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能量 调节器 电路 系统 设计 武工

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能量调节器电路系统设计（武工大）,能量,调节器,电路,系统,设计,武工

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燃料电池特性偏软，需外加电源控制，论文从能量的角度考虑对燃料电池能量调节器展开研究，选题具有较重要的理论意义和实际应用价值。论文的主要研究工作如下：1、利用小信号模型建模法建立了能量调节器的数学模型，并计算了主电路参数。2、对能量调节器设计平均电流模式的双环控制器，并利用MATLAB进行仿真验证；3、结合蓄电池模型和能量调节器模型，建立了基于电流模式的能量输出控制模型，并用DSP进行数字控制器的实现；4、对开关器件的功耗进行了分析和计算，利用Ansys软件对机箱结构进行辅助设计。论文工作表明作者较广泛地阅读了本课题范围内的相关文献资料，英文使用情况良好。论文结构合理，叙述清楚、内容充实，达到学士学位论文水平，同意答辩。武汉理工大学毕业设计（论文）目录摘要IAbstractII1绪论11.1研究的背景及意义11.2国内外发展现状31.3本文主要研究内容52 能量调节器主电路的分析与设计62.1 主电路拓扑结构选择62.1.1 buck变换器原理62.1.2 boost变换器原理72.1.3 buck-boost变换器原理82.1.4 几种电路拓扑的比较92.2 主电路工作原理92.3 buck-boost变换器建模分析102.3.1 buck变换器开关网络建模112.3.2 boost变换器开关网络建模132.3.2 buck-boost变换器建模152.4 主电路参数设计172.4.1输出滤波电感的设计172.4.2输出滤波电容的设计182.5 主电路仿真192.6本章小结243平均电流模式研究253.1 电流型控制器概述253.1.1 电流型控制器的结构253.1.2 平均电流控制模式分析263.2 电流控制器的设计273.2.1 电流内环设计273.2.2 功率级等效模型293.2.3 电压外环设计313.3 平均电流控制模式仿真333.4 本章小结374能量输出控制研究384.1 能量模式的分析384.2 基于电流模式的变换器建模分析394.3 电流型控制器的设计414.4 数字控制器实现444.4.1 数字控制器概述444.4.2 数字PID控制器的实现454.4.3基于DSP2407的控制策略概述464.5本章小结465能耗分析与机箱设计475.1 调节器能耗分析475.2机箱设计495.2.1散热方式选择495.2.2参数计算505.2.3散热分析仿真525.3本章小结526全文总结及展望53参考文献54致谢56摘要燃料电池是21世纪全新、高效、节能、环保的发电方式之一，但其输出特性偏软，直接给负载供电时不能满足输出稳定的要求并会给燃料电池带来严重伤害，因此研究一种高效的能量调节器具有十分重要的意义。能量调节器要求能适应输入电压宽范围变化，在传统buck和boost变换器的基础上，本文研究一种buck-boost级联型变换器及其控制方法，主要研究内容如下：首先阐述了buck-boost级联变换器的结构特点及其工作原理，并根据设计要求计算主电路参数并通过MATLAB和saber仿真进行优化，利用开关网络建模法建立了buck和boost型开关网络的小信号模型，进而得到级联变换器的小信号模型。其次，根据平均电流控制法设计了电压环和电流环控制器并在MATLAB中进行仿真，验证了设计的合理性。然后，论述了调节器工作于能量输出模式的必要性并分析了调节器在能量流动中的作用，建立了基于蓄电池二阶等效模型的能量输出模式下的调节器模型，并设计了PID控制器，根据仿真结果对整个设计进行了评价。采用前向差分法进行离散化并推导得出数字控制算法，阐述了基于DSP的控制策略。最后应提高效率和功率密度的要求进行了机箱散热设计，在ansys软件中用Icepack工具进行温度分布仿真，验证了设计结果符合要求。关键词：buck-boost；建模；MATLAB仿真；能量输出；散热设计AbstractFuel cell is one of the 21st centurys new, high-efficiency, energy-saving and environmental-protection way in power-generating. But its output characteristic is a little soft that output voltage will drop heavily when the load current increases. If the fuel cell supply for the load directly, the output cant meet the stable requirement. Whats more, it will bring the fuel cell system serious damage. Therefore, researching for a highly efficient power conditioner has a very vital significance. The power conditioner is required to meet the wide input voltage demand. Based on the traditional buck or boost converter, a buck-boost cascade converter and its control method is researched. The main research are as follows:First, the structure characteristics and working principle of the buck-boost cascade converter are expounded. At the same time, the main circuit parameters are calculated and its open-loop simulation in MATLAB and saber are accomplished to get the optimal design. Using switch network modeling method to establish the small signal model of the buck and boost switch network, and then get the model of the buck-boost cascade converter. Secondly , the controllers of the voltage and current ring are designed based on the average current mode. Through the simulation results, the rationality of the design is verified. After that, the necessity of the energy output mode are