梁适安 前四章.doc

目录1、 转换式电源供给器1.0概论1.1非线上转换式电源供给器1.2电源供给器专有名词2、 电源输入部份2.0双倍电压的技巧 2.1零件选择与设计方法 2.1.1输入整流器2.1.2输入滤波电容器 2.2输入保护组件 2.2.1突波电流 2.2.2输入暂态电压保护3、 电源转换器的种类3.0各类转换器定义与原理 3.1隔离返驰式转换器 3.1.1返驰式转换器交换电晶体 3.1.2返驰式转换器变压器扼流圈 3.1.3基本返驰式转换器的变压型式 3.2隔离顺向式转换器 3.2.1顺向式转换器交换电晶体 3.2.2顺向式转换器变压器 3.2.3基本顺向式转换器的变化型式 3.3推挽式转换器 3.3.1推挽式转换器变压器 3.3.2推挽式转换器电晶体 3.3.3推挽式电路的限制 3.4推挽式转换器的变化型式3.4.1半桥式转换器3.4.2串联式耦合电容器3.4.3转换二极体 3.5全桥式电路 3.6新型式无涟波输出的转换器4、 转换器功率电晶体的设计4.0概论 4.1电晶体的选择 4.2双极式功率电晶体的开关作用 4.3双极式电晶体交换时间的定义（电阻性负载） 4.4电感性负载交换时间的关系 4.5电晶体反饱和电路 4.6双极式电晶体基极驱动电路的方法 4.6.1恒定驱动电流电路 4.6.2比例式基极驱动电路 4.6.3反饱和电路用于基极驱动 4.7双极式电晶体二次崩溃的考虑4.7.1顺向偏压的二次崩溃4.7.2逆向偏压的二次崩溃4.8交换式电晶体保护电路：RC箝制电路4.9功率型MOSFET用作开关4.9.1概论4.9.2基本MOSFET的定义4.9.3MOSFET门极驱动的考虑4.9.4MOSFET静态操作点的特性4.9.5MOSFET的安全操作区（SOA）4.9.6驱动功率型MOSFET的设计考虑4.9.7用于驱动MOSFET的电路4.9.8功率型MOSFET开关保护电路5、 高频率的功率变压器5.0概论5.1电磁的原理5.2磁滞回路5.3基本变压器原理5.4铁心材料与几何形状的选择5.5脉波宽度调变的半桥式转换器的功率变压器设计5.6实际上的考虑5.7返驰式转换器的变压器扼流圈设计5.7.1设计过程5.8一般高频变压器的考虑6、 电源输出部份：整流器、电感器与电容器6.0概论6.1输出整流与滤波电路6.2转换式电源供给器设计上功率整流器的特性 6.2.1快速与超快速回复二极管 6.2.2肖特基障壁整流器 6.2.3暂态过电压抑制电路 6.2.4计算返驰式、顺向式与推挽式转换器整流二极体峰值电流的容许值6.3输出电感器的设计 6.3.1一般性的考虑 6.3.2设计方程式的推导6.4输出滤波电容器的设计7、 转换式稳压器的控制电路7.0概论 7.1转换式稳压器系统的隔离方法 7.2脉波宽度调变（PWM）系统 7.2.1单端的、不连续的组件、PWM控制电路 7.2.2积体电路PWM控制器 7.3应用于商业上的单石PWM控制电路 7.3.1TL494PWM控制电路 7.3.2UC1840可规划，非线上的PWM控制器 7.4其它型式的PWM控制器8、 转换式电源转换器周边附加电路与组件8.0概论8.1光耦合器8.2自给偏压的方法8.3作为输入与输出隔离之用的光耦合器电路设计8.4柔和起动电路设计8.5电流限制电路8.5.1应用于初级参考直接驱动的电流限制电路8.5.2应用于基极驱动器的电流限制电路8.5.3一般的电流限制电路8.6过电压保护电路8.6.1以积纳二极体做侦测的保护电路8.6.2以积体电路做过电压保护电路8.7交流线路损失侦测电路9、 转换式电源供给器稳定度分析与设计9.0概论9.1拉普拉斯转换9.2转移函数9.3波德图9.4回授原理与稳定度的准据9.5稳定度的分析9.5.1控制输出转移函数9.5.2误差放大器的补偿9.6环路稳定度的测量10、电磁与射频干扰(EMI-RFI)的考虑10.0概论10.1FCC与VDE传导的杂讯规格10.2在转换式电源供给器中RFI的来源10.3RFI抑制用的交流输入线路滤波器11、电源供给器电气安全标准11.0概论11.1电源供给器结构的安全需求11.1.1空间需求 11.1.2电介质测试承受度 11.1.3漏电流测量 