电子线路非线性部分谢嘉奎课后答案.pdf

1 2 一功率管 它的最大输出功率是否仅受其极限参数限制 为什么 解 否 还受功率管工作状态的影响 在极限参数中 PCM 还受功率管所处环境温度 散热条件等影响 1 3 一功率放大器要求输出功率P 1000 W 当集电极效率 C由 40 提高到 70 时 试问直流电源提供的直流功率PD和功率管耗散功率PC各减小多少 解 当 C1 40 时 PD1 Po C 2500 W PC1 PD1 Po 1500 W 当 C2 70 时 PD2 Po C 1428 57 W PC2 PD2 Po 428 57 W 可见 随着效率升高 PD下降 PD1 PD2 1071 43 W PC下降 PC1 PC2 1071 43 W 1 6 如图所示为低频功率晶体管 3DD325 的输出特性曲线 由它接成的放大器如图 1 2 1 a 所示 已知VCC 5 V 试求下列条件下的PL PD C 运用图解法 1 RL 10 Q点在负载线中点 充分激励 2 RL 5 IBQ同 1 值 Icm ICQ 3 RL 5 Q点 在负载线中点 激励同 1 值 4 RL 5 Q点在负载线中点 充分激励 解 1 RL 10 时 作负载线 由VCE VCC ICRL 取Q在放大区负载线中点 充分 激励 由图得VCEQ1 2 6V ICQ1 220mA IBQ1 Ibm 2 4mA 因为Vcm VCEQ1 VCE sat 2 6 0 2 V 2 4 V Icm I CQ1 220 mA 所以mW264 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ1 1 1 W C PL PD 24 2 当 RL 5 时 由VCE VCC ICRL作 负载线 IBQ同 1 值 即IBQ2 2 4mA 得Q2点 VCEQ2 3 8V ICQ2 260mA 这时 Vcm VCC VCEQ2 1 2 V Icm I CQ2 260 mA 所以 mW156 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ2 1 3 W C PL PD 12 3 当 RL 5 Q在放大区内的中点 激励同 1 由图Q3点 VCEQ3 2 75V ICQ3 460mA IBQ3 4 6mA Ibm 2 4mA 相应的vCEmin 1 55V iCmax 700mA 因为Vcm VCEQ3 vCEmin 1 2 V Icm iCmax I CQ3 240 mA w w w kh x x w c o m 课后学习网 所以mW144 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ3 2 3 W C PL PD 6 26 4 当 RL 5 充分激励时 Icm I CQ3 460 mA Vcm VCC VCEQ3 2 25 V 所以 mW5 517 2 1 cmcmL IVP PD VCC ICQ3 2 3 W C PL PD 22 5 1 7 如图所示为三种甲类功率放大器的输出电路 采用相同的功率管及VCC值 设VCE sat 0 I CEO 0 变压器是理想无耗的 试在同一输出特性曲线上作出各电路的交 直流负载 线 并求这三种放大器的最大输出功率之比 cmax L bmax L amax L PPP 解 1 1 直流负载线方程 vCE VCC iCRC 负载线CD 当iC ICQ 时 VCEQ VCC ICQRC 2 交流负载线中点过 Q 斜率为 1 L R CCLL 2 1 RRRR 根据交流负载线 AB 得 Icm I CQ Vcm VCEQ Icm L R 代入VCEQ方程中 Vcm VCC IcmRC VCC ICQRC VCC 2Icm L R VCC 2Vcm 解得 L CC cmCCcm 3 1 3 1 R V IVV 即 L 2 CC L CC CC amax L 18 1 3 1 3 1 2 1 R V R V VP L 2 CC cmCCCQCCD 3 1 R V IVIVP 所以 6 1 D amax L C P P 2 交流负载相同 均为 CF 为获最大输出功率 Q 处于交流负载线的中点 故 Vcm VCEQ VCC 2 L CC CQcm 2R V II w w w kh x x w c o m 课后学习网 所以 L 2 CC cmcm bmax L 8 1 2 1 R V IVP L 2 CC CQCCD 2R V