discussing and the impact of the conditioner in the power flow are presented. The model of the conditioner under the energy output mode based on the battery second order equivalent is builded and the relevant PID controller is designed. The whole design is evaluated according to the simulation results. Then use the forward difference method to make the analog controller discrete and deducing the digital control algorithm, the control strategy based on DSP is described. And finally, the thermal design is done to meet the improving efficiency and high power density requirements. The temperature distribution is simulated using the Icepack tools in the ansys software and the design results are verified to comply with the requirementsKey Words：buck-boost；modeling；MATLAB simulation；energy output；thermal design571绪论1.1研究的背景及意义世界经济的现代化也是得益于化石能源，如石油、天然气、煤炭与核裂变能的广泛的投入应用。能源作为国民经济发展的动力，是人类赖以生存的基础，是社会可持续发展的基础，是建筑在化石能源基础之上的一种经济，是衡量综合国力和一个国家发展程度以及人民生活水平的重要指标。然而，这一经济的资源载体将在21世纪上半叶迅速地接近枯竭，引发了严重的能源危机1 ，能源问题已成为我国经济社会发展的重要制约因素，事关经济安全和国家安全，提高能源的利用率和发展替代能源是21世纪的主要议题。人类发展至今，绝大多数能量转换时通过热机过程实现的，热机过程受卡诺循环的限制，不但转化效率低造成严重的浪费，而且产生大量有害物质及噪声对人类生存环境造成很大的威胁。当今社会，环境保护已经成为人类可持续发展战略的核心，是影响当前世界各国的能源决策和科技向导的关键因素，同时也是促进能源科技发展的巨大推动力，20世纪建立起来的庞大能源系统已无法适应社会对高效、清洁、经济、安全的能源体系的要求，能源发展面临着巨大的挑战。环境生态作为经济与社会发展软实力的重要组成部分，对促进人与自然、人与社会和谐相处，建设资源节约型和环境保护型社会具有重要的作用，只有搞好环境保护，才能实现改善经济结构，提高生活质量的目标。唯有提高能源的利用率和发展替代能源是克服能源危机的出路。用可再生能源和原料全面取代生化资源，进行一场新的工业革命，不仅是出于生存的原因，与之相连的是世界经济可获得持续的发展。在这种世界经济中，高科技术和生态可以承载的区域性经济形式将得以发展。目前，以氢气为燃料制成的燃料电池作为一种高效、灵活且环境友好的发电方式已倍受各国政府重视。如图1-1所示，它不同于常规意义上的电池，它将化学能直接转化为电能，无需经过热机过程，不受卡诺循环限制，能量转化效率高，环境友好，几乎不排放氮氧化物和硫的氧化物，二氧化碳的排放量也比常规发电技术低得多，适用范围广，积木化强，是21世纪全新、高效、节能、环保的发电方式之一1,2。于是，燃料电池的研究得到世界各国的重视，被认为是21世纪首选的洁净、高效的发电技术。我国煤炭资源丰富,又是燃煤大国,大力开发燃料电池,对提高一次能源利用效率,发展洁净煤发电技术,具有特别重要的意义。图1-1 燃料电池发电与传统技术发电比较燃料电池以低压直流形式输出，图1-2为燃料电池输出特性图，显然，燃料电池的输出电压随功率的增加而下降，在加负载的初始阶段，电压下降很快，并随着输出电流的增加而不断下降，负载越重，电压被拉得越低，也就是说燃料电池输出特性很软。另外，输出功率频繁的波动还会导致燃料电池效率的下降。实际应用中，负载是变动的，同时要求输出电压要相对稳定，由于燃料电池产生不稳定的直流电，必须配备功率变换器PCU（power control unit)来调节、控制和管理电源输出，以得到符合要求的直流电或交流电能。因而，随着燃料电池产品与技术的发展，针对燃料电池应用的电力电子变换装置与技术的研究与开发已成为一项重要的课题。DC/DC变换器是将一种直流电变换为另一种形式直流电的装置，主要对电压、电流实现变换，它在燃料电池中的应用是很有必要的：（1）燃料电池的输出特性偏软，在工作中随着负载的波动，燃料电池的输出电压波动范围也很大，必须要经过能量调节器改善燃料电池的软特性，经过调节器后，不仅可以使燃料电池输出电压稳定，还可以通过变换器升降压，得到实际所需要的电压或电流等级。（2）燃料电池不能有能量回馈，通过调节器可以实现这一要求，可以很好的控制燃料电池、负载与蓄电池之间的能量流动。为了充分利用燃料电池的燃料，提高能量转换率，研究宽范围直流输入、低成本、低污染、高效率、高功率密度的DC/DC变换器有着十分重要的意义3。图1-2 燃料电池输出特性DC/DC变换器因其转换效率高、稳压范围宽、功率密度比大、重量轻、灵活的正负极性和升/降压方式等优点，在计算机，通讯，家用电器，航天航空，交通，国防军工，工业控制等领域有着广泛的应用前景适用范围广3。1.2国内外发展现状DC/DC功率变换技术自20世纪60年代开始得到发展和应用，60年代中期美国已研制成20kHzDC/DC变换器及电力电子开关器件，并应用于通信设备供电。随着计算机、电子技术的高速发展，电子技术得到越来越广泛的应用，任何电子设备都离不开可靠的电源，它们对电源的要求也越来越高。20世纪80年代，计算机全面实现了开关电源化。90年代，开关电源在电子、电气设备、家电领域得到广泛引用，开关电源进入快速发展时期。DC/DC变换器采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关器件的导通比来调节输出电压。进入21世纪，开关电源的技术追求和发展趋势为：高效率、小型化、高频化、高可靠性、低噪声、智能化。近年来，随着功率器件的开发和数字控制技术的广泛应用使得DC/DC变换技术有了重大突破。功率MOSFET和IGBT使中小型DC/DC工作频率达到1MHz，软开关技术为高频的实现提供了可能，它同时还提高了电源的效率，国产6kW通信开关电源采用软开关技术，效率可达93% 4；控制技术的发展以及专用控制芯片的生产，使开关电源的动态性能和可靠性大大提高。与此同时，国内外学者对燃料电池DC/DC变换器进行了大量的研究，主要集中在扩展占空比、降低开关电压应力、软开关技术、降低电流纹波等方面，并提出了许多拓扑，如buck、boost、boost-buck、cuk等，按输入输出间有无隔离又分为隔离型和非隔离型。开关电源基本构成如图1-3所示3。图1-3 开关电源基本构成图1-4 电压控制型buck变换器常用的PWM型DC/DC变换器控制方法有电压型控制和电流型控制。