11.1.4绝缘电阻 11.1.5PC板需求11.2变压器结构的安全需求 11.2.1变压器的绝缘 11.2.2变压器电介质强度 11.2.3变压器绝缘电阻 11.2.4变压器沿面与间隙距离 11.2.5变压器的水阻 11.2.6VDE规格的变压器温度额定值 11.2.6UL与CSA规格的变压器温度额定值1、 转换式电源供给器THE SWITCHING POWER SUPPLY:AN OVERVIEW1.0概论(INTRODUCTION)由于LSI与VLSI芯片技术的快速成长，尤其是在微处理机与半导体记忆器的发展上，使得电子产品在系统设计上，朝向高密度化、重量轻、效率高及低价格的方向。以往电源系统是以线性串联稳压器方式来做设计，对现在系统设计上来说，它不仅重量重，体积大，无效率，且是一种落伍的设计。而目前的趋势是朝向体积小，重量轻，高效率的电源系统来设计发展，也就是一般所谓的非线上转换式电源供给器(off-the-line switching power supply)。最近几年来，由于功率半导体，控制电路与被动组件的快速研究发展，使得转换式电源供给器目前己被大量生产，不仅在可靠度上大大提高，而且价格上也渐渐下降。因此，我们有必要要转换式电源供给器的设计上予以深切明了，提升电子技术的新领域与新的境界。1.1非线上转换式电源供给器(THE OFF-THE-LINE SWITCHING POWER SUPPLY) 非线上转换电源供给器设计的方法有好几种型式，如半桥式(half-bridge)、返驰式(flyback)，或是顺向式(forward)，而以那种方式来做设计，主要取决于它的价格、性能及设计者的选择。不管设计者以那种方法来做设计、转换式电源供给器的基本结构是相同的，如图1-1所示。首先将进来的AC交流线电压，直接予以整流与滤波，得到DC直流高电压，再将其转换进入转换组件中，如电晶体、硅控整流器(SCR)等，切割成高频率(一般频率都在20kHz)，高电压的方波信号。此方波信号再进入步降(step-down)隔离变压器的初级，而由次级所感应的电压，经由整流滤波，就可获得低电压电流输出。不管是输入电压有无变化或是输出负载有无变动，我们都必须保持输出直流电压的稳定，因此需将此输出电压予以监视，并将信号回授至控制逻辑电路，如此才能达到稳压效果。此控制逻辑电路的作用就是将输出电压与参考电压做比较，并调整转换组件的导通周期，由于转换组件所切割出来的是高频方波信号，因此在陡峭的上升时间(rise time)与下降时间(fall time)部份，就会有一系列谐频(harmonic frequencies)产生，此谐频若传导回到是AC交流线上，就会对其它仪器设备有所干扰，因此一台好品质的转换式电源供给器，就必须在AC交流电源输入端装上射频干扰(radio frequency interference RFI)滤波器，减少这些频率的干扰到可接受的程度。本书会将转换式电源供给器每一结构部份，详细予以解析，其主要目的就是让读者在融会贯通之后，有能力去设计可靠度高、价格低、效率高的转换式电源供给器。1.2电源供给器专有名词(POWER SUPPLY TERMINOLOGY)我们将对转换式电源供给器常用的专有名词解释如下：橇杆电路(crowbar circuit)：应用于电源供给器输出端的保护电路，以防电压情况发生。效率(efficiency)：此值代表输出功率与输入功率比值百分比，用%来表示，在满载(full load)情况量测。电磁-射频干扰(EMI-RFI)：电磁干扰(electromagnetic interference)与射频干扰(radio frequency interference)乃由电源供给器的转换组件传导与幅射出不需要的高频能谱。有效串联电阻(ESR)：所谓有效串联电阻(equivalent series resistance ESR)乃指电容器中的电阻值，一般来说电容器中的ESR值愈低是愈好。持住时间(hold-up time)：一般指移去AC输入电压而输出电压仍维持稳定值的继续时间，此持住时间愈大愈好。突波电流限制器(inrush current limiting)：属于保护电路的一种，用来限制当电源启动时所产生的峰值线电流。