原理框图如图3-4所示。 a）引脚图 b）内部功能原理框图 图3-4 IR2110引脚排列和内部功能原理框图IR2110驱动器由逻辑输入、电平转换、保护、上桥臂侧输出和下桥臂侧输出单元电路构成。逻辑输入单元采用施密特触发电路，以提高抗干扰能力。电源端的典型输入值为15V，逻辑电源和模拟电源共用一个15V电源，逻辑地和模拟地连接在一起。输出端设有对驱动电源的欠压保护，当电源电源低于8.2V时，封锁驱动输出。IR2110驱动器具有以下优点：自举悬浮浮动单元可同时驱动同一桥臂的上、下两个开关器件，驱动500V主电路系统，工作频率高，可以达到500kHz；具有电源欠压保护关断逻辑；输出用图腾柱结构，驱动峰值电流为2A；两通道设有低压延时封锁（50ns）；芯片还有一个封锁两路输出的保护端SD，在该端输入高电平时，两路输出均被封锁。 IR2110驱动电路设计根据上述分析，由IR2110芯片组成的IGBT驱动电路原理图如图3-5所示。图3-5 IGBT驱动电路原理图DSP能输出12路（6对）PWM信号，本设计中，PWM1/PWM2用于驱动超前桥臂IGBT1和IGBT3，PWM3/PWM4用于驱动滞后桥臂IGBT2和IGBT4。由于DSP2407驱动能力有限，所以DSP与驱动芯片之间采用74244总线驱动器来增加驱动能力。IR2110不能产生负偏压，将它用于驱动桥式电路时，由于密勒效应的存在，在开通与关断时刻，集电极与栅极间的寄生电容有位移电流产生，容易在栅极上产生干扰。特别是在大功率情况下，关断电流较大，IR2110驱动输出阻抗不够小，沿栅极灌入的位移电流会在驱动电压上叠加形成比较严重的毛刺干扰。如果该干扰超过IGBT的最小开通电压，将会造成桥臂瞬间短路。而此次设计的栅极电平箝位电路，在关断器件将栅极驱动电平箝位到零电平，则解决了由于IR2110不能产生负偏压而引起的桥臂短路现象。在桥臂上管开通器件，驱动信号使T1导通，T2截止；上管关断期间，T1截止，T2基极成高电平而导通，将上管栅极电位拉到低电平。这样，由于电容密勒效应产生的电流从T2中流过，栅极驱动波形上的毛刺可以大大减小，从而避免了桥臂短路现象的出现。3.5 信号采样电路设计太阳能产生的直流电经过逆变电路成交流电后，要想并入国家电网，则需要满足本文前面1.3.4节所列出的并网标准，即逆变电源需与电网电网同频同相，且幅值要大于或等于电网电源幅值。因此并网逆变器在工作过程中需要实施检测电压、电流、相位等关键信号。因为逆变器输出交流频率为定频50Hz，由程序控制，因此这里不再单独增加频率信号检测。3.5.1 电流采样电路设计并网电流采样选取逆变器输出电流作为被测电流信号，本设计选用闭环霍尔电流传感器CHB-50A，如图3-6(a)所示，该传感器套接在线路中，并给传感器供电12V，即可输出电流信号，外部接线图如图3-6(b)所示。主电路的母线穿过传感器，流过母线的电流即原边电流为IN，经过霍尔磁补偿的工作原理得到副边电流IM为原边检测电流信号IN/1000，即传感器输出电流IM为50mA，对应原边IN为50A。然后通过采样电阻R转化为电压信号V2，检测该电压信号即可间接检测到电路中的电流信号IN。该传感器检测原边IN电流信号额定值为50A，对应的输出电流信号IM额定值为50mA。该传感器测量范围为0-80A，精度为额定电流IN的0.8%，线性度低于0.1%。 a)传感器实物图 b)CHB-100S外部接线图图3- 6 电流传感器从电流传感器CHB-50A传输过来的交流电流信号中有正电流信号也有负电流信号，为采集正电流方向信号，传统的采集方法是将交流信号中的负半周滤除，只检测正半周信号，然后采样结果乘以2。但是这种采样方法是基于正负半周信号完全对称，实际中采样误差较大。本系统采样加法电路进行正信号提升，如图3-7所示。图3-7 交流电流采样电路原理图首先将待采样电流信号经过采样电阻R1进行电压采样，电流信号转换成为电压信号，这里我们将转换电压通过采样电阻R1匹配为-2.5V+2.5V的电压信号；再经过电压跟随器得到V1电压信号，电压跟随器的作用是对前级电路而言输出电阻无穷大（相当于开路），对后级电路而言输入电阻无穷小（相当于短路，理想电压源），使检测信号不受后级电路的影响，如果没有此电压跟随器，那么采样电阻R1和R4通过运算放大器并联在一起，会改变采样的电压值；V1信号经过加法电路，与参考电压值V2相加，得到提升后的电压信号V3，其中： (3-14)这里取V2=5V，选取R4=R5=10K，R3=20K，则： (3-15)V3为-50V的电压信号，再经反相器后输出05V范围的全正电压的正弦信号V4。