如图1-4所示，以buck变换器为例，电压型控制方法是利用输出电压采样作为控制环的输入信号，将该信号与基准电压进行比较，并将比较的结果放大生成误差电压。误差电压与振荡器生成的锯齿波进行比较生成一脉宽与大小成正比的方波，该方波经过锁存器和驱动电路驱动开关管导通和关断，以实现开关变换器输出电压的调节。设计简单，易于实现，其主要缺点是只能在输出改变时才能检测到并反馈回来进行纠正，因此响应速度比较慢，且对负载电流没有限制，因而需要额外的电路来限制输出电流。针对电压型控制的缺点，电流型控制方法同时引入电容电压和电感电流两个状态变量作为控制变量，提高了系统的性能4。由图1-5可以看出，电流型控制方法用开关电流波形代替电压型控制方法的锯齿波作为PWM比较器的一个输入信号。由于电流型控制方法采用输出电流前馈控制，相对于电压型控制方法有更快的负载或输入瞬态响应速度，减小了输出电压的纹波；且由于其自身具有限流的功能，易于实现变换器的过流保护，因而在多个电源并联时，更便于实现均流。图1-5 电流控制型buck变换器随着控制理论的发展，一些现代的控制方法，如模糊控制、滑模变结构控制、鲁棒控制等非线性控制方法也被尝试应用于开关控制中。1.3本文主要研究内容根据6kW燃料电池能量调节器的课题研究，输入为80片燃料电池，轻载时燃料电池输出80V，满载时输出30V，输出功率为6kW，要求输出电压稳定48V，电压纹波2%，电流纹波10%，根据6kW燃料电池能量调节器的设计要求，本文做了以下方面的研究：（1） 概述燃料电池的研究背景及其工作特性，由其输出特性引出了本文对能量调节器研究的意义。简单介绍了能量调节器的国内外研究现状；（2） 分析boost-buck级联型能量调节器的拓扑结构和工作原理，利用小信号模型建模法建立变换器的数学模型，并设计主电路参数；（3） 针对平均电流模式和能量输出控制模式建立相应控制器模型，设计平均电流模式的双环控制系统控制器和能量输出模式控制器，并在 MATLAB仿真验证；（4） 对基于DSP数字控制的系统控制策略进行了说明；（5） 为提高变换器的工作效率，对开关器件的功耗进行了分析和说明，并以此为指导进行机箱设计。2 能量调节器主电路的分析与设计要设计燃料电池能量调节器，首先要选择主电路拓扑结构，了解其工作原理，然后对其进行建模分析，根据实际要求计算电路中的各个参数。开关变换器中由于电感电流不能突变，需要在开关管关断期间为其选择合适的续流回路，在一般开关电源电路中，选择合适的参考地后，可得到输入、输出、地三个端子，电感一端如果与输入相连则得到buck电路，与输出相连则得到boost电路，与地相连则得到buck-boost电路，不同的拓扑结构有各自的特点和适用范围，设计时应根据具体要求进行比较分析5。2.1 主电路拓扑结构选择2.1.1 buck变换器原理如图2-1所示为buck变换器电路结构，由全控型开关器件Q、续流二极管VD、电感L、电容C以及负载R构成。图2-1 buck变换器电路原理图设Q的导通比为D，当Q开通时，二极管VD反偏截止，电源通过电感L向电容C充电并向负载供电，线性增加，负载电阻R上流过电流，输出电压；当Q关断时，由于电感电流不可突变，经二极管VD续流， 逐渐减小。当buck变换器处于CCM（电感电流连续）模式时，开关管的导通时间为，电感电流的变化量为，开关管的关断时间为，电感电流的变换量为。稳态时，一个周期内电感电流的变化量应为零，即 （2-1）因此得到输入输出电压与导通比之间的关系如下式。 （2-2）式（2-2）中，即输出电压低于输入电压，故称之为降压斩波电路。2.1.2 boost变换器原理如图2-2所示为boost变换器电路结构，假设电路中电感L和电容C值很大，使得电感电流和电容电压基本恒定。其工作原理如下：当Q导通时，电源向L充电，充电电压基本恒定为，同时电容C向负载供电，因为C值很大，基本保持输出电压为恒定，设Q导通时间为，此阶段电感L上积蓄的能量为；当Q处于断态时，电源和电感L同时向电容充电并给负载R提供能量，设Q关断时间为，在此期间电感L释放的能量为。图2-2 boost变换器电路原理图电路工作在稳态时，一个周期T内电感L上储存的能量与释放的能量相等，即 （2-3）化简得 （2-4）式（2-4）中，即输出电压高于输入电压，因此称为升压斩波电路。2.1.3 buck-boost变换器原理如图2-3所示为buck-boost变换器电路结构，其工作原理如下：当Q导通时，二极管VD截止，电路如图2-4（a）所示，电源经Q向电感L充电使其储存能量，电流为，同时电容C维持输出电压基本恒定并给负载R供电，设Q导通时间为，此阶段电感L上积蓄的能量为；当Q关断时，如图2-4（b）所示，有减小趋势，电感线圈产生自感电势，上负下正，二极管导通，L中储存的能量向负载释放，同时电容C充电储能，设Q关断时间为，在此期间电感L释放的能量为。图2-3 buck-boost变换器原理图 (a) Q导通 （b) Q关断图2-4 buck- boost变换器工作状态稳态时，一个周期T内电感L两端电压对时间积分为零，即 （2-5）当Q处于通态时，；当Q处于断态时，于是 （2-6）所以稳态输出电压为 （2-7）改变占空比D，输出电压既可以比电源电压高也可以比电源电压低，当，电路为降压；当，电路为升压状态。2.1.4 几种电路拓扑的比较 buck电路和boost电路调节性能良好，结构简单，易于实现，但是前者只能实现单纯的降压调节，后者只能实现单独的升压调节，均不适用于输入电压宽范围变化的场合，不能满足燃料电池输出电压大范围变动的要求。buck-boost电路既可实现升压又可进行降压调节，但输入输出反向、调节范围有限，控制复杂，功率级别低。根据三种基本拓扑结构又可衍生出更多的新型结构，如buck-boost级联电路根据输入电压的大小调节开关管的各种状态，从而独立运行于单一buck或boost模式，可实现输出电压的连续调节，电路在同一时间只有一个开关管工作于开关状态，另一个保持导通或关断，减小了开关损耗，提高了变换器的效率，并可工作于大功率场合 6,7。2.2 主电路工作原理经比较，最终选择buck与boost级联的拓扑结构，如图2-5示。改变开关器件的通断状态可以使变换器工作在buck状态或者boost状态。其中Q2和Q3均关断，D2、D3为能量流通提高通道。图2-5 H桥式buck-boost级联变换器原理图当变换器工作于buck状态时，如图2-6（a），Q4一直关断，Q1作为斩波器件正常开通和关断。当Q1开通时，D2截止，D3导通，电源向电感L充电储存能量，同时电容C维持输出电压基本恒定并向负载供电；当Q1关断时，电感电流经D2续流。通过控制Q1的占空比来改变输出电压的大小。当变换器工作于boost状态时，如图2-6（b），一个周期内Q1保持导通，D2反偏截止，Q4作为斩波器件正常开通关断。当Q4开通时，回路Vi-Q1-L-Q4流过电流，电容C维持输出电压恒定并向负载供电；当Q4关断时，电源Vi经Q1-L-D3向电容充电并给负载供电。整个系统相当于两个独立的boost和buck电路在开关器件控制下分别工作。（a）电路工作于buck模式 （b）电路工作于boost模式图2-6 boost-buck变换器工作原理分析2.3 buck-boost变换器建模分析本文采用开关网络平均模型法对变换器进行建模，即把变换器中所有开关元件作为一个整体，将其视为一个二端口网络，然后以这个二端口网络为研究对象，通过分析端口变量间的关系建立由受控源构成的等效电路8。首先分别对buck型和boost型开关网络采用此方法建模，然后按照buck-boost级联变换器电路结构将两个开关网络代入从而得到buck-boost级联变换器的直流等效电路和交流小信号等效电路。