避免滤波电容在满电荷情况下，损失多余之功率。隔离电压(isolation voltage)：电路中任何部份与底板的地之间可允许操作的最大电压。此最大的交流或直流电压亦需适用于电源供给器的输入端与输出端之间。线稳压率(line regulation)：当负载与周围温度保持不变情况下，AC交流输入在一定的百分比(一般在10%)变化下，而在输出端电压的变化率。负载稳压率(load regulation)：当线电压与周围温度保持不变情况下，输入电压不变而输出电压从不加负载到全载所产生的电压变化百分比。杂讯与涟波(noise and ripple)：重叠加在直流输出电压之上的交流电压与高频波尖(spikes)，一般都以均方根值(SMS)或峰对峰值来表示，单位是毫伏特(millivolts)为大小。非线上电源供给器(off-the-line power supply)：也就是一般所称的转换式电源供给器，输入交流信号直接做整流与滤波，不使用低频的隔离变压器。输出暂态响应(output transient response)：在指定的稳压限制范围内，将输出负载电流做步级改变，观察输出电压维持固定值所需之时间。过载或过电流保护(overload or overcurrent protection)：乃指负载之变动超过电流所需，此电路装置用于保护电源供给器免于受损。遥远侦测(remote sensing)：当其负载与转换式电源供给器成一距离时，我们就要考虑到此连接线的内阻抗是否会使正常的输出电压产生压降，而无法使系统正常工作，通常是用I2R公式来计算。柔和起动(soft start)：防止转换式电源供给器在开机瞬间产生巨大电流脉动，因此我们将其工作周期(duty cycle)由零值缓慢上升到其操作点。2、电源输入部份（THE INPUT SECTION）2.0双倍电压的技巧(THE VOLTAGE DOUBLER TECHNIQUE)在前章我们己经提到过转换式电源供给器，其输入的AC交流电压信号，直接予以整流即可，并不需要在输入端与整流器之间，使用到低频的隔离变压器。由于目前制造商对其电子产品都追求国际化，纷纷打入国际市场，因此从事电源供给器的设计者来说，就必须明了国际间目前使用的输入电压是多少，一般所使用的电压是90伏特至130伏特交流电压或是180伏特至260伏特的交流电压。在图2-1所示为双倍电压之电路，当开关S1置于关闭状态时，它可操作于115伏特交流电压下，因此当交流电压在正半周时，电容器C1被充电至峰值电压，此值为115Vac1.4= 160Vdc，而在此正半周期间是经由二极体D1与D2所整流，同理在负半周时，经由二极体D3与D4的整流，电容器C2被充电至160Vdc，而最后输出的总电压为电容器C1与C2的总和值，其大小为320 Vdc。当开关S1打开时，四个二极体D1- D4就形成全波桥式整流器，可操作于230伏特交流电压，最后输出的总电压也是相同为320 Vdc。2.1零件选择与设计方法(COMPONENT SELECTION AND DESIGN CRITERIA)2.1.1输入整流器(Input Rectifiers)当我们选择使用桥式整流器时，不管是整体包装的或是由分离组件来组成，设计者都需考虑到以下一些重要规格：1.最大顺向整流容许值：此值是依转换式电源供给器所设计的功率大小来决定，所选择的二极体至少要能承受所计算出来的二倍稳态电流值。2.峰值逆向电压(PIV)阻隔值：由于输入部分所使用的整流器都是在较高电压状态，因此在选择二极体时，需考虑其峰值逆向电压(PIV)的额定值，一般都在600伏特以上。3.另外需考虑具有较高的突波电流容许值，避免开关在打开瞬间，其峰值电流破坏二极体。2.1.2输入滤波电容器(Input Filter Capacitors)要如何正确地计算与选择输入滤波电容器是一项重要的课题，对以下一些性能参数值会有所影响：也就是电源供给器输出的低频交流涟波(ripple)与保持时间(holdover time)。一般来说高品质的电解电容器就具有好的滤涟波电流容许能力，以及低的ESR值，此时电解电容器至少工作于200 Vdc电压下。