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高频
信号
放大器
设计
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高频小信号放大器设计,高频,信号,放大器,设计
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Multisim作业二 高频小信号放大器设计报告一、概述本次设计报告以仿真分析为主，以国产某调幅通信机接收部分的主要电路作为参考电路，测试了高频小信号放大器的关键性能指标，用参数扫描放方法修改关键器件参数参数观察对电路的影响，从而获得认识，完成了单调谐回路谐振放大器和双调谐回路谐振放大器两份作品。二、作品介绍（一）单调谐回路谐振放大器1.设计指标：（1）中心频率f0 = 465KHz，带宽 2f0.7= 8 KHz。（2）负载RL = 1K2.设计方案：（1）采用共射共基的电路组态，提高了电路稳定性；防止放大器自激；输出阻抗大，可直接与阻抗较高的调谐回路相匹配，不需要抽头接入；允许有较高的功率增益，更利于抑制后级的噪声，因此共射-共基电路是典型的低噪声电路。（2）输入端采用电容耦合，R1为消除自激振荡所s加的电阻；输出端采用变压器耦合。（3）R2，R5，R7三个电阻串联分压，为两个管子提供偏置电压。R8，C4 为本级中放的去耦电路，防止中频信号电流通过公共电源引起不必要的反馈。（4）设置一个可调稳压源，提供增益控制电压V1，可以调整本级电路的直流工作状态，达到控制增益的目的。总电路图如下：说明：共射-共基电路的电压增益幅值与单级共射电路大致相同，但上限截止频率提高为单级共射电路的4倍多！高频电子线路高吉祥 P69-713.测试数据（1）静态工作点分析如图所示，Ie1= 0.551 mA， Ie2 = 0.547mA，三极管T1，T2 均满足发射极正偏，集电极反偏的放大状态。（2）中心频率和电压增益波特仪显示放大器中心频率为464.5KHz ，增益为 24.781 dB = 17.33 V/V 输入465KHZ 10mVp的正弦波信号，示波器测量得到 Av= 173mV10mV=17.3 V/V ，且输出信号与输入信号相位差为180 ，与低频放大器分析一致，说明在此频率下谐振回路处于谐振状态。（3）通频带打开Grapher View 查看波特图，测量通频带，fL= 460.83 KHz，fH = 468.74 KHz ，2f0.7 = 7.9 KHz，基本达到通频带要求。从相频曲线可以看到，中频频率处输入与输出的相位差接近180，从低频到高频相位差从-90变化到了 +90，说明了LC谐振网络给放大器带来了两个极点，共带来180相位变化，这由LC谐振网络的频率特性可以得知在中心频率的左右，谐振回路分别呈现感性和容性。且在中频频率附近谐振电阻趋近于无穷大，对应在相频曲线上会出现波峰和波谷。（4）矩形系数fL0.7= 460.83 KHz，fH0.7 = 468.74 KHz ，2f0.7 = 7.9 KHzfL0.1= 427.45 KHz，fH0.1 = 505.43KHz ， 2f0.1=77.98KHz Kr0.1=2f 0.12f0.7=9.87 ，接近于理论值 9.95 对比下文中所测试的双调谐回路的矩形系数3.31 来说，单调谐回路的选频特性较差，通频带的宽窄对选择性影响很大。（5）选频放大性能验证如图，加入放置一组信号源阵列，模拟多频率信号输入的情况，5个信号源幅值相同，频率分别为50Hz，1KHz，100KHz，465KHz和10.7MHz，输出端连接频率计测试输出信号的频率。仿真后 观察示波器，红色的波形为含有多频率分量的输入信号，蓝色波形为频率单一的输出信号，观察频率计得到该输出信号的频率为465 KHz ，正好是要选出和放大的信号。