2.3.1 buck变换器开关网络建模(a) 理想buck变换器电路图 (b) buck型开关网络图2-7 理想buck变换器中的buck型开关网络如图2-7(a)所示，功率开关管Q1与二极管D1组成了一个开关网络，形成一个二端口，将二端口从buck变换器中分离出来，如图2-7(b)所示，称为buck型开关网络。在CCM模式下，buck型开关网络的端口变量之间满足以下关系：Q1导通、D1截止时， （2-11）Q1截止而D1导通时， （2-12）选择与作为二端口网络的独立变量，作为非独立变量。当变换器满足低频假设和小纹波假设时，式（2-11）、（2-12）所示的非独立变量的平均值可以用独立变量的平均值来表示为 （2-13）由上式可以建立由受控源构成的二端口等效电路如图2-8所示。图2-8 buck型开关网络平均变量等效电路下面利用buck型开关网络平均变量等效电路建立其直流等效电路和交流小信号等效电路。对于端口电压、电流的平均量和占空比加扰动后线性化， （2-14） （2-15） （2-16） （2-17） （2-18）将式(2-14)-(2-18)代入式(2-13)，得 （2-19） （2-20）将直流项与交流项分离并忽略二次微小量，得 （2-21） （2-22） （2-23）（1） 建立buck型开关网络的直流等效电路由式（2-21）得到开关网络直流等效电路，如图2-9(a)所示，图中一对受控源的作用相当于一个理想变压器，故图2-9(a)进一步等效为图2-9(b)，再讲其代入图2-7(a)的理想buck变换器，电路稳态时电感相当于短路、电容开路，于是得到buck变换器的直流等效电路如图2-9(c)所示。图2-9 buck型开关网络及理想buck变换器直流等效电路(a)受控源形式；(b)理想变压器形式；(c)理想buck变换器直流等效电路（2） 建立buck型开关网络的交流小信号等效电路由式（2-22）、（2-23）得buck形变换器小信号等效电路如图2-10(a)所示，其中受控电流源与独立电流源来自于图2-9(a)中的受控电流源，受控电压源与独立电压源来自于图2-9(a)中的受控电压源。图2-10(a)中的一对受控源恰好等效一个理想变压器，于是得到图2-10(b)所示的buck型开关网络的小信号等效电路。图2-10 buck型开关网络交流小信号等效电路(a)受控源形式；(b)理想变压器形式2.3.2 boost变换器开关网络建模如图2-11所示，Q2和D2组成boost型变换器开关网络，与buck型开关网络建模类似，在CCM模式下，boost型开关网络的端口变量间满足以下关系：Q2导通、D2截止时， （2-24）Q2截止、D2导通时， （2-25）图2-11 理想boost变换器中的boost型开关网络(a) 理想boost变换器电路图；(b) boost型开关网络选择与作为二端口网络的独立变量，作为非独立变量。当变换器满足低频假设和小纹波假设时，非独立变量平均值可以用独立变量的平均值来表示为 （2-26）其中，。由上式可以建立由受控源构成的二端口等效电路如图2-12所示。与buck变换器同理分析，外加扰动、分离变量、忽略高次项，得到boost型开关网络的直流等效电路和交流小信号等效电路，如图2-13和图2-14所示。图2-12 boost型开关网络平均变量等效电路图2-13 boost型开关网络及理想boost变换器直流等效电路(a) 受控源形式；(b)理想变压器形式；(c)理想boost变换器直流等效电路图2-14 boost型开关网络交流小信号等效电路 (a)受控源形式；(b)理想变压器形式2.3.2 buck-boost变换器建模如图2-15所示，为buck-boost级联变换器结构图，其中含有buck和boost两个开关网络，设Q1占空比为D1，Q2占空比为D2。图2-15 buck-boost变换器中的开关网络稳态时，电感电压和电容电流为零，故于是得稳态时buck-boost变换器输入输出电压间的关系为，。因此，buck-boost变换器直流等效电路可由图2-16表示。图2-16 (a)开关网络理想变压器形式；(b) buck-boost变换器直流等效电路将前面所求得的buck型开关网络和boost型开关网络的交流小信号模型代入图2-16中便可得buck-boost变换器的交流小信号等效电路，其中，将时域转换成s域，并考虑电容零点电阻得电路结构如图2-17所示。图2-17 buck-boost变换器交流小信号等效电路此电路工作于两种状态：，即电路工作于boost状态；或者，即电路工作于buck状态9。符合前述对buck-boost电路工作原理的分析，故此处小信号模型建立正确。当时，左边的变压器为直通，电路与纯boost变换器电路相同，其中I和V为稳态值，则列出基尔霍夫电压方程如式（2-27）。 （2-27）整理上式，并加入电容ESR，可得到如下传递函数： （2-28）当，右边的变压器为直通，电路与纯buck状态相同，列出基尔霍夫电压方程如式（2-29）。 （2-29）由于，对上式进行化简得， （2-30）2.4 主电路参数设计设计要求：输入3080V，输出48V，功率6kW，电压纹波1%，电流纹波10%，开关频率为。 （2-31） （2-32） （2-33） （2-34）2.4.1输出滤波电感的设计滤波电感的选择应保证直到输出最小规定电流（取额定负载电流的10%）时，电感电流也保持连续，电路仍处在CCM（连续工作模式）下。当电路工作于buck状态时，临界负载电流为 （2-35）当D=0时它有最大值，令临界负载电流等于最小负载电流，即可求得电感值 （2-36）当电路工作于boost状态时，临界负载电流为 （2-37）当，令临界负载电流等于最小负载电流，则输出滤波电感可按下式计算10： （2-38）在开关电源中，电感电容的值越大，滤波效果越好，但这会带来成本增加、体积变大等后果，因此设计时应在保证滤波效果的前提下尽量减小电感电容的值，为保证滤波效果电感值取两者中的最大值，为192uH。2.4.2输出滤波电容的设计滤波电容的选择必须满足输出电压纹波的要求。现实中的电容并非理想电容，它可以等效为ESR（等效串联电阻Ro）与ESL（等效串联电感Lo）与其串联。在约300kHz或500kHz以下频率ESL可以被忽略，输出纹波仅由Ro和Co决定。由Ro决定的纹波分量与(I2-I1)成正比，而由Co决定的纹波分量与流过Co电流的积分成正比，两者相位不同。但考虑到最恶劣的情况，假设它们同相叠加。而通常是选择合适的Ro来满足输出纹波电压峰峰值，并由计算电容值4，所以 （2-39） （2-40）将所求的滤波参数代入到2.3节所求的buck-boost变换器的传递函数得， （2-41） （2-42）2.5 主电路仿真因为级联电路在正常工作时仍为分别处于单一的buck或者boost状态，此处分别以两种电路在MATLAB中仿真以对滤波参数的选取进行验证。当输入电压为80V（buck最严峻情况)，在MATLAB中搭建主电路模型如图2-19所示，并将所求滤波电容和滤波电感值代入，得到仿真波形如图2-20所示6，电压稳态误差为(48-47.6)/48=0.83%，电流稳态误差为(125-124)/125=0.8%，电压纹波为(47.95-47.31)/47.6=1.34%，电流纹波为(124.87-123.20)/124=1.35%，调节时间为2ms。