在图2-1中电阻R4与R5，与电容器互相并联，其作用是当开关电源关闭时，提供电容器放电之路径。要计算滤波电容器的公式如下： （2-1）C：电容器，单位F(微法拉)I：负载电流，单位A(安培)t：电容器所能提供电流时间，单位ms(毫秒)V：容许的峰对峰涟波值，单位V(伏特)。例题2-150W的转换式电源供给器，工作于115 Vac，60Hz情况下，试计算输入滤波电容器之值。解：首先我们需计算直流负载电流，假设此电源供给器在最差的情况下，也有百分之七十的效率，则在50W输出下，我们可求得其输入功率大小再利用图2-1的电压倍压方法，可求得在115 Vac交流输入电压下，直流输出电压为2(1151.4)320 Vdc，因此直流负载电流为现在假设我们设计所能容许的峰对峰涟波值为30V，而且电容器在每一半周情况下必须能维持电压单位，也就是每一半周对60Hz的交流线频率来说大约是8ms的时间，使用2-1公式可得我们可选用电容器一般标准规格值50F由于倍压电路之结构电容器C值为C1值与C2值串联之结果，因此当选用C值为50F时，C1与C2值应选用100F之电容器。2.2输入保护组件(INPUT PROTECTIVE DEVICES)2.2.1突波电流(Inrush Current)如果设计者在设计转换式电源供给器时，在输入部份没有加入电流限制装置的话，一般来说，电源供给器在打开瞬间都会有极大的峰值突波电流，而这些电流造成之因，乃由于滤波电容器之充电而引起，在开关导通时，交流线源上就会呈现非常低的阻抗值，其大小约等于ESR值。因此，线路中若没有保护组件的话，其突波电流甚至可高达数百安培，这是非常危险的。为了解决突波电流至安全值范围，以及开关在导通时交流线源上阻抗值问题，我们一般常用以下二种方法，第一种是用电阻-闸控开关(resistor-triac)的组合组件，第二种是使用负温度系数(negative temperature coefficient NTC)的热阻体(thermistor)，在图2-1中，我们可看到这些组件如何应用于线路里。电阻-闸控开关的方法：使用电阻-闸控开关的组合组件来达到突波电流限制之目的，需将电阻器串联于交流线源上，同时将triac与电阻器并联组合在一起，当输入滤波电容器己经充满电荷时，triac会被导通，当然triac要能达到导通状态，吻合预先设定之情况，必须要有触发电路(trigger circuit)，来让它触发导通方可。另外当triac导通时，所有的输入电流都会流经其上，因此在组件的选择上与散热方面的处理，需多加留意。热阻体的方法：使用负温度系数(NTC)的热阻体，可置于交流线源上或是置于桥式整流器的直流汇流排上，如图2-1所示。在图2-2中为NTC热阻体的电阻-温度特性曲线与温度系数的关系，当电源供给器开关打开时，经由交流线源上的阻抗值就是热阻体的电阻值了，如此就可达到限制突波电流的目的。当电容器开始充电时，电流开始流经热阻体，此时热阻体就会有发热现象产生，由于本身又具有负温度系数之特性，所以热阻体温度升高，其电阻值反而下降了。至于若能正确地选择热阻体，在稳态负载电流下，其电阻值将会最小，而且也不会影响到整个电源供给器的效率。2.2.2输入暂态电压保护(Input Transient Voltage Protection)虽然目前一般市电其交流电压的标准额定值一般都为115 Vac或是230Vac，然而其共通的都会被感应而有高压波尖的产生，这是由于附近的感应交换(inductive switching)所引起或是天然情况所产生如电暴(electrical storms)或雷电(lightning)之类。尤其是在严重的雷雨产生时，电压波尖高达5kV是常有之事。我们由感应交换的电压波尖可得知其储存的能量为 (2-2)在此L为电感器的漏电感，I为流经绕组的电流。除非能很成功有效地予以抑制，否则电压波尖虽然时间非常短暂，但是它却能够带足够的能量，来将输入整流器转换电晶体严重破坏。大多数应用于此种情况的抑制组件为金属氧化变阻体(metaloxide varisor MOV)暂态电压抑制器，如图2-1所示，它装置于交流线的输入端。