IVP 4 1 D bmax L C b P P 3 因为直流负载电阻为零 故直流负载线为CG 交流负载线斜率为 1 的直线MN 当Q L R C处于中点时 得 Vcm VCEQ VCC L CC CQcm R V II L 2 CC cmcm cmax L 2 1 2 1 R V IVP L 2 CC CQCCD R V IVP 所以 2 1 D cmax L C c P P 所以36 9 4 2 1 8 1 18 1 cmax L bmax L amax L PPP 6 3 2 2 1 4 1 6 1 C c C b C a 1 8 如图 a 所示为变压器耦合甲类功率放大电路 图 b 所示为功率管的理想化输 出特性曲线 已知RL 8 设变压器是理想的 RE上的直流压降可忽略 试运用图解法 1 VCC 15 V L R 50 在负载匹配时 求相应的n PLmax C 2 保持 1 中VCC Ibm 不变 将ICQ增加一倍 求PL值 3 保持 1 中ICQ L R Ibm不变 将VCC增加一倍 求 PL值 4 在 3 条件中 将Ibm增加一倍 试分析工作状态 解 1 因为VCC 15 V 50 负载 L R w w w kh x x w c o m 课后学习网 匹配时 A3 0 L CC cmCQ1 R V II 由此得知Q1的坐标为Q1 15V 0 3A Q1点处于交流负载线AB的中点 其在坐标轴上的 截距为A 32 V 0 B 0 0 6A 由图可见 Icm ICQ1 0 3A Vcm VCC 15 V 此时 W25 2 2 1 cmcmLmax IVP W5 4 CQCCD IVP 50 5 4 25 2 D maxL C P P 5 2 8 50 L L R R n 2 是否变化没说明 故分两种情况讨论 L R 1 当不变时 因为I L R CQ增加一倍 因此 L R 已不是匹配值 其交流负载线平行移动 为一条过Q2点的直线EF 不变 斜率不变 I L R CQ增加 Q点升高 此时 由于VCC Ibm 都不变 其P L R Lmax亦不变 为 2 25 W Ibm不变 Icm不变 Vcm不变 但 PD VCC ICQ 9 W C PLmax PD 25 2 当改变时 且 50 交流负载线以Q L R 2为中心逆时针转动 但由于激励不变 输出将出现饱和 失真 3 VCC 30 V 交流负载线平移到EF 静态工作点为Q3 因为Ibm不变 所以Vcm不变 Icm不变 因此PL不变 PL 2 25 W 但VCC 30 V 所以 PD VCC ICQ 9 W C PL PD 25 4 Ibm 6 mA 以Q3点为静态工作点 出现截止失真 1 9 单管甲类变压器耦合和乙类变压器耦合推挽功率放大器采用相同的功率管 3DD303 相同的电源电压VCC和负载RL 且甲类放大器的 L R 等于匹配值 设VCE sat 0 ICEO 0 RE忽略不计 1 已知VCC 30 V 放大器的iCmax 2 A RL 8 输入充分激励 试 作交流负载线 并比较两放大器的Pomax PCmax C L R n 2 功率管的极限参数PCM 30 W ICM 3 A V BR CEO 60 V 试求充分利用功率管时两放大器的最大输出功率Pomax 解 1 见表 甲类 乙类 交流负 载线 PomaxW15 2 1 2 1 2 1 CmaxCCcmcm iVIV W30 2 1 2 1 2 1 CmaxCCcmcm iVIV PCmax2Pomax 30 W 0 2Pomax 6 W 单管 w w w kh x x w c o m 课后学习网 C50 78 5 L R 302 omax 2 CC PV 152 omax 2 cm PV n 94 1 8 30 L L R R 37 1 8 15 L L R R 2 见表 甲类 乙类 Pomax W15W30 2 1 2 1 CMmaxo PP W45A3V60 4 1 4 1 CM BR CEOmaxo IVP W150W3055 CMomax PP 所以W45 maxoomax PP W5 22A3V60 8 1 8 1 CM BR CEOomax IVP 所以 W15 maxoomax PP 1 14 如图所示为两级功放电路 其中 Tl T2工作于乙类 试指出T4 R2 R3的作用 当输人端加上激励信号时产生的负载电流为iL 2sin t A 讨计算 1 当RL 8 时的 输出功率PL 2 每管的管耗PC 3 输出级的效率 C 设R5 