通常，为得到稳定的检测信号，还需将此检测信号进行滤波处理，消除电源工作时产生的毛刺噪声。一般选取一阶或二阶滤波器。这里选用二阶巴特沃斯滤波器。巴特沃斯滤波器是电子滤波器的一种。这种滤波器最先由英国工程师斯替芬巴特沃斯（Stephen Butterworth）在1930年发表在英国无线电工程期刊的一篇论文中提出的。巴特沃斯滤波器的特点是通频带内的频率响应曲线最大限度平坦，没有起伏，而在阻频带则逐渐下降为零。一阶巴特沃斯滤波器的衰减率为每倍频6分贝，每十倍频20分贝。二阶巴特沃斯滤波器的衰减率为每倍频12分贝。因为信号频率为50Hz，设计的低通滤波器截止频率为100Hz，信号经过巴特沃斯滤波器后仍然会有很大的衰减，这里设计低通滤波器截止频率为2K左右。本文采用Filter Solutions软件来设计巴特沃斯滤波器的电阻电容参数，使滤波器截止频率在2K左右。Filter Solutions是由Nuhertz Technologies开发的一款专业的滤波器设计软件，可供选择的滤波器包括无源滤波器、微带线式滤波器、有源滤波器、开关电容滤波器和数字滤波器。打开软件后，如图3-8所示。图3-8 滤波器设计软件根据滤波器的设计要求，在filter type中选择滤波器的类型Butterworth：巴特沃斯滤波器。在filter Attributes中设置滤波器的阶数（Order）为2阶，通频带频率（Pass band frequency）选择2KHz（目标截止频率）。在Implementation中选择有源滤波器（active）。在filter class中选择滤波器的种类为低通（Low Pass）。在Graph Limits中设置好图像的最大频率和最小频率（频率响应横坐标显示范围），这里设计最小频率0.1Hz，最大观察到横坐标10KHz频率。在Active Implementation 中选择滤波器的电路布局形式，一般有源滤波器选择Pos SAB型。最后在Circuit Parameters中设置源电阻，这里选取10K，最后点击Circuits观察滤波器电路图。图3-9 二阶巴特沃斯滤波器由于软件产生的电阻电容值并非标准参数，最后在产生的电路图中直接双击修改元件属性参数，确定电容选取4.7nF，如图3-10所示。图3-10 最终确定的二阶巴特沃斯滤波器电路图点击电路图中freq按键得到该二阶滤波器的幅频响应曲线，如图3-11所示，鼠标点击曲线，衰减3dB点在2.2KHz左右，达到预期目标。图3-11 幅频响应曲线经过滤波以后得到纯净的电流检测信号Visensor可以输入给A/D采样芯片进行模/数处理，也可直接输入给DSP芯片2407的A/D采样引脚，进行直接电压采样。3.5.2电压采样电路设计逆变器的输出与市电电压同为220V50Hz等级交流电，因此采用同一种交流电压采样电路。本逆变器采用霍尔电压传感器CHV-25P，如图3-16(a)所示。其工作原理为被测电压信号VN经过电阻R1，即可得到传感器原边检测电流信号IN，CHV-25P原、副边的比例为1000:2500，输出信号是输入信号的2.5倍，即传感器副边产生电流信号IM为2.5倍的原边电流信号IN。然后电流信号IM通过电阻R转化为电压信号Vi，检测该电压信号Vi既可间接检测到原边的电压信号VN。即首先将被测电压信号VN转换为电流信号IN，再通过霍尔效应得到检测电流信号IM，经采样电阻检测到电流信号IM后，间接检测到电压信号VN。CHV-25P的原边检测范围达到14mA，精度达到1.0%，工作频率范围0100kHZ，反应时间10us，反应极快。外部接线如图3-16(b)所示。原边检测电压等效的电流信号IN额定值为10 mA，副边检测电流信号额定值为25mA，适当配电阻值即可检测到不同等级的电压信号。 (a)传感器实物图 (b) CHV-25P外部接线图图3- 12 电流传感器电压信号经此电压传感器后，得到的采样电压信号为： (3-16)从电压传感器CHV-25P传输过来的交流电压信号，有效信号中有正电压也有负电压，为采集正电压信号，电压采样电路与交流电流采样电路进行类似处理。首先电压跟随，再进行电压提升，再反向得到正向电压信号，最后经过二阶滤波器滤掉高频毛刺噪声，得到纯净的检测信号。电路原理图如图3-13所示。图3-13 交流电压采样电路原理图无论是电压传感器还是电流传感器，本质上都是将强电交流信号直接转化为传感器副边输出的弱电流信号，然后次弱电流信号经过采样电阻可转换为弱电压信号。检测电路需要检测的是弱电压信号，因此两类电路类似。为了保持采样的精确度，传感器副边的采样电阻需采用精确度为1的精密电阻。3.5.3相位采样电路设计并网逆变器的关键难点在于与市电并网，而并网的关键难点在于市电相位的跟踪检测。本设计采用过零检测法，检测市电的电压相位，根据市电电压过零点来调节逆变器输出电压（电流）的相位。检测原理如图3-14所示。图3-14过零检测电路波形图控制原理框图如图3-15所示，可以采用DSP2407芯片的的事件管理器的2路CAP单元分别来捕获经过信号调理的电网电压和逆变输出电流所对应的方波信号，如图3-16所示。检测过零比较后产生方波信号的起始点即为市电电压的过零点，当方波信号出现上升沿时，DSP捕获引脚可快速的捕获到上升沿产生捕获中断，一般延时仅在几百内。根据CAP1、CAP2捕获的信号，计算电网电压，逆变电流的频率与相位差，在捕获中断程序中进行运算。图3-15 相位检测原理框图在本设计中，只进行电网电压的过零点相位检测，转换电路如图3-16所示。逆变输出正弦波相位检测本设计不做检测。图中V_hall信号是电压检测电路传送过来的正弦电压信号，经过比较器环节、电压跟随环节和光电隔离器环节最终得到CAP信号。CAP电压信号是幅值为+3.3V的方波信号，CAP电压信号接入DSP的捕获引脚。图3-16 过零检测电路原理图在本设计中，采用DSP数字锁相控制原理，如图3-17所示。相位跟踪可以通过调整SPWM调制信号的相位来实现，所以无需另外检测逆变器输出波形的相位。图3-17 带有电网电压锁相控制框图数字锁相环的目标是使逆变器输出电流与电网电压同频同相，也即让逆变器输出电流去跟踪电网电压的相位变化。并网电路相位是通过调整产生SPWM信号正弦波离散值中的第一个点发生的时刻来实现的，当捕获到电网电压的过零点时，立即调整相应比较寄存器中的正弦波离散值的指针，并做一定的时间补偿。3.6 主控制电路设计主控制电路的中央处理器采用TI公司的DSP系列产品TMS320LF2407。TMS320LF2407是 TI公司推出的高性能 16位数字信号处理器，是定点DSP C2000平台系列中的一员，专门为电机控制与电源控制数字化优化实现而设计2324。它集C2XX内核增强型TMS320设计结构及适用于电源控制的低功耗、高性能的优化外围电路于一体，CPU内部采用增强型哈佛结构，四级流水线作业，几乎每条指令可在66ns完成，与F2401相比性价比更好，控制系统的体积大大减小。DSP2407芯片包括两个事件管理器EVA和EVB模块。该模块主要是用来产生PWM信号以及SPWM信号。EV模块具有可编程的死区控制性能，以防止同一桥臂的直通。当外部功率保护引脚PDPINTX为低电平时（该引脚可接短路保护检测电路，检测短路电流信号），DSP自动快速的关闭PWM通道，保护IGBT的使用寿命。DSP2407芯片具有3个捕获单元，可以同时捕获输出电压、电流与市电电压等。DSP2407芯片内部集成有模数转换器（A/D），还可以实现同步AD转换功能，其高性能的10位AD转换只需要500ns的转换时间，并提供多达16通道的模拟输入。同时它还具备串行通信接口（SCI），同步串行外围接口（SPI），并且还提供符合CAN2.0B协议的CAN通信接口。DSP2407最小系统包含复位电路、时钟电路与程序下载仿真器接口（JTAG）电路。复位电路为DSP提供有效复位信号，复位中断是DSP中断最高级别，当产生复位中断时，任何正在执行的指令都将被中断，同时屏蔽所有可被屏蔽的中断，直到复位程序使能。