图2-18 buck电路仿真模型图2-19 buck电路仿真波形（L=192uH，C=325uF）为寻求最佳参数点，将滤波参数在所求值附近进行调整，在saber中对单个元件的值进行“vary”操作，使其中一个参数按照指定的方式进行变化，分别得到电感值和电容值单独变化时对应的输出波形图如图2-20和图2-21所示。经过大量仿真将各种情况下的结果列入表2-1。当滤波电容取325uF，电感值从140uH以20uH为单位递增变化到280uH时，得到输出波形如图2-20所示，电感值越大，响应速度越慢，但输出纹波越小。当滤波电感取192uH，电容值从300uF以500uF为单位递增变化到2800uF时，输出波形如图2-21所示，电容值越大，响应速度越慢，且易出现超调和振荡，但输出纹波越小。图2-20 电容值不变，电感依次变化时的输出波形比较图2-21 电感固定、电容值变化时输出波形图表2-1 不同滤波参数对应的输出情况序号电感L（uH）电容C（uF）电压（V）电流值（A）电压纹波%电流纹波%时间（ms）达标与否119232547.61241.341.352否220032547.61240.990.962.2是324032547.61240.820.812.5是414850047.61241.111.132.4否514880047.61240.800.804是621024047.61241.071.062.2否710032547.61242.022.031.6否814824047.61241.531.551.5否921032547.61240.950.932是综合仿真图形和表2-1所做比较，最终经过仿真并优化设计结果，最后选择滤波参数为L=210uH、C=325uF，其中输入电压设为30V，占空比为0.375，另外在boost电路中对参数进行仿真得到输出结果如图2-22和图2-23所示。图2-22 boost电路仿真模型图2-23 boost电路仿真输出波形图（L=210uH，C=325uF）由图可知，电压稳态误差为(48-47.35)/48=1.35%，电流稳态误差为(125-123.3)/125=1.36%，电压纹波为(47.45-47.25)/47.35=0.42%，电流纹波为(123.57-123.02)/123.3=0.45%，调节时间为20ms验证了滤波参数的合理性。2.6本章小结本章对buck-boost变换器进行了较为深入的研究与分析，主要包括主电路的拓扑结构选择及其工作原理分析，对连续工作模式下buck-boost变换器进行小信号建模，进而得到控制到输出的传递函数，为后面控制器的设计提供了依据。根据纹波电压、纹波电流的要求计算输出滤波电容跟电感值，最后分别在输入为80V和30V时对主电路进行仿真，调整滤波参数并比较实验结果，据此选取最合适的一组作为最终参数，为控制电路的设计提供了保证。3平均电流模式研究3.1 电流型控制器概述3.1.1 电流型控制器的结构对于buck-boost型开关变换器，小信号交流等效电路为一个二阶电路，有电感电流和电容电压两个状态变量，根据最优控制理论，实现全状态反馈的系统是最优系统，可以使动态响应误差平方的积分指标最小。因此，在开关变换器中取电容电压和电感电流作为反馈信号实现双环控制。电流控制模式的优点有：（1）因为直接检测输出电流使它有更强的负载电流调整能力；（2）解决了多个电流模式变换器并联工作时均流问题；（3）控制环中具有电压前馈的特点，使得输入电压的波动会立即引起开关管导通时间的调整，调节迅速。双环开关调节系统的原理框图如图3-1所示。图中VA为电压环控制器，将输出电压V与参考电压相比较产生误差信号，作为电流控制环的参考信号。I/V为信号调理器，将主电路的电感电流经采样电阻变换为电压信号。CA为电流环控制器，将与相比较产生一个控制信号并作用于开关控制器，将模拟量调制为PWM信号，为占空比。其中，电流控制环可等效为新功率级，等效功率级与电压环控制器组成了电压控制环，电流控制环为内环，实现电流自动调节，电压控制环为外环，实现输出电压跟踪控制4。图3-1 双环调节系统框图3.1.2 平均电流控制模式分析电流控制器按照检测信号的不同分为平均电流模式和峰值电流模式4。前者选取电感电流作为反馈信号，后者选取开关器件电流峰值作为反馈信号。如图3-2所示，平均电流模式引入电感电流构成内环控制，能快速反应输入电压的波动，从而使系统在输入电压波动时能迅速自动调节恢复稳态。在峰值电流控制模式中，使开关管的电流峰值跟随给定量变化，占空比受电感电流、输入电压以及输出电压等诸多量的影响。因此，与平均电流控制模式相比峰值电流模式更复杂，本文选用平均电流模式来设计补偿网络。为了实现buck和boost两种工作状态的自动切换，本设计使用具有幅值偏置的两路三角波来产生两个开关管的PWM信号。如图3-2所示，两路三角波频率和峰峰值均相同，其中Triangle1比Triangle2幅值上增加了一个峰峰值的正向偏置。电流环CA的输出与三角波T1和T2交截，当时，三角波T1的幅值始终比大，PWM比较器始终输出低电平，开关管S2保持关断，与三角波T2比较产生PWM信号控制S1的通断，电路工作于buck状态；当时，三角波T2的幅值始终比小，PWM比较器始终输出高电平，开关管S1一直保持导通状态，与三角波T1比较产生PWM信号控制S2的通断，电路工作于boost状态，这样就实现了电路工作状态的自动切换。图3-2 buck-boost变换器中平均电流控制结构图图3-3 PWM比较器原理3.2 电流控制器的设计3.2.1 电流内环设计当系统输入电压为48V时，电路工作于 buck与 boost切换的临界状态。在临界状态下，以 buck 变换器为电路模型，进行电流内环控制器的设计，之后再验证设计的补偿网络在其他输入电压状态下也同样适用。buck 变换器的电流补偿网络的输出到电流采样电阻两端电压的传递函数为 （3-1）可知电流环的控制对象是一个积分环节，其特性与单极点控制对象类似11。为了便于设计，假设电流控制器的幅频特性从穿越频率到开关频率保持为一个常数，即，则buck变换器开环传递函数表达式为 （3-2）令，可得穿越频率如下。 （3-3）对于积分型控制对象，在大信号设计时的主要要求为：（1） 在穿越频率处有足够的相位裕量12；（2） 电流补偿网络在fcfs范围内，幅频特性在中频段有一个平坦的特性；从以上两方面考虑，单极点单零点补偿网络是合理的。因此，本文采用单零点-单极点补偿网络来设计电路的电流控制环，它的传递函数如式（3-4），结构图和幅相特性如图3-4所示。 （3-4）图3-4 单极点-单零点补偿网络结构与频率特性图由图可见，在fzfp频段内幅频特性是平坦的，相频特性提供一个超前相移，如果令穿越频率和开关频率均位于这个频段内，则这个补偿网络能够满足电流控制环的设计要求。电流补偿网络的工程设计如下11：（1）确定补偿网络在开关频率处的最大放大倍数，取，三角波峰峰值Vm=2.4V； （3-5）（2）确定穿越频率； （3-6）（3）为了保证足够的相位裕度，将零点频率设置在穿越频率一半的地方； （3-7）（4）为了抑制高频噪声，将极点频率设置在开关频率处，又，。由以上各式得 （3-8）假设，则，从而 （3-9）于是使用该补偿器补偿后变换器的开环传递函数为 （3-10）图3-5 buck变换器电流控制开环传递函数的频率特性用MATLAB做出T(s)幅频特性曲线，如图3-5所示，穿越频率为3.45kHz左右，相位裕量为。3.2.2 功率级等效模型电流控制环和负载一起构成等效功率级2，如图3-6所示，输入信号是电压控制器的输出，输出信号为变换器的输出电压，为电流控制环闭环传递函数，为电流控制环的负载等效阻抗。Z(s)由滤波电容和负载组成，如图3-7所示，为输出滤波电容的ESR，C为输出滤波电容值，R为负载。 （3-11）其中，。图3-6 等效功率级组成框图图3-7 等效负载图3-8 电流环闭环框图如图3-8所示为电流环闭环框图， 可以用双极点模型近似逼近。 （3-12）为电流控制环的极点角频率，则等效功率级的传递函数为 （3-13）由上式得到等效功率级的幅频特性如图3-9所示。在低频段，增益为37.7dB，存在稳态误差。穿越频率大于电流控制环的极点频率，具有很宽的频带，所以动态响应快。在高频段，幅频特性以-40dB/dec的斜率下降，对高频噪声有较好的抑制作用。图3-9 等效功率级的幅频特性3.2.3 电压外环设计设计电压控制环时，将电流环看作控制对象的一个环节，于是得到单电压环控制系统框图如图3-10所示，为电压控制器的传递函数，为等效功率级传递函数，为电压采样网络传递函数，电压环开环传递函数为 （3-14）图3-10 等效电压单环控制系统框图由式（3-13）可知，等效功率级有三个极点和一个零点，所以选择双极点双零点补偿网络为电压控制器，补偿网络传递函数为第一个极点用来抵消功率级的ESR零点，则，第一个零点位于负载极点附近，于是得到开环传递函数为（3-15）第二个零点用来抵消电流环的极点，；为了减小第二个极点的影响，将设置在开关频率附近以增加高频段衰减率，。系统相位裕量为（3-16）当时，令，则。通过多次选取截止频率并进行仿真最后取截止频率，计算得补偿网络增益为，代入式（3-15）得双环控制系统的开环传递函数为（3-17）在MATLAB中进行仿真，搭建模型如图3-11，仿真结果如图3-12所示。低频增益无限大，截止频率2kHz，相位裕量。在低频段，幅频特性以-20dB/dec斜率下降，系统稳态误差为零；在高频段，幅频特性曲线以-60dB/dec斜率下降，系统有较强的抗干扰能力；中频段幅频特性下降斜率为-20dB/dec，系统有足够的相位裕度。图3-11 开环传递函数仿真结构框图图3-12 开环传递函数仿真结果3.3 平均电流控制模式仿真如图3-13所示，为根据所求得的参数搭建的平均电流模式的buck-boost变换器在MATLAB中的仿真模型12 。其中为电流内环控制器模块、为电压外环控制器模块，展开如图3-14所示；PWM和PWM1分别为开关管Q1、Q2的驱动模块，二者结构相同，PWM模块的锯齿波最小值为0，最大值为2.4V，PWM1模块锯齿波最小值为2.4V，最大值为4.8V，展开于图3-15中。图3-13 buck-boost变换器仿真模型图3-14 电流控制器和电压控制器图3-15 PWM驱动模块当输入电压为80V时，得到仿真结果如下图所示。(a) 输出电流、电压波形(b) 输出电流、电压平均值图3-16 输入电压高于目标电压时仿真结果图由实验结果波形得出，输入电压为80V时，电压稳态值为47.97V，稳态误差为（48-47.97）/48=0.0625%，电流稳态值为124.9A，稳态误差为0.08%；电压纹波为（48.11-47.83）/48=0.583%，电流纹波为（125.30-124.58）/125=0.576%，均满足设计要求。当输入电压为30V时，得到仿真结果如下图所示。(a) 输出电流、电压（上为电流波形、下为电流波形）(b) 输出电流、电压平均值图3-18 输入电压低于目标电压时仿真结果图由实验波形得出，输入电压为30V时，电压稳态值为47.99V，稳态误差为(48-47.99）/48=0.021%，电流稳态值为125A，稳态误差为0；电压纹波为(48.21-47.73)/48=1%，电流纹波为(125.98-124.28)/125=1.36%，均可以满足设计要求。3.4 本章小结本章对系统的控制策略进行了简要的分析，由前面所设计的主电路结构，提出了平均电流控制模式，并设计了平均电流控制模式下的双环控制系统补偿网络,在MATLAB中进行闭环仿真，实验结果表明在输入电压高于或者低于目标电压的情况下均可得到良好的输出，验证了设计的正确性。4能量输出控制研究 燃料电池是一种清洁、高效的发电方式，但是它的输出特性软限制了它的发展。如果燃料电池直接与负载相连，当负载增大时，输出电流变大，同时因为燃料电池的输出功率由其输入的燃料（H2和O2）的量决定，不可突然增大，这将导致燃料电池输出电压被拉到很低，严重影响输出质量；当负载变小时，燃料将会因为来不及减少而造成严重的浪费，不符合资源节约型社会的呼吁要求。此外，当负载突然变化（如突增）时，燃料电池的输出电压被拉低，此时由于负载增大使负载电流进一步增大，燃料电池输出电压被拉到更低，这对燃料电池自身也是致命的灾难。为了充分发挥燃料电池发电的优势，研究一种可以对燃料电池输出能量和负载能量进行调节的能量调节器十分必要，同时引入蓄电池进行充放电并维持输出电压的平衡，能量调节器与蓄电池一起构成能量调节系统。4.1 能量模式的分析图4-1 调节器在蓄电池charge、discharge及电压模式下能量流动实际工作使用中，能量调节器需要有平均电流和能量输出两种工作模式。工作于能量输出模式时，调节器控制输出功率，输出电压随蓄电池波动，燃料电池通过调节器向负载提供能量，检测调节器输出电流与负载电流相比较，当负载较轻即所需电流小于调节器输出电流时，蓄电池工作在充电状态吸收燃料电池多发出的电能，能量经调节器流向蓄电池和负载，如图4-1，并通过控制使输出电流减小，同时向燃料电池控制器发出减少燃料的指令，直到输出电流与负载电流相同时停止向蓄电池供电；当负载较重时，调节器输出电流小于负载所需电流，此时由蓄电池向负载提供能量不足部分，能量由调节器和蓄电池流向负载，同时控制调节器使输出电流增大并向燃料电池控制器发出增加燃料的指令，直到输出电流与负载电流相等，蓄电池回到不充不放状态。当调节器后面不接蓄电池时工作于电压模式。此时调节器控制输出电压使其跟随给定值，能量由调节器流向负载，控制方法为前面所讲平均电流控制法，采用电压电流双闭环控制，电压外环的输出作为电流内环的输入，通过电流环对电感电流的调节来实现对输出电压的控制，达到稳定输出电压的目的，即实际上式一种电压模式。4.2 基于电流模式的变换器建模分析当调节器工作于能量输出模式时，蓄电池接在能量调节器与负载之间，输出电压由蓄电池钳位，变换器控制输出电流，很好的实现了对负载的跟踪控制，因此对调节器工作于能量输出模式进行建模对研究有着很重要的意义。要对调节器能量输出模式进行建模，首先要建立蓄电池等效建模17,18，经查阅相关资料知道，48V（200Ah）铅酸蓄电池可由图4-2所示简化模型代替。图4-2 蓄电池等效模型其中，且，设其复频域等效阻抗为Z(s)，则（4-1）因为调节器实际中工作于单一buck或boost状态，这里以工作于buck状态为例进行控制器的设计。引入第二章中对buck开关网络的小信号建模结论，得到buck变换器工作于电流模式时的等效小信号模型为如图4-3所示。图4-3 电流模式小信号模型在电路稳态时，输入电压为一定值，故，由电压平衡方程 （4-2）将Z(s)代入并化简得， （4-3）因此求得控制对输出电流的传递函数如下，（4-4）在MATLAB中绘制伯德图如图4-4所示，由图可知，幅值裕度为无穷大，相位裕度为9.75，穿越频率为10.3kHz，在转折频率=610Hz之后以-40dB/dec的斜率下降。因此，系统相位裕量低，没有明显的中频段特性，要想达到较好的控制效果，必须要加入补偿网络4，改善低频特性和稳定性，增加系统相位裕量，提高抗干扰能力。