R6电阻不计 解 T4 R2 R3组成具有直流电压并联负反馈的恒压源 给T1 T2互补管提供克服交越 失真的直流正偏压 1 W16 2 1 L 2 cmL RIP 2 W47 25 cmCC D IV PQ W74 4 2 LD C PP P 3 83 62 4 8 0 2 C CC cm V V w w w kh x x w c o m 课后学习网 1 16 试按下列要求画单电源互补推挽功率放大器电路 1 互补功率管为复合管 2 推动级采用自举电路 3 引入末级过流保护电路 4 采用二极管偏置电路 解 按要求画出的单电源互补推挽功率放大器电路如图所示 图中T1为推动级 T2 T3 T4 T5为准互补推挽功率级 D1 D2为末级偏置电路 T6 T7为过流保护电路 C2为自 举电容 1 17 两级功放原理电路如图所示 试 1 简述电路工作原理 2 已知VCC EE V 各管VBE on 相等 设各管基极电流不计 求ICQ5 ICQ6 及kfv表达式 解 1 T1 T2和T3 T4为复合管组成差分放大器 作为推动级 T5 T6为镜像电流源 作为差放级有源负载 T7 T10 准互补功放电路 D1 D3 为功率级提供正向偏置 R5 R6 电压串联负反馈 改善电路性能 2 通过R1的电流 1 BE on EE EE 2 R VV I ICQ5 ICQ6 0 5 IEE 65 5 o f f RR R v v k v w w w kh x x w c o m 课后学习网 2 1 为什么谐振功率放大器能工作于丙类 而电阻性负载功率放大器不能工作于丙类 解 因为谐振功放的输出负载为并联谐振回路 该回路具有选频特性 可从输出的余 弦脉冲电流中选出基波分量 并在并联谐振回路上形成不失真的基波余弦电压 而电阻性输 出负载不具备上述功能 2 2 放大器工作于丙类比工作于甲 乙类有何优点 为什么 丙类工作的放大器适宜于 放大哪些信号 解 1 丙类工作 管子导通时间短 瞬时功耗小 效率高 2 丙类工作的放大器输出负载为并联谐振回路 具有选频滤波特性 保证了输出信号 的不失真 为此 丙类放大器只适宜于放大载波信号和高频窄带信号 2 4 试证如图所示丁类谐振功率放大器的输出功率 2 sat CECC L 2 o 2 2 VV R P 集电极 效率 CC sat CECC C 2 V VV 已知VCC 18 V VCE sat 0 5 V RL 50 试求放大器的PD Po 和 C值 解 1 vA为方波 按傅里叶级数展开 其中基波分量电压振幅 2 2 sat CECCcm VVV 通过每管的电流为半个余弦波 余弦波幅度 2 2 sat CECC LL cm cm VV RR V I 其中平均分量 电流平均值 cmC0 1 II 所以 2 sat CECC L 2 cmcmo 2 2 2 1 VV R IVP 2 2 sat CECCCC L 2 C0CCD VVV R IVP w w w kh x x w c o m 课后学习网 CC sat CECC DoC 2 V VV PP 2 W24 1 2 2 sat CECCCC L 2 D VVV R P W17 1 2 2 2 sat CECC L 2 o VV R P 36 94 DoC PP 2 5 谐振功率放大器原理电路和功率管输出特性曲线如图所示 已知VCC 12 V VBB 0 5 V Vcm 11 V Vbm 0 24 V 试在特性曲线上画出动态线 若由集电极电流iC求得IC0 32 mA IcIm 54 mA 试求PD Po C及所需的Re 解 1 V cos24 05 0 cos V cos1112 cos bmBBBE cmCCCE ttVVv ttVVv 取 t 0 30 120 结果如下表 t 0 30 45 60 75 90 120 vBE V 0 74 0 71 0 67 0 62 0 56 0 5 0 38 vCE V 1 2 47 4 22 6 5 9 15 12 17 5 w w w kh x x w c o m 课后学习网 2 mW384 C0CCD IVP mW297 2 1 cmcmo IVP 34 77 DoC PP Re Vcm Ic1m 204 2 8 谐振功率放大器工作在欠压区 要求输出功率Po 5 W 己知VCC 24 V VBB VBE on Re 53 设集电极电流为余弦脉冲 即 iC 00 0cos b bCmax v vti 试求电源供给功率PD 集电极效率 C 解 因为VBB VBE on 