为DSP复位引脚，在变换器运行上电或者出现死机等故障的时候，为了使DSP重新正常工作，可按下复位开关将复位信号给到DSP引脚。正常情况下，引脚被3.3V上拉为高电平，按下复位开关的时候下拉为低。复位电路如图3-18所示。时钟电路如图3-19所示，在PLL振荡器输入引脚XTAL1和输出引脚XTAL2之间接一个16M的晶振，并在两个震荡引脚与地之间各接一个22P的电容，构成DSP时钟电路。PLLF、PLLF2引脚间接R1、C1、C2进行滤波。 图3-18 复位电路 图3-19 时钟电路JTAG（Joint Text Action Group）是国际标准仿真接口，在包括DSP在内的很多高速控制器中运用，可进行控制器在线调试仿真，给双向直流变换器程序编写调试带来极大方便，极大加快研发进度。仿真器通过JTAG接口与控制目标相连。DSP通过控制板上一个双排直插排坐与仿真器通信，该双排插座有14个引脚。DSP仿真接口电路如图3-20所示。DSP标准JTAG仿真四信号线：测试时钟TCK、数据输入TDI、数据输出TDO、模式选择TMS。控制电路最核心最小系统如图3-21所示。图3-20 仿真器接口电路图3-21 控制电路原理图4 太阳能并网逆变器的控制策略的研究光伏并网逆变器实现并网运行必须满足要求：输出电压与电网电压同频同相同幅值，输出电流与电网电压同频同相（单位功率因数），而且其输出还应满足电网的电能质量要求，这些都依赖于逆变器的有效并网控制策略。逆变器并网控制技术作为光伏并网发电研究中的关键部分，其主要包括SPWM调制、输出控制、锁相跟踪等技术。4.1 正弦脉冲宽度调制技术为了获得正弦化的的逆变输出波形，通常需要利用输出滤波器。理论上，只要滤波器时间常数足够大，总能将谐波成分衰减到足够小。但是过大的滤波时间常数不仅需要体积、重量不菲的滤波元件，而且会带来基波电压损失和动态响应缓慢等问题。采用正弦脉冲宽度调制技术SPWM（Sinusoidal Pulse Width Modulation）是减小滤波器尺寸、获得高质量正弦波的有效手段。4.1.1 SPWM基本原理采样控制理论认为：大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要他们的冲量（面积），即变量对时间的积分相等，其作用效果相同。换言之，无论冲量的表现形式如何，只要是冲量等效的脉冲作用在惯性系统上，惯性系统的输出或响应是基本相同的。该原理叫做面积等效原理22。图4-1所示为典型的几个窄脉冲。图4-1 各种不同的窄脉冲下面分析一下如何用SPWM波形来等效一个正弦波。首先将一个正弦波分成2N等分，也即是正弦半波分成N等分，如图4-2上所示。这N个彼此相连的脉冲宽度相等为/N，但是幅值不相等，其幅值随着正弦规律变化而变化。如果把该N个等宽不等幅的脉冲由N个等幅不等宽的脉冲来代替的话，且使它们的面积相等如图4-2下所示，则这N个等幅不等宽的脉冲就是SPWM调制波形。由面积等效原理可知，SPWM波和正弦波作用在同一个惯性环节上时，产生的效果是相同的。图4-2 SPWM脉冲波等效代替正弦半波需要指出的是，SPWM脉冲可以分为单极性及双极性脉冲两种。在一个载波周期内，如果脉冲电压只有0和正电压或是0和负电压，则该脉冲叫做单极性SPWM波；如果该脉冲在一个载波周期内，有正电压，又有负电压，则该脉冲称为双极性SPWM波。如图4-3所示。 图4-3 单极性与双极性调制4.1.2 双极性SPWM调制双极性SPWM调制技术的基本原理图如图4-4所示。双极性SPWM调制技术采用和相比较的方式产生PWM驱动信号的。图中的高频三角波称为载波，正弦波称为调制波或参考调制波。三角波和正弦波的交点时刻就是比较器输出电平翻转动作时刻，也是开关管驱动信号的变化时刻。由图可知，每个载波周期开关管开通、关断各一次，桥臂的开关频率和载波频率相等。图4-4 双极性SPWM调制波形当时，产生T1和T4的控制信号和，T1和T4导通，T2和T3截止。即在正弦波的正负半周内，只要，。当时，产生T2和T3的控制信号和，T2和T3导通，T1和T4截止。即在正弦波的正负半周内，只要，。图中的虚线表示的基波分量。