此种组件其作用就如同是一个可变的阻抗，当暂态电压出现在变阻体两端时，变阻体的阻抗就会快速地下降到最低值，将输入电压定位到安全值范围，在此暂态期间能量是消耗在变阻体上，以下有几个步骤是指导如何正确地选择所需的变阻体组件：1.首先要选择MOV的交流电压额定值，其值必须比最大的稳态电路值大百分之十到百分之二十左右。2.计算或估测电路中可能遇到的最大暂态能量有多少焦耳。3.最后要确定此组件的最大峰值突波电流的额定值大小。以上这三点的额定值若确定无误后，我们就可以从制造厂商的资料手册中，查出所需的金属氧化变阻体了。3、电源转换器的种类（TYPES OF POWER CONVERTERS）3.0各类转换器定义与原理(DEFINITIONS AND DIMENSIONING)虽然有很多作者与研究人员创造研究出很多种类的转换器电路，但是追根究底还是可归纳出三种最基本的电路出来，第一种称为“返驰式(flyback)”或者称为“buck-boost”型式，第二种称为“顺向式(forward)”或者称为“buck”型式，第三种称为“推挽式(push-pull)”或是称为“buck-derived”型式，在图3-1中，就是返驰式转换器的基本电路模型，其操作原理说明如下。在图3-1 (a)中，当电路中的开关S关闭时，电流就会流经电感器L，并将能量储存于其中，由于电压极性的关系，二极体D是在逆向偏压状态，此时负载电阻RL上就没有电压输出，当开关S打开时，如图图3-1(b)所示，此时由于磁场的消失，电感器L呈逆向极性，二极体D为顺向偏压，环路中则有IC感应电流产生，因此负载RL上的输出电压其极性正好与输入电压相反，由于开关ON/OFF的作用，使得电感器的电流交替地在输入与输出间，连续不断的改变其方向，不过这二者电流都是属于脉动电流形式，所以在buck-boost转换器电路中，当开关是在导通周期时，能量是储存于电感器里，反之，当开关是在打开(OFF)周期时，能量会转移至负载上。在图3-2为顺向转换器基本电路型式，其操作原理说明如下，当开关S关闭时，电流就会顺向地流经电感器L，此时在负载上就会有带极性的输出电压产生，如图3-2(a)所示，由于输入电压极性的关系，二极体D此时是在逆向偏压状态。如图3-2(b)所示，当开关S打开时，电感器L会改变磁场，二极体D则为顺向偏压状态，因此在电容器C中就会有电流流过，因此在负载RL上输出电压的极性仍是相同的，一般我们称此二极体D为“自由转轮(free-wheeling)”或“飞轮(flywheel)”二极体。由于此种转换动作，使得输出电源是一种连续形式而非脉动电流形式，相对的由于开关S在ON/OFF之间改变，所以输入电流则为不连续形式，也就是所谓的脉动电流形式。最后在图3-3中则为推挽式转换器的基本电路型式，其实它是由二个顺向转换器的电路所组成，操作于互相推挽的动作状态，开关S1与S2互相在ON/OFF状态间互相交换，此种电路一般也称之为buck-derived。3.1隔离返驰式转换器(THE ISOLATED FLYBACK CONVERTER)在图3-1中的返驰式转换器，其输入与输出间，并没有安全的隔离装置，一般在转换式电源供给器里常用的隔离组件是变压器(transformer)。更正确的来说，虽然在电路图中出现是变压器形式，但是其动作状态却是扼流圈(choke)形式，因此我们亦可直呼为变压器-扼流圈(transformer-choke)。在图3-4所示的电路为隔离返驰式转换器(isolated flyback converter)与其稳态的电路波形。电路的操作原理如下说明，当电晶体Q1导通时，变压器的初级绕组渐渐地会有初级电流流过，并将能量储存于其中，由于变压器-扼流圈的输入与输出绕组，其极性是相反的，因此二极体被逆向偏压，此时没有能量转移至负载。当电晶体不导通时，由于磁场的消失导致绕组的极性反向，此时二极体D会被导通，输出电容器C会被充电，负载RL上有IL电流流过。由于此种隔离组件的动作就像是变压器与扼流圈，因此在返驰式转换器输出部分，就不需要额外的电感器了，但是在实际电路应用中，为了抑制高频的转换杂讯波尖，我们还是会在整流器与输出电容器之间加装小型的电感器。