放大器工作在甲乙类 近似作乙类 mA434 2 2 1 e o c1me 2 cmo R P IRIP 因为 Cmax 2 2 CC0 1 d 2 1 itiI Cmax 2 2 Cc1m 2 1 dcos 1 ittiI 所以 mA3 2762 c1mC0 II 则 W63 6 C0CCD IVP 42 75 DoC PP 2 12 设两个谐振功率放大器具有相同的回路元件参数 它们的输出功率Po分别为1 W 和0 6 W 现若增大两放大器的VCC 发现其中Po 1 W放大器的输出功率增加不明显 而Po 0 6 W放大器的输出功率增加明显 试分析其原因 若要增大Po 1 W放大器的输出功率 试问还应同时采取什么措施 不考虑功率管的安全工作问题 解 Po 1 W的放大器处于临界或欠压状态 增大VCC时 放大器更趋于欠压状态 Ic1m 略有增大 因此Po增大不明显 若 Po 需 VCC 同时Re 或VBB Po 0 6 W的放大器处于过压状态 VCC增大 发大器趋于临界 Ic1m迅速增大 所以Po 迅 速增大 w w w kh x x w c o m 课后学习网 3 1 若反馈振荡器满足起振和平衡条件 则必然满足稳定条件 这种说法是否正确 为 什么 解 否 因为满足起振与平衡条件后 振荡由小到大并达到平衡 但当外界因素 T VCC 变化时 平衡条件受到破坏 若不满足稳定条件 振荡器不能回到平衡状态 导致停振 3 2 一反馈振荡器 欲减小因温度变化而使平衡条件受到破坏 从而引起振荡振幅和振 荡频率的变化 应增大 i osc V T 和 T 为什么 试描述如何通过自身调节建立新平 衡状态的过程 振幅和相位 解 由振荡稳定条件知 振幅稳定条件 0 iA i osc V V T 相位稳定条件 0 osc T 若满足振幅稳定条件 当外界温度变化引起Vi 增大时 T osc 减小 Vi 增大减缓 最终 回到新的平衡点 若在新平衡点上负斜率越大 则到达新平衡点所需Vi的变化就越小 振荡 振幅就越稳定 若满足相位稳定条件 外界因素变化 osc T 阻止 osc增大 osc 最终回到新平衡点 这时 若负斜率越大 则到达新平衡点所需 osc的变化就越小 振荡频 率就越稳定 3 3 并联谐振回路和串联谐振回路在什么激励下 电压激励还是电流激励 才能产生负 斜率的相频特性 解 并联谐振回路在电流激励下 回路端电压V的频率特性才会产生负斜率的相频特性 如图 a 所示 串联谐振回路在电压激励下 回路电流 I 的频率特性才会产生负斜率的相频特 性 如图 b 所示 3 5 试判断下图所示交流通路中 哪些可能产生振荡 哪些不能产生振荡 若能产生振 荡 则说明属于哪种振荡电路 w w w kh x x w c o m 课后学习网 解 a 不振 同名端接反 不满足正反馈 b 能振 变压器耦合反馈振荡器 c 不振 不满足三点式振荡电路的组成法则 d 能振 但L2C2回路呈感性 osc 1 组成电感三点式 振荡电路 e 能振 计入结电容Cb e 组成电容三点式振荡电路 f 能振 但L1C1回路呈容性 osc 1 L2C2回路呈感性 osc 2 组成电容三点式 振荡电路 3 6 试画出下图所示各振荡器的交流通路 并判断哪些电路可能产生振荡 哪些电路不 能产生振荡 图中 CB C B C CE CD为交流旁路电容或隔直流电容 LC为高频扼流圈 偏 置电阻RB1 RB2 RG不计 w w w kh x x w c o m 课后学习网 解 画出的交流通路如图所示 a 不振 不满足三点式振荡电路组成法则 b 可振 为电容三点式振荡电路 c 不振 不满足三点式振荡电路组成法则 d 可振 为电容三点式振荡电路 发射结电容Cb e为回路电容之一 e 可振 为电感三点式振荡电路 f 不振 不满足三点式振荡电路组成法则 3 7 如图所示电路为三回路振荡器的交流通路 图中f01 f02 f03分别为三回路的谐振频 率 试写出它们之间能满足相位平衡条件的两种关系式 并画出振荡器电路 发射极交流接 地 w w w kh x x w c o m 课后学习网 解 1 L2C2 L1C1若呈感性 fosc f03 所以f03 fosc f01 f02 L3C3 呈感性 fosc fosc f01 f02 3 8 试改正如图所示振荡电路中的错误 并指出电路类型 图中CB C B D CE均为旁路 电容或隔直流电容 LC LE LS均为高频扼流圈 解 改正后电路如图所示 图 a 中L改为C1 C1改为L1 构成电容三点式振荡电路 图 b 