这种在的半个周期内三角波载波既有正极性又有负极性变化，所得到的PWM驱动波形也只是在正负方向变化的调制方式称为双极性PWM调制方式。双极性SPWM调制的MATLAB仿真图如图4-5所示。图中m为调制度，clock提供时间常数t，Gain设置为2*pi*f，获得的正弦调制信号与三角载波比较输出经过boolean转换器转化为数字信号控制全桥逆变电路功率开关管的通断25,26。a) Simulink双极性SPWM信号产生图b) 双极性SPWM控制时序图图4-5 双极性SPWM仿真图4.1.3 单极性SPWM调制单极性SPWM只可用于全桥电路，控制信号与输出时序如图4-6所示。在处于正半周时，T1导通、T3关断。当时，T4导通、T2关断。此时；当时，T2导通、T4关断。此时。在处于负半周时，导通、关断。当时，T2导通、T4关断。此时；当时，T4导通、T2关断。此时。这样就得到了SPWM波形，图中的虚线表示的基波分量。这种在的半个周期内三角波载波只在一个方向变化，所得到的PWM驱动波形也只是在一个方向变化的调制方式称为单极性PWM调制方式。图4-6 单极性SPWM调制波形由4-2可见输出电压在一个载波周期内，平均值为 （4-1）又因为 （4-2）将（4-2）代入（4-1）有 （4-3）其中 （4-4） 由于载波周期，所以调制信号可以看作是恒值，于是输出电压波形图简化如图4-7所示。图4-7 单极性SPWM中与的关系图所以有 （4-5）又因为 （4-6）所以有 （4-7）由于在情况下，可以近似看做输出电压的基波分量，即 （4-8） （4-9） （4-10）所以，在时，单极性SPWM逆变输出电压基波随值线性增加，各次谐波强度对的相对值为 （4-11）时有 （4-12）当时，各路谐波含量如图4-8所示22。图4-8 单极性SPWM逆变电路输出电压谐波含量根据上述分析可以看出，单极性SPWM与双极性SPWM对于输出基波电压的幅值、频率、相位的控制具有相同的特点，但是在单极性SPWM中，4只开关管有两只工作于低频状态，这样的工作模式可以有效的减少开关管的损耗和管子的应力，而且，单极性SPWM在不提高每个桥臂开关频率的前提下，将最低次谐波频率提高到两倍载波频率附近，更容易滤除。因此在单相全桥逆变器的应用中，单极性SPWM比双极性SPWM优越。考虑到以上单极性SPWM的优点，本文所述的太阳能并网逆变器采用单极性SPWM调制方式。 通过以上分析，使用Matlab对单极性SPWM进行仿真分析，仿真结果如图4-9所示。a) Simulink单极性SPWM信号产生图b) 单极性SPWM控制时序图图4-9单极性SPWM仿真图单极性SPWM调制的光伏并网逆变器仿真图如图4-10所示，这里只是单纯的SPWM调制，没有设置电流的跟踪控制，由4-10b)所示的波形图可以看出，并网电流近似为正弦波，但是与电网电压还存在一定的相位差，这就涉及到下一节中将要介绍的电流跟踪控制方案的设计。a) 单极性SPWM调制的光伏并网逆变器模型b) 输出波形图图4-10 单极性SPWM调制的光伏并网逆变器仿真图4.2 逆变器并网控制策略研究光伏并网逆变器的控制策略是光伏系统并网控制的关键。为了实现并网逆变控制，使逆变器的功率因数接近于1，即要求逆变器输出电流为正弦波且与电网电压同频、同相，因此要达到上述控制目标就得采用合适的控制策略。目前，典型的并网控制策略是通过对逆变器输出电流矢量的控制实现并网，其主要有间接电流控制和直接电流控制两大类。4.2.1 间接电流控制策略对于并网逆变器而言，典型的并网控制策略是通过对逆变器输出电流矢量的控制实现并网及网侧的有功、无功的控制11。并网逆变器交流侧稳态的矢量关系如图4-11所示。a)纯电感特性运行 b)单位功率因数逆变运行 c)纯电容特性运行图4-11 逆变器交流侧稳态矢量关系图4-11中，表示电网电压矢量，表示滤波电感L上的电压矢量，表示逆变器桥臂输出即交流侧的电压矢量，表示输出电流矢量，图中忽略了输出滤波电感L上的等效电阻R。由图所示的矢量图可知，有如下矢量关系，即， （4-13）考虑到稳态时不变，则也不变，此时并网逆变器交流侧电压矢量的端点形成了一个以矢量端点为圆心和以为半径的圆。显然通过控制并网逆变器交流侧电压矢量的幅值和相位即可以控制电感电压矢量的幅值和相位，进而就控制了输出电流矢量的幅值和相位。