高频谐振放大器的选频和放大功能得到验证。（6）损耗电阻（阻尼电阻）对选频特性的影响R10为LC谐振网络 的并联损耗电阻，在调试中，可以调整R10的大小去改变Q值(5.1)，调整通频带(5.2)，不会影响中心频率f0（5.3），但会改变放大倍数。(5.4) QL=Re00L (5.1) 2f0.7=f0QL (5.2) f0=12LC (5.3) Av0=-p1p2yfe4f0.7C (5.4)公式5.4，中p1,p2是接入系数，yre是正向传输导纳，C 是折算到谐振回路上的总电容，因此在静态工作点确定后，谐振电压增益只决定与回路总电容和通频带的乘积。通频带越宽，谐振电压增益越小。如图，对R10进行参数扫描，分别取R10 =10K，100K，1M，得到输出信号的频率特性曲线。可以看到，当R10 取得小时（R10=10K），意味着LC的损耗较大，拉低了选频网络Q值，选择性变差，增益下降；当R10 增大以后（R10=100K），Q值变高，通带变窄，选择性变好；但当R10 大到一定程度时（R10=1M），Q值和选频特性并没有明显改善，说明三极管的输出阻抗，负载R9的阻抗 两者折算到LC谐振回路上的阻抗同样影响着Q值，并且在这个时候起了主导作用。（因为并流回路的总阻抗取决于小阻抗）（7）静态工作点与放大倍数的关系对直流参考源进行直流扫描，电压范围从6V到10V，输出显示两个三极管Ie的电流情况。分析动态性能：V1=8V瞬态分析，增益控制电压V1=6V ，8V，10V时的情况改变了放大倍数这是V1=6 V 的测试情况，中心频率不变，增益变大，结论：在保证三极管能够正常放大信号的前提下，改变静态工作点对电路的选频特性（中心频率和通频带）没有影响。因此可以通过适当调整三极管静态工作点来调整放大器的增益。（实质是提高了ICQ ，增大了gm = ICQ / 26，谐振增益可表示为 AV0= - gm*RL）使用参数扫描功能输出Ie的直流工作点情况，设置如下：据了解，IEQ=1mA时 噪声系数最小，所以取这个电路状态最合适。V1= 3V（二）双调谐回路谐振放大器分割线_调试记录观察直流静态工作点，各个管子的Ie，看是否管子是否工作在放大区，并且调整Re，使得各个管子的Ie近似一致，如图强烈失真，难道是静态工作点不对？双调谐回路谐振放大器总电路图果然，节点18的电位不对，这里接了大电阻，直流分压不合理导致集电结正偏，三极管工作在开关区（请给出一张大一点的完整电路，在图中找不到节点18，所以无法follow你精彩的分析。）用电感可以解决问题但是新的问题又来了，电感的引入导致集电极阻抗随频率变化，也就是放大倍数会随着频率变化，那么对整个频率特性曲线又造成新的影响了，这里为了只研究双谐振回路的频率曲线，所以不采用这种方法。双调谐回路其实用一个三极管就能实现，只要把单调谐回路改成双调谐回路即可，如图有些电路使用两个三极管共用一个双调谐回路（如图）主要是为了提高功率增益。因为采用双抽头变压器，原边绕组的抽头可以完成第一个三极管的输出阻抗的阻抗变换，副边绕组的抽头完成第二个三极管的输入阻抗的阻抗变换，从而实现阻抗匹配。并且还采用两只三极管组成了两级共射放大电路，这样就大大提高了功率增益。经验：凡是采用电感耦合形式的电路通常会做成带抽头的变压器的形式，因为这样可以完成选频和阻抗变换的双重功能。如果品质因数Q比较大，那么强耦合就是这种情况: 中间凹陷非常多，调试成可用状态非常难，所以一般把双调谐回路应用在Q值不高，需要较大的通频带和较好的选择性的场合。参数扫描耦合电容，得到频率曲线*1 问题是 强耦合状态下频率特性曲线并不是关于中心频率对称的。怀疑是两个调谐回路不对称，理论要求是二者的都必须调节到同一中心频率，且两个谐振回路的参数完全相同（L,C，QL 都一样），而实际上是非常难调整到这一状态的。下图是理想状态下的双谐振回路频率曲线。