图4-4 原始开环传递函数伯德图4.3 电流型控制器的设计图4-5 电流模式变换器闭环系统框图系统闭环结构框图如图4-5所示，为所设计的PID控制器，PWM为脉冲控制信号产生环节，H(s)为检测环节，理想开环传递函数频率特性如图4-6所示，低频段直流增益无限大，斜率为-20dB/dec，中频段的宽度与系统动态稳定性密切相关4，以-20dB/dec斜率下降并穿越0dB线。图4-4中存在的主要问题是系统相位裕量较低、中频段窄，需要增加一个零点使开环传递函数有足够的超前相移，并在大于零点频率附近增加一个极点以防止增加的零点带来高频增益下降等问题，因此本设计选择常用如式（4-5）所示的不完全微分PID控制器。 （4-5）图4-6 理想开环传递函数频率特性设加入补偿网络后开环传递函数穿越频率是开关频率的十分之一，即设相位裕度，则PID补偿网络的零极点频率计算公式为倒置零点频率设为穿越频率的十分之一，即原始开环传递函数直流增益为补偿网络直流增益为 （4-6）于是加入PID补偿网络作为控制器后开环传递函数为 （4-7）绘制其伯德图如图4-7所示，在倒置零点频率之前，开环传递函数近似一个积分环节，系统稳态误差为零，穿越频率为1.51kHz，相位裕量为98，高频段（5.68kHz以后）以-40dB/dec下降，能够有效抑制高频干扰，综合各方面要求，所设计PID补偿网络达到设计要求，最后在MATLAB中建立总电路模型如图4-8所示。图4-7 带有PID补偿网络的开环传递函数伯德图图4-8 能量输出模式总电路模型图4-9 系统仿真结果图得到输出结果如图4-9所示，输出电压平均值为48V，纹波为(48.015-47.99)/48=0.052%，输出电流平均值为125A，纹波为(126.8-124.3)/125=2%，电压电流稳态误差均为零，响应时间为3.5ms，各方面均可满足设计要求。4.4 数字控制器实现4.4.1 数字控制器概述随着科学技术的进步，人们越来越多地用计算机实现控制系统，采用数字控制可以提高供电设计的灵活性和可靠性，降低控制电路的复杂性，数字控制器以微处理器为运算、控制和判断的核心，数字技术实现了控制、通讯和计算机技术的综合，它具有模拟控制器不可比拟的优点，主要表现在以下几个方面：性能价格比高、灵活性强、可靠性高、使用方便、有强大的实时通讯功能实现对系统进行实时监控19。本设计中使用了DSP2407作为核心控制器件，TMS320系列DSP的体系结构专为实时信号处理而设计，该系列DSP控制器将实时处理能力和控制器外设功能集于一身，为控制系统应用提供了一个理想的解决方案，它具有灵活的指令集、灵活的内部操作、高速的运算能力、改进的并行结构、有效的成本等特性13。其中，TMS320LF240x是定点的DSP芯片，其功能强大的结构设计提供了低成本、低功耗和高性能的处理能力。它有两个事件管理器EVA和EVB，每个事件管理器模块包括2个通用定时器（GP）、3个比较单元、3个捕获单元以及正交编码脉冲电路，共有12个PWM输出引脚为数字控制提供了足够的空间。本文采用TI公司的TMS320F2407型DSP芯片设计了一种新型的高频开关电源，对电源主电路实现了全数字控制，输出电压设置定点可调，提高了输出电压的精度和稳定度。控制算法通过软件编程实现使得系统升级方便，也便于用户根据各自的需要灵活地选择不同的控制功能。EVA产生控制电路所需的PWM波，在每个PWM周期末，对调节器的输出电压采集一次数据，采集完成后ADC向CPU发出一个中断请求。CPU进入服务子程序，按指定的算法对采样结果进行运算，运算的输出结果是CMPR的值，通过CMPR来改变PWM的占空比。4.4.2 数字PID控制器的实现数字控制器的连续化设计思路是忽略控制回路中所有的零阶保持器和采样器，在S域中按连续系统进行初步设计，得到连续控制器，然后通过前相差分、后向差分、双向差分等近似将连续控制器离散化，然后得到时域看作算法并由计算机实现。将式（4-6）所示PID补偿网络利用前向差分法进行离散化得 （4-7）采样周期按下式选择，即 （4-8）本设计中选择采样周期为25us，则由式（4-7）得 （4-9） （4-10）上式用时域表示为u(k)=1.089u(k-1)-0.089u(k-2)+0.264e(k)-0.492e(k-1)+0.228e(k-2) （4-11）于是便得到了数字控制器的计算机控制算法，据此可实现计算机软件编程控制。4.4.3基于DSP2407的控制策略概述传统的buck-boost变换器由输入值与目标值之间的关系来确定工作于buck或者boost模式，并由输入与输出之间的关系计算占空比大小，本设计采用直接由输出对调节器进行控制，将采样得到的数据代入式（4-11）的控制算法中计算占空比，控制策略如下：由采样电路对负载电流进行采样，判断输出与目标值之间的关系，若，则执行减脉宽调节，此时应先减小boost占空比,（为减少功率管开关损耗，最小减到2%），若仍达不到要求则继续减少buck占空比，此时变换器工作在buck状态，直到；若检测到，则执行增脉宽调节，此时应先增加buck占空比（最大到98%），若不达要求则继续增大boost占空比，此时变换器工作在boost状态。在整个调节过程中，相当于buck环节有100%的占空比再加上boost环节的100%占空比，则整个电路有200%可调占空比，调节幅度宽，可满足燃料电池能量调节器的要求。4.5本章小结根据实际应用要求，调节器常工作于能量输出模式，在第三章设计电压型控制器的基础上，本章在主电路中加入蓄电池，对能量输出模式进行了较为详细的建模分析，得到了控制到输出电流的传递函数，根据要求对其设计了PID补偿网络，改善了系统的动静态特性，并在MATLAB中对所设计控制系统进行仿真，并分析结果。最后将所设计PID控制器进行离散化，应用于数字控制器件DSP中，简单介绍了DSP数字控制系统的软件控制策略，与现实结合紧密，突出了研究的发展性与时代性。5能耗分析与机箱设计在调节器中，热应力设计是影响其可靠运行的最主要因素之一。如果元器件的发热得不到有效控制，它将在几分钟甚至更短的时间里失效。为使器件安全可靠工作，应严格控制使其工作在最大工作结温以内。功率器件产生的损耗大部分都通过热量散发到空气中，若器件中的热量不及时通过一条流通路径散发出去，将导致器件内部温度不断升高，随着温度的增加，器件的失效率呈指数形式增长。统计资料表明，电子元器件的温度每升高2，其可靠性将下降10%。因此，为了提高功率器件的可靠性和调节器的效率，进行合理的热设计、选择合理的散热方式是很有必要的。为了减小器件内部产生的损耗，可以采用高频软开关、同步整流、移相控制等技术，另外可以通过减少开关次数来减小开关损耗。另外为了将器件产生的热量更好的排放到周围空气中，可以通过合理的散热设计，利用传导、对流和辐射技术将热量迅速转移，本设计采用散热器加强制风冷的方式进行热传导散热20。5.1 调节器能耗分析调节器内部的损耗可以大致分为：开关损耗（开通损耗和关断损耗）、导通损耗、缓冲电路损耗和电阻损耗，这些损耗来源有：开关元件IGBT、功率二极管、磁性元件（变压器、电感等）、其他（电容、辅助电源等）。开关损耗是指在功率器件进入一个新的工作状态，驱动和开关波形处于过渡过程时产生的损耗；导通损耗则是指功率器件已开通，且驱动和开关波形已经稳定以后处于导通状态时的损耗，是由器件导通时的导通压降所致7。下面将对各种损耗分别加以讨论。功率开关元件IGBT是变换器内部损耗的主要源之一，它可以分为：开关损耗、驱动损耗、通态损耗和断态损耗（常忽略）。开关损耗是由于在开通和关断瞬间，电流和电压有重叠区，损耗大小与开关时的电压、电流和器件温度有关。开关器件损耗由来如图5-1所示，在导通时有导通压降，在开关时电压电流有重叠，这是IGBT产生损耗的根源。