并网逆变器并网控制的基本原理如下：首先根据并网控制给定的有功、无功功率指令以及电网电压矢量，计算出所需的输出电流矢量；再由式（4-13）并考虑到即可计算出并网逆变器交流侧输出的电压矢量指令；最后通过SPWM控制使并网逆变器交流侧按指令输出所需电压矢量，以此进行逆变器并网电流的控制11。这种通过控制并网逆变器交流侧电压矢量来间接控制输出电流矢量的并网控制方法就是间接电流控制策略。这种控制方法控制简单/不需要进行电流检测，但由于没有电流反馈控制，对系统的参数变化较为敏感，输出电流波形难以达到预期的目标11。为了克服间接电流控制策略的不足，提出了直接电流控制方案。直接电流控制方案依据系统的动态数学模型，构造了电流闭环控制系统，提高了输出电流的波形品质，同时降低了其对系统参数变化的敏感程度。这里主要介绍基于滞环的电流跟踪控制策略和基于SPWM的电流控制策略。4.2.2 基于滞环的电流跟踪控制策略PWM滞环跟踪控制是一种有效的实时控制方法，具有系统稳定性好、电流跟踪性能好、响应快、不用载波等优点，适用于逆变器并网运行控制。采用电流滞环控制策略的系统原理图如图4-12所示。由相位检测环节得到的同步信号与并网电流幅值给定一起送入正弦波发生器，生成与电网电压同频同相的参考电流信号，再经过滞环比较器对并网电流的反馈信号与的差值进行调制得到开关管的控制信号。图4-12 并网逆变器系统电流滞环控制原理框图滞环控制的原理为：将参考电流和实际反馈电流的偏差作为滞环比较器的输入，通过其输出来控制功率开关器件T1、T4和T2、T3的通断，当时改变开关状态（其中，H为半滞环宽度）。若为正，当T1、T4导通时，电压加在电感L上，电流增加，直到时改变开关状态；当T2、T3导通时，此时加在电感L上的电压是，电流减小，直到时，开关状态再次改变，如此反复。这样，通过环宽为2H的滞环比较器的控制，就在和的范围内，呈锯齿波的跟踪参考电流。滞环环宽对跟踪性能有较大的影响，环宽选择过大时，开关管开关频率较低，电流的跟踪误差较大，使输出电流的波形不够平滑；而环宽选择过小时，电流跟踪误差减小，但开关管的开关频率随之升高，使开关管的开通损耗和关断损耗增加10。通过以上分析，基于滞环的电流跟踪控制策略的全桥DC/AC逆变部分闭环MATLAB/SIMULINK仿真模型如图4-13所示，图中给出了两种仿真模型。仿真模型1如图a)中所示，采用T型滤波器，将检测的电感电流经过反馈环节，与给定的参考电流比较，经过滞环比较器输出四路开关管驱动信号控制逆变器的输出，使输出电流跟踪给定电流。系统调制参数设置为：直流侧电压为400V，电感L1a=3mH=L2a,C=32uF,R=1,仿真结果如图4-13b）所示，并网电流近似为与电网电压同频同相的正弦波，但波动较大，也不平滑，说明理论计算值不精确，需要再做修改和完善。仿真模型2如图b)中所示，直流电压为400V，通用桥选择4桥臂IGBT/Diode全桥结构，LC滤波器的参数设置为L=3mH,C=32uF,线路阻抗R=1，交流电压AC峰值为311V，频率为50Hz，主电路参数设置完毕，再根据滞环控制原理添加电流跟踪控制回路。本次设计中采用1-Phase PLL模块实时检测获得电网电压的相位，通过正弦波发生器和Gain增益环节得到给定的电流信号，然后与输出电感电流比较获得的偏差经滞环比较器获得四路驱动信号，控制逆变器的输出。这里Gain为32.14，Relay和Relay1的环宽都设置为0.002，但导通时Relay输出为1，Relay1输出为0.a) 基于滞环的电流跟踪控制策略仿真模型1b) 基于滞环的电流跟踪控制策略仿真模型2图4-13 基于滞环的电流跟踪控制策略MATLAB仿真模型由图4-13a)和b)可以看出，虽然两种方案都采用电流滞环跟踪控制，但是输出波形却有很大差别。首先方案1中是直接给定参考电流的信号，虽然设置的是50Hz的正弦波，但是不一定与电网电压同频同相，故经过滞环控制后输出电流与电网电压存在很大的相位差；而方案2中由于采用锁相环模块，实时检测电网电压的相位，使给定信号为与电网电压同频同相的正弦电流，这样通过滞环控制输出的电流相位与电网电压基本一致。