原本以为双谐振电路之间的耦合电容应该取值比较大（0.047uF左右），因为既然是耦合，那么在工作频率处隔直通交即可，但实际上这个耦合电容在nF级以上变化，对于频率曲线丝毫无影响。利用这样大小的电容（如100nF）去耦合，调整谐振电容C的大小，获得了需要的中心频率。但是当改变了耦合电容至pF级别，能够出现强耦合，弱耦合现象了，可是中心频率却不一样了。理论上强耦合的中间凹陷点位置就是中心频率，但实际上中心频率却是对应在强耦合频率曲线的右半边峰值处。*2看来这个耦合电容的取值是关键，上述现象可能是，耦合电容取大了，导致一边谐振回路没有效果而另一边谐振回路起主导作用，决定了总的频率曲线。29.785MHz 到底是不是这样的： 第二个峰值在f0处？而这个谐振网络的中心频率是10.7MHz只有不断调整 两边的电容才可以使中心频率满足所需这个算是矩形系数比较好的，总之要两边的谐振电容、损耗电阻、耦合电容都得调，才能找到合适的强耦合点。下面用这个参数来验证矩形系数，首先0.047u，0.1u，1u电容耦合都一样：29.919MHz -0.81dB fL=29.589MHz ，fH=30.276MHz fL0.1=26.446 MHz，fH0.1=33.272 MHzK0.1= 6.826/0.687= 9.935 不对呀！这是单调谐回路的矩形系数由此看来，很可能是*2 的解释，nF级别的耦合电容取大了，导致一边谐振回路不起效果。分割线_调试记录这样不服气，我想换个电路试试。就用这个简单的单级放大器接双调谐回路，中心频率：465KHz。看还会不会出现上面的情况。（1）临界耦合，耦合电容C5=28pF中心频率处增益较大，通频带宽，矩形系数好测试结果：f0= 447.5K 7.541dBfL0.7=402.1KHz, fH0.7=476.7KHz, 2f0.7= 74.7 kHzfL0.1=345.1KHz, fH0.1=592.7KHz, 2f 0.1=247.7 kHzKr0.1=2f 0.12f0.7=3.315 矩形系数Kr0.1 =3.315 接近理论值 3.16 比起单调谐回路（理论值Kr0.1= 9.95）来说，选频特性要好，频带宽窄对选择性的影响较小。 如下，在20pF时候非常对称（2）弱耦合，C5=15pF中心频率处增益已经有衰减6pF时中心频率的增益更小，且中心频率偏离（3）强耦合，C5=46pF60pF 谷底的凹陷已经小于峰值的0.707，无法使用。最后用参数扫描功能对以上这几个不同的容值扫描得到双调谐回路不同耦合状态下的频率特性曲线很明显可以看出弱耦合，临界耦合，强耦合的频率特性曲线情况，至于强耦合，弱耦合的中心频率偏移情况应该是由于两个调谐回路不完全对称引起。关于耦合电容的选取和理解还有一段插曲:在以上的报告内容完成之后，一天晚上胡永泉，刘京超和我三人去找叶老师讨论问题，其中就谈到了这个双调谐回路。胡永泉提出，他用理论算出耦合电容取26pF时候达到临界耦合状态，但是仿真结果是108pF时才是临界耦合状态。我们认为是，计算当中没有考虑晶体管级间电容等分布电容，导致仿真和理论结果差别大（但实际上还在一个数量级之内，不算太大）。听完这段谈话，我长叹一声，要是我事先手算一下这个耦合电容该多好，至少我能知道它的数量级，而不用费时地从uF，nF级开始调试。胡永泉是先算后仿真，而我是直接仿真，瞎调！一贯的经验告诉我，耦合电容一般都取uF，nF级，我还怀疑pF级别的怎么行，都与谐振电容是同一个数量级了。我现在知道了：把公式和实践联系起来，才能领悟真谛。你看，这里的耦合电容并不只是简简单单的隔直通交，它还和耦合系数k有关，k=CMC1+CM(C2+CM)而耦合系数k和品质因数Q又共同决定了耦合状态，因此pF级（与谐振电容同一个数量级）的耦合电容在这里是合理的。附注：1. 本次报告的图片没有标序号，一般是
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