中反馈线中串接隔值电容CC 隔断电源电压VCC 图 c 中去掉CE 消除CE对回路影响 加CB和C B C以保证基极交流接地并隔断电源电压VCC L2改为C1构成电容三点式振荡电路 3 9 试运用反馈振荡原理 分析如图所示各交流通路能否振荡 w w w kh x x w c o m 课后学习网 解 图 a 满足正反馈条件 LC并联回路保证了相频特性负斜率 因而满足相位平衡条 件 图 b 不满足正反馈条件 因为反馈电压比滞后一个小于90 的相位 不满足相位 平衡条件 f V i1 V 图 c 负反馈 不满足正反馈条件 不振 3 13 在下图所示的电容三点式振荡电路中 已知L 0 5 H Cl 51 pF C2 3300 pF C3 12 250 pF RL 5 k gm 30 mS Cb e 20 pF 足够大 Q0 80 试求能够起 振的频率范围 图中CB C B C对交流呈短路 LE为高频扼流圈 解 在LE处拆环 得混合 型等效电路如图所示 由振幅起振条件知 iLm 1 ngg n g 1 w w w kh x x w c o m 课后学习网 式中015 0 21 1 CC C n 其中mS30 1 pF3320 m e eb22 g r CCC 代入 1 得 mS443 0 L R 则能满足起振条件的振荡频率为rad s109 102 6 o eo LQ R 由图示电路知 21 21 3 CC CC CC 当C3 12pF时 C 62 23 pF rad s102 179 1 6 omax LC 当C3 250pF时 C 300 pF 可见该振荡器的振荡角频率范围 min max 102 9 179 2 106 rad s 即振荡频率范围fmin fmax 16 38 28 52 MHz 3 15 一LC振荡器 若外界因素同时引起 0 f Qe变化 设 oo 分 别大于Q ff e Q e或小于Qe 试用相频特性分析振荡器频率的变化 解 振荡回路相频特性如图 可见 1 当时 且 oo oscosc oosc 2 当时 设为 ff osc oscosc 3 当Qe增加时 相频特性趋于陡峭 f不变 osc f变化 Qe osc Qe osc 3 16 如图所示为克拉泼振荡电路 已知L 2 H C1 1000 pF C2 4000 pF C3 70 pF w w w kh x x w c o m 课后学习网 Q0 100 RL 15 k Cb e 10 pF RE 500 试估算振荡角频率 osc值 并求满足起振条 件时的IEQmin 设 很大 解 振荡器的交流等效电路如图所示 由 于C1 C3 C2 C3 因而振荡角频率近似为 rad s1052 84 1 6 3 osc LC 已知 Re0 oscLQ0 16 9 k pF4010k 95 7 eb22e0LL CCCRRR 求得 pF4 800 21 21 2 1 CC CC C 08 0 2 13 3 2 CC C n 88 50 L 2 2L RnR 又 m T EQ T EQ EeE i 21 1 111 2 0g V I V I RrR g CC C n 根据振幅起振条件 iLm 1 ngg n g 即 1 L T EQ nn g V I 求得IEQ 3 21mA 3 18 试指出如图所示各振荡器电路的错误 并改正 画出正确的振荡器交流通路 指 出晶体的作用 图中CB C B C CE CS均为交流旁路电容或隔直流电容 w w w kh x x w c o m 课后学习网 解 改正后的交流通路如图所示 图 a L用C3取代 为并联型晶体振荡器 晶体呈电感 图 b 晶体改接到发射极 为串联型晶体振荡器 晶体呈短路元件 3 22 试判断如图所示各RC振荡电路中 哪些可能振荡 哪些不能振荡 并改正错误 图中 CB C B C CE CS对交流呈短路 解 改正后的图如图所示 w w w kh x x w c o m 课后学习网 a 为同相放大器 RC移相网络产生180 相移 不满足相位平衡条件 因此不振 改正 将反馈线自发射极改接到基极上 b 中电路是反相放大器 RC移相网络产生180 相移 满足相位平衡条件 可以振荡 c 中放大环节为同相放大器 RC移相网络产生180 相移 不满足相位平衡条件 因此 不振 改正 移相网络从T2集电极改接到T1集电极上 d 中放大环节为反相放大器 因为反馈环节为RC串并联电路 相移为0 所以放大环 节应为同相放大 改正 将T1改接成共源放大器 3 23 图 a 所示为采用灯泡稳幅器的文氏电桥振荡器 