图4-14为不同电感参数下，输出电流波形和电网电压波形的示意图。图中a）b）c）d）分别代表L为0.79mH、15mH、28mH和40mH时的仿真波形。当L=0.79mH，此L为理论计算值，可以看出输出电流近似为正弦波，但谐波成分较大，没有达到预期目标。 a)L=0.79mHb)L=15mHc)L=28mH图b)中L的值增大，为15mH，由电流输出波形，谐波小，畸变率小，且波形较平滑，近似为与电网电压同频同相的正弦波。图c)中L值仍然增大，为28mH，电流的输出波形较图b)中谐波小，畸变小，但是在电流峰值处波形不平滑，输出电流与电网电压的相位差更小，更贴近设计要求。当L再增大，如图d)中所示，电流尖峰更明显，而且与电网电压的相位差更大。 d)L=40mH图4-14 不同电感值下的滞环仿真波形图综合对上述仿真结果的分析，在基于滞环的电流跟踪控制中，输出电流的波形不仅与给定的参考信号有关，而且，与滤波器中L的值有关。L的选取既不能太大，也不能太小。L太小，输出电流的谐波成分大，畸变率高；L太大，输出电流波形虽然平滑，但是与电网电压的相位差增大，且波形有尖峰。4.2.3 基于SPWM的电流跟踪控制策略与滞环电流控制系统相比，基于SPWM控制的电流跟踪控制系统具有固定的开关频率，它是将PWM载波频率（如三角波）固定不变，而以电流偏差调节信号作为调制信号的PWM控制的方法。基于SPWM的电路控制策略实现了并网电流的闭环控制，提高了逆变系统的静态特性和动态特性。SPWM电流控制策略的基本思想是将正弦参考电流和逆变器输出电流进行比较，得到的电流偏差信号，经PI调节器进行调节后与三角波载波信号进行比较，从而输出SPWM驱动波形控制逆变器电流输出16。SPWM电流控制策略框图如图4-15所示。图4-15 基于SPWM的电流控制策略原理框图基于SPWM的电流控制具有算法简单、物理意义清晰、实现方便等优点。另外，由于开关频率固定，因而网侧的滤波电感设计容易，并且有利于限制功率器件的开关损耗。由于采用了并网电流的闭环控制，提高了系统电流的动、静态性能，同时也使网侧电流控制对系统参数不敏感，增强了控制系统的鲁棒性，但当开关频率不够高时，电流响应相对较慢。通过以上分析，基于SPWM的电流跟踪控制策略的闭环MATLAB/SIMULINK仿真模型如图4-16所示，图中给出了两种仿真模型。a)基于SPWM的电流跟踪控制策略MATLAB仿真模型1b)基于SPWM的电流跟踪控制策略MATLAB仿真模型2图4-16 基于SPWM的电流跟踪控制策略MATLAB仿真模型 仿真模型1如图4-16a)中所示，忽略滤波器中电容C的影响，将输出的电感电流与给定的正弦波参考电流比较，经PI调节器后输出四路开关管驱动信号控制逆变器的输出，使输出电流跟踪给定电流。系统调制参数设置为：直流侧电压为400V，电感L=3mH，R=1，Kp=0.6，Ki=0.32，仿真结果如图所示，并网电流近似为与电网电压同频同相的正弦波，但是在仿真开始的0.02s内，输出电感电流没有跟随给定输出响应的电流值，而是响应有一定的延迟。仿真模型2如图4-16b)中所示，直流电压为400V，通用桥选择4桥臂IGBT/Diode全桥结构，LC滤波器的参数设置为L=3mH,C=32uF,线路阻抗R=1，交流电压AC峰值为311V，频率为50Hz，主电路参数设置完毕，再根据SPWM控制原理添加电流跟踪控制回路。本次设计中采用1-Phase PLL模块实时检测获得电网电压的相位，通过正弦波发生器和Gain增益环节得到给定的电流信号，然后与输出电感电流比较获得的偏差经PI调节器获得四路驱动信号，控制逆变器的输出。这里Gain为32.14，Kp和Ki均设置为0.2。输出波形与图a)相比，没有响应延迟，且满足设计要求。当保持其他参数不变，仅改变滤波电感L的值时，输出电流与电网电压波形图如图4-17所示。可以看出当L较小（如0.79mH）时，输出电流谐波成分较大；而当L较大时（如40mH），输出电流波形畸变率较大。所以L的选取既不能太大也不能太小，图中L为28mH时，输出电流波形较为平滑且与电网电压基本同频同相。 