当工作频率较高时，开关损耗是主要的，应选取短拖尾电流的快速IGBT或者尽可能极少开关次数；当工作频率较低时，通态损耗是主要的，应选取低饱和压降的IGBT。本设计的主电路控制中，为减少开关次数降低损耗使开关管的占空比减到最低时不关断而是保持某个很小的值。另外，如能做到零电压开通和零电流关断则可以大大减小开关损耗。图5-1 一个周期内波形及开关损耗二极管在正向导通（即续流）时有正向导通电压，产生导通损耗，其大小与正向导通时的电压、电流大小有关；反向恢复是由于二极管承受反压时PN结内积累的电荷释放形成反向恢复电流，在反向恢复的过程中二极管有反向恢复损耗，大小与正向导通时的电流、电流变化率、反向电压和器件结温有关。实验中，为了减小电压电流纹波，在输出端加了LC滤波电路，得到了较好的输出特性，但同时也给电路带来了额外的负担20。变换器中的储能电感和输出滤波电感的损耗也占据了总损耗中的一小部分，电感损耗包括铜耗和铁耗，电容的损耗主要来自ESR（值很小，可忽略不计）。利用泰克的电源测试系统即TDS5000系列数字荧光示波器加上TDSPWR2功率分析软件就可以轻松的分析IGBT和电感损耗，包括IGBT的开通、关断、通态及总损耗。实验中，运行功率分析软件，选择功率分析选项，输入饱和C-E压降（由数据手册查得本设计所用FF450R12KT4型IGBT 为1.99V），电压探头（通道1）接降压IGBT管，电流探头（通道2）夹在输入总线上。给DC/DC converter上电，输入57V输出51V，工作频率为20kHz，满载（此时电流最大，则IGBT损耗最大）可得到测量结果如图5-2所示，总损耗值为512W。选择B-H分析项，改变电路接线测得两个电感磁芯损耗分别为82W和34W。图5-2 IGBT损耗测量功率损耗引起器件发热。如果不予以处理将对器件造成很大的伤害，所以要进行必要的散热处理，能耗分析为散热器的选择及机箱设计提供了指导。5.2机箱设计5.2.1散热方式选择机箱设计是调节器设计的一个重要部分，它包括散热器和风扇的大小选择及安装、风道的设计、元件的布局等，对调节器的稳定可靠运行有很大的影响，本节在对调节器损耗分析的基础上，对机箱设计进行了简要分析。散热有三种基本方式：热传导、热对流和热辐射，强迫风冷的散热量比自然冷却大10倍以上。散热设计的具体要求是：(1)通过散热设计减少热阻；(2)在满足性能指标的前提下，尽量减少设备内部产生的热量；(3)通过散热设计保证设备在较低的温度条件下工作，以保证性能稳定、提高可靠性。为了满足上述散热性要求应该做到：(1)减小内部的发热量；(2)选用耐热性和热稳定性好的元器件和材料，以提高其允许的工作温度；(3)用冷却的方法降低环境的温度加快散热速度。变换器的损耗主要集中在IGBT、二极管和电感上，查阅FF450R12KT4型IGBT数据手册知最大结温为，热阻为=0.062K/W，=0.03K/W，设环境温度为，由散热片热阻计算式 （5-1）由以上分析计算可知，散热器热阻应小于0.29K/W，选择插片式铝AA6061型散热器，在强制风冷条件下其热阻为0.2K/W，符合要求。在机箱设计中常用冷却的方法降低环境温度，加快散热速度。在室温下，对热阻的要求低于0.02K/W 时，可考虑用热管；在0.1-0.02K/W时，可用水冷；在1-0.05K/W时，可用强制风冷；在4-0.2K/W时，可用型材散热器；在5-4K/W时，可用叉指形散热器散热；对热阻的要求不大于30K/W时，可不考虑散热问题。为达到良好的散热效果，减少不必要的危害、提高设备可靠性采用了型材散热器和强制风冷散热并用的方法。5.2.2参数计算在选择和安装散热器时，应注意以下几点：（1）在保证散热要求的前提下，尽量选用体积小、重量轻的散热器；（2）散热器表面应粗糙（与器件接触面应有好的光洁度）、涂黑色，以加强辐射散热的效果；（3）安装时尽量增大器件和散热器的接触面积和压力，且用硅脂涂在接触面以减小接触电阻。当接触面接触不良时，可垫入铜箔以降低热阻；（4）当晶体管和机架要绝缘时，应采用散热器与机架绝缘的办法；（5）涂黑漆时所辐射出去的热量是光铝时的9倍，所以散热器表面要求涂黑。表5-1 温度与相关参数之间的关系温度t()动黏性系数(m/sec)热电导率(Kcal/mh)Pr00.1380.02070.72200.1560.02210.71400.1750.02340.71600.1960.02470.71800.2170.02600.701000.2300.02720.701200.2620.02850.70散热器的表面积计算公式如下， （5-2）式中，为散热器与周围环境的温度差（取为60-15=45），动黏性系数为0.196，热电导率为0.0247，Pr=0.71；W为散热器基面宽度，受机箱尺寸限制，此处选择0.24m；a为热传导系数，由空气的物理性质及空气流速决定，；为空气热电导率；L为散热器高度，0.1m；nu为空气流速系数； （5-3）为动黏性系数，为散热器表面空气流速（经测量取1.35m/s），查表5-1，经计算得nu=0.256，a=0.256*0.0247/0.1=0.0632，S=0.0726m，散热器长度为0.302m。在自然对流条件下，散热器组的结构参数(翅片的间距、高度、厚度)是散热器散热的主要影响因素：（1）间距：通过提高传热系数，增大传热面积来强化流体与散热片表面间的对流传热效果。当基面宽度W给定时，假定传热温差T，传热系数不变，这样散热量Q的提高就取决于换热面积A的大小。增加散热片数量就可以增加换热面积，有利于散热。但散热片数目的增多，减小了散热片间的距离，传热系数也随之降低。（2）高度：提高散热片的高度L可以增加换热面积S，从而达到强化传热的目的。但增加高度会使散热片顶部的局部传热系数降低，导致平均传热系数的降低。此外，高度也影响着从散热片基面到端部的温度降。高度越大，温度降也越大，导致散热片表面与周围大气的平均温度差就随之降低，不利于散热。（3）厚度：散热片越薄，则单位长度上可装载的散热片的数量就越多，从而使散热面积增大，加强散热效果；随着散热片厚度的增大，散热片表面与周围大气的平均换热温度差就随之降低，这对于散热是不利的。在实际的应用中，厚度的大小受工艺水平所限。一般地，铸造散热片的厚度不小于2 mm，机加工不小于1 mm。最后，考虑一定裕量选择的散热器规格为铝合金型材散热器，尺寸为35024090mm，共有30个翅片，表面涂黑漆，发热元件与散热器之间涂有硅脂以增强散热效果。其次，还要考虑风道和风量的影响。由于机箱内部风扇的转动，把机箱内的热空气强制抽出，使机箱内产生负压，吸引机箱外的冷空气由机箱的开孔进入机箱从而形成风道。风扇的设计原则为：（1）机箱风扇风量尽量大；（2）机箱风扇不宜过多；（3）减少不必要的机箱开孔；（4）机箱内的元件布局要整齐，尽量不要阻挡风道。5.2.3散热分析仿真为获得更好的散热效果，本设计中使用了具有优异的绝缘性和导热性的导热硅脂，可以很好的填充热源和金属散热片之间的间隙，减少空气层，使热源与散热片直接对流散热，“热源+硅脂+散热片”构成散热设计的三明治结构，热量通过热传导传递给散热器，散热器上的热量再通过对流换热方式由空气带出机箱。根据所设计的散热器尺寸，结合主电路拓扑、装机、视觉各方面要求设计机箱模型，并设定热源IGBT损耗为512W，风扇直径为15cm，风量大小为150cfm，在Ansys软件中使用Icepack工具进行温度分布仿真并优化设计结果，改变散热器翅片厚度及其间隔，最后得出散热器基座底板厚度为20mm，翅片厚2mm，两翅片间距为8mm时散热效果最佳。同时对电容、电感以及PCB控制板各元件参数进行设置，并仿真，得到整个机箱