图 b 为采用晶体二极管稳 幅的文氏电桥振荡器 试指出集成运算放大器输入端的极性 并将它们改画成电桥形式的电 路 指出如何实现稳幅 解 电桥形式电路如图所示 a 中灯泡是非线性器件 具有正温度系数 起振时 灯泡凉 阻值小 Rt 放大器增益 w w w kh x x w c o m 课后学习网 大 便于起振 随着振荡振幅增大 温度升高 Rt增加 放大器增益相应减小 最后达到平 衡 b 中D1 D2是非线性器件 其正向导通电阻阻值随信号增大而减小 起振时 D1 D2截 止 负反馈最弱 随着振荡加强 二极管正向电阻减小 负反馈增大 使振幅达到平衡 w w w kh x x w c o m 课后学习网 4 1 如图是用频率为 1 000 kHz的载波信号同时传输两路信号的频谱图 试写出它的电 压表达式 并画出相应的实现方框图 计算在单位负载上的平均功率Pav和频谱宽度BWAM 解 1 为二次调制的普通调幅波 第一次调制 调制信号 F 3 kHz 载频 f1 10 kHz f2 30 kHz 第二次调制 两路已调信号叠加调制到主载频fc 1000 kHz上 令 2 3 103 rad s 1 2 104 rad s 2 2 3 104 rad s c 2 106 rad s 第一次调制 v1 t 4 1 0 5cos t cos 1t v2 t 2 1 0 4cos t cos 2t 第二次调制 vO t 5 cos ct 4 1 0 5cos t cos 1t 2 1 0 4cos t cos 2t cos ct 5 1 0 8 1 0 5cos t cos 1t 0 4 1 0 4cos t cos 2t cos ct 2 实现方框图如图所示 3 根据频谱图 求功率 1 载频为 10 kHz 的振幅调制波平均功率 Vm01 2V Ma1 0 5 W5 4 2 1 1 2W2 2 1 2 1a01av1 2 01m01 MPPVP 2 f2 30 kHz Vm02 1V Ma2 0 4 W08 1 2 1 1 2W5 0 2 1 2 2a02av2 2 02m02 MPPVP 3 主载频fc 1000 kHz Vm0 5V w w w kh x x w c o m 课后学习网 W5 12 2 1 2 0m0 VP 总平均功率Pav P0 Pav1 Pav2 18 08 W 4 BWAM 由频谱图可知Fmax 33 kHz 得 BWAM 2F 2 1033 1000 66 kHz 4 3 试画出下列三种已调信号的波形和频谱图 已知 c 1 v t 5cos tcos ct V 2 v t 5cos c t 3 v t 5 3cos t cos ct 解 1 双边带调制信号 a 2 单边带调制信号 b 3 普通调幅信号 c 4 6 何谓过调幅 为何双边带调制信号和单边带调制信号均不会产生过调幅 答 调制信号振幅大于载波信号振幅的情况称为过调幅 因为双边带和单边带调制信号 已经将载波信号抑制 故均不会产生过调幅 4 8 一非线性器件的伏安特性为 00 0 D v vvg i 式中v VQ十v1 v2 VQ V1mcos 1t V2mcos 2t 若V2m很小 满足线性时变条件 则在VQ V1m 2 0 V1m三种情况下 画出g v1 波形 并求出时变增量电导g v1 的表示式 分析该器 件在什么条件下能实现振幅调制 解调和混频等频谱搬移功能 解 根据伏安特性画出增量电导随 v 的变化特性 g v 如图所示 w w w kh x x w c o m 课后学习网 1 1mQ 2 1 VV 时 画出 g t 波形如图所示 图中通角由 2 1 2 1 cos m m V V 求得 3 D 3 3 D0 3 1 d 2 1 gtgg 3 sin 2 dcos 1 D 3 3 Dn n n g ttngg tn n n g gtg n 1 1 D D cos 3 sin 1 2 3 1 2 VQ 0 时 画出g v 的波形如图所示 w w w kh x x w c o m 课后学习网 12 cos 12 2 1 2 1 cos3 3 2 cos 2 2 1 1 1 1 D 11D11D tn n g ttgtKgtg n n 3 VQ V1m g t gD 如图所示 可见 1 2 中 g t 含有基波分量 能实现频谱搬移功能 而 3 中 g t 仅有直流分量 故无法实现频谱搬移功能 为实现消除一些有害无用的组合频率分量 使输出有用信号的质量提高 在实现频谱搬 移功能时 