a)L=0.79mH b)L=15mH c)L=28mH d)L=40mH图4-17 不同电感值下SPWM控制仿真图综合上述仿真结果分析可知，基于SPWM的电流控制策略的输出电流波形不仅与给定的参考电流有关，而且与滤波器的参数设置有关。4.3 电流跟踪控制方案逆变器并网控制采用基于SPWM的电流控制策略，采用电压外环、电流内环的双环控制结构。电压外环用于调节直流母线电压值，根据负载的变化来调节直流母线电压，起到调节逆变器输出功率的作用，达到直流母线的稳压控制，而电流内环的主要功能是控制逆变器输出电流能够很好的跟踪市电电压，以实现并网逆变器的单位功率因数正弦波电流控制11。在这里，主要介绍电流跟踪控制方案，即电流环的设计。由于电网可以视作功率为无穷大的电压源，因此宜采用电流源型的逆变器装置进行并网。由于流经电感L的电流不能突变，可以采用电流反馈闭环控制的方法来调节电流。将所要求的并网电流的正弦波给定值与实际并网电流相比较，误差信号经过控制器处理后，产生相应的SPWM信号，控制功率器件的开通与关断，使并网电流波形与电网电压同频同相。并网系统的电流控制框图如图4-18所示。它在传统的电流闭环控制的基础上加入了电网电压前馈控制。图中，是电流给定信号，是实际的并网电流，是电流控制环节，是逆变环节，是滤波环节，是电网电压前馈补偿环节。图4-18 带有电网电压前馈补偿的电流环控制框图4.3.1 电网电压前馈控制在并网系统中，电网电压可视为扰动信号。如果不考虑采用作为电网电压的前馈补偿，则电流控制框图如图4-19所示。图4-19 电流闭环控制图由电流闭环控制模型可知： （4-14）展开有 （4-15）上式表明，在没有加电压前馈控制时，电网电压对并网电流有干扰量，那么电网电压对并网电流的影响可以表示如下： （4-16）其中，是系统的开环传递函数。如果考虑电网电压的前馈控制，则由图4-18可得： (4-17)化简可得： (4-18)则电网电压对并网电流的影响可以表示如下： (4-19)其中，是电网电压前馈补偿后的开环传递函数。在上式中，若令 (4-20)则有=0由此可以看出，通过电网电压的前馈补偿控制，可以使得电网电压对输出电流的影响为零，从而在理论上达到全补偿的要求。电流调节器的输入由电压前馈和电流的指令信号合成，如果电网电压前馈能够克服电网电压的扰动，那么电流的指令信号可以大大减小。这样，稳定工作时系统只需一个很小的电流指令信号就可以输出较大的并网电流27,28。4.3.2 电流环的控制在图4-18中，由于采用了电网电压前馈补偿控制，补偿了电网电压对输出电流的影响，所以电流环的控制可以简化为不含电网电压扰动的环节，如图4-20所示。图4-20 不含电网电压扰动的电流环控制框图图中是逆变环节，SPWM控制方式下的桥式逆变环节可视为一个高增益的小惯性环节，其传递函数为： (4-21)是滤波环节，逆变器输出电流经LC滤波并入电网，若忽略电容C的影响，则其传递函数可以表示为： (4-22)式中，L为滤波器的电感值，R为线路等效阻抗。从上述分析可知，系统在不加校正环节时的传递函数为： (4-23) 电流环比例（P）控制若电流环采用比例调节，即： (4-24)因此，电流环的开环传递函数为： (4-25)由控制理论的知识分析，比例控制器只改变信号的增益而不影响其相位，加大控制器的增益，同时可以提高系统的开环增益，减小系统的稳态误差，提高系统的控制精度；但是却增强了并网电流的脉动29。带有电网电压前馈补偿控制的MATLAB仿真模型如图4-21所示。它是在基于SPWM控制策略的基础上加入了电网电压的前馈控制，即图中的电压反馈环节。初始设置时，将电压反馈系数Gain1设置为0.1，但是仿真输出的电感电流波形与电网电压完全反相，功率因数为-1，用示波器检查每个线路输出的波形，发现均为与电网电压同相的正弦波，增大反馈系数的值，输出仍然反相，改变电感值，波形相位仍不改变。a)b)反馈系数为0.1 c)反馈系数为0.01图4-21 带电网电压前馈的电流环P控制的仿真加入电网电压前馈控制的仿真，并网电流与电网电压相位互差180，而在4.2.3节中介绍基于SPWM的电流控制输出电流与电网电压同相，故模型中电压前馈控制的反馈系数设置有误。改变Gain1的值，观察波形的变化。当增大反馈系数Gain1的值，并网电流与电网电压仍反相，而当改变Gai