应遵循有用信号较弱 参考信号较强的原则 调制时 v1 Vcmcos ct 载波 v2 V mcos t 调制信号 解调时 v1 Vcmcos ct 参考信号 v2 Vsm 1 Macos t cos ct 调幅信号 混频时 v1 VLmcos Lt 本振信号 v2 Vsm 1 Macos t cos ct 调幅信号 4 9 在如图所示的差分对管调制电路中 已知vc t 360cos10 106t mV v t 5cos2 103t mV VCC VEE 10 V REE 15 k 晶体三极管 很大 VBE on 可忽略 试用开关函数求iC iC1 iC2 值 解 由教材 4 2 14 可知 iC iC1 iC2 2 th T c 0 V v i 令 T CM c V V x i0 I0 i t 其中mA 10 2cos 10 3 1 mA 3 1 V5 33 EEEE EE 0 t R tv ti R V I mA 10 2cos 101 3 1 33 0 ti 又1085 13 mV26 mV360 T cm c V V x 则 ttttKt x cccc2c c 5cos 5 4 3cos 3 4 cos 4 cos 2 th 所以 w w w kh x x w c o m 课后学习网 mA 10 50cos 084 0 10 30cos 14 0 10 10cos 42 0 10 2cos 101 10 2cos 101 3 1 cos 2 th 66633 c2 33 c c 0C tttt tKtt x ii 4 11一双差分对平衡调制器如图所示 其单端输出电流 kT qv R vI kT qviiI i 2 th 22 th 22 1 E 201650 I 试分析为实现下列功能 不失真 两输人端各自应加什么信号电压 输出端电流包含哪些 频率分量 输出滤波器的要求是什么 1 混频 取 I L C 2 双边带调制 3 双边带调制波解调 解 1 混频 v1 t vL t VLmcos Lt v2 t vS t Vsmcos ct 当VLm 260 mV Vsm 2F的带通滤波器 3 双边带调制波解调 v1 t vr t Vrmcos ct v2 t vS t Vm0cos t cos ct 开关工 作时 产生的组合频率分量有 2 c 4 c 2n c 输出采用低通滤波器 BW0 7 2F 4 16 采用双平衡混频组件作为振幅调制器 如图所示 图中vc t Vcmcos ct v t V mcos t 各二极管正向导通电阻为RD 且工作在受vC t 控制的开关状态 设RL RD 试 求输出电压vO t 表达式 解 作混频器 且vC v 各二极管均工作在受vC控制的开关状态 当 vC 0 D1 D2导通 D3 D4截止 当 vC 0时 等效电路 iI i1 i2 回路方程为 0 0 CD2LI L21D1C vRiRiv RiiRivv 1 2 2 i1 i2 RL 2 v i1 i2 RD 0 w w w kh x x w c o m 课后学习网 DL 21I 2 2 RR v iii 考虑vC作为开关函数K1 ct 所以 2 2 c1 DL I tK RR tv i 2 同理可求vC RD 2 2 c2c2 DL L O tKtvtKtv RR R tv 4 23 晶体三极管混频器的输出中频频率为fI 200 kHz 本振频率为fL 500 kHz 输人 信号频率为fc 300 kHz 晶体三极管的静态转移特性在静态偏置电压上的幂级数展开式为iC I0 avbe 设还有一干扰信号v 2 be bv 3 be cv M VMmcos 2 3 5 10 5t 作用于混频器的 输人端 试问 1 干扰信号vM通过什么寄生通道变成混频器输出端的中频电压 2 若 转移特性为ic I0 avbe 求其中交叉调制失真的振幅 3 若改用场效应 管 器件工作在平方律特性的范围内 试分析干扰信号的影响 2 be bv 3 be cv 4 be dv 解 1 fM 350 kHz fc 300 kHz 由 IMc 1 f p p f p q f 得知 p 1 q 2时 2fM 2f2 300 kHz 表明频率为fM的干扰信号可在混频器输出 它由静态转移特性三次方项中 项产生 2 ML 3vcv 2 静态特性四次方项中产生分量 而 4 MLS 4 be vvvddv 2 M 2 LS 6vvvd 2cos1 2 1 2 6 6 M 2 Mm 2 LLS 2 S 2 M 2 LS tVv