3.1.1返驰式转换器交换电晶体(The Flyback Converter Switching Transistor)在返驰式转换器中所使用的转换电晶体，必须考虑二个因素就是电晶体在OFF时的峰值集极电压大小与电晶体转换成ON时的峰值集极电流大小。此峰值集极电压乃电晶体在转换成OFF状态时，所需要承受的电压大小 (3-1)在此Vin为直流输入电压，max为最大工作周期。因此公式3-1，就是告诉我们选择使用转换电晶体时，为了避免其受损坏，必须考虑的集极电压值大小。因此相对地工作周期就必须保持在低值范围，也就是max0.5将会破坏伏特秒(volt-seconds)积分作用的平衡，使得变压器趋于饱和状态，也会产生极高的集极电流波尖，而破坏了转换电晶体。虽然变压器的第三绕组与二极体的定位动作，能够限制电晶体的集极峰值电压至二倍的输入直流电压，但是有一点需留意的是，在绕制变压器时，需将第三绕组与初级绕组紧密来绕制(使用双线绕法)，如此方可减少由漏电感产生的致命电压波尖。3.2.3基本顺向式转换器的变化型式(Variations of the Basic Forward Converter)如同在返驰式转换器的情况，由于输入电压过高，电晶体承受较大的耐压值，因此改用二个电晶体的变化型式，同理顺向式转换器亦可应用此种变化的型式，如图3-8电路所示，此二个电晶体开关会同时ON或OFF，但是电晶体上所承受的电压不会超过Vin以上。顺向式转换器亦可应用于多重输出的电路中，不过在每一输出部份都需要有额外的二极体与扼流圈。在此需注意的是飞轮二极体至少要与主要的整流二极体有一样的电流额定值，这是因为当电晶体OFF时，会有满电流输出，在图3-9的电路，就是多重输出顺向转换器(multiple-output forward converter)。3.3推挽式转换器(THE PUSH-PULL CONVERTER)推挽式转换器(push-pull converter)乃是由二个反相位工作的顺向式转换器组合而成，在每一半周时，推挽式转换器会将功率传导至负载上，所以此种转换器更正确地来说应该称呼为推推转换器(push-push converter)，但是延用流行至今，我们还是习惯称呼为推挽式转换器。在图3-10中，就是基本传统的推挽式电路结构与它的电路波形图。由于它有二个转换电晶体与输出二极体，由波形中观察得知，在每一组中的平均电流都被减少至百分之五十，此大过于等效的顺向转换器。在电晶体导通期间，二极体D1与D2同时导通，会将隔离变压器的次级短路，并将功率传导至输出，其动作状态就如飞轮二极体。此转换器的输出电压可导出如下 (3-20)在公式3-20中的max值必须低于0.5，为了避免转换电晶体同时导通，而破坏了电晶体。假设max0.4，则公式3-20可写成 (3-21)在此n为初级对次级的圈数比。3.3.1推挽式转换器变压器(The Push-Pull Converter Transformer)在前面我们所讨论的返驰式与顺向式转换器中，其变压器仅利用到B-H特性曲线一半部份，因此铁心就较为笨大而且有空气间隙，假定在推挽式转换器的二个电晶体，其导通时间相同，则变压器就会使用到B-H曲线的各半部，如此铁心的大小仅需返驰式或顺向式的一半即可，而且空气间隙也不需要了。变压器的体积大小可由下面公式求得 (3-22)在此I.magnVoutT/4L为磁化电流。在第3章中，将继续对以推挽式为基底的转换器有更深入的设计分析。3.3.2推挽式转换器电晶体(The Push-Pull Converter Transistors)由于推挽式转换器的每一半部份就是属于顺向式转换器，因此在OFF时，每一电晶体的集极电压被限制为 (3-23)每一电晶体的集极峰值电流为 (3-24)假设ImagIL/n，可得出 (3-25)我们可如3-2-1节所示，导出电晶体集极工作电流，以输出功率、效率与工作周期来表示之，如下： (3-26)假设转换器的效率0.8，工作周期max0.8，则电晶体集极工作电流为 (3-27)3.3.3推挽式电路的限制(Limitations of the Push-Pull Circuit)虽然推挽式转换器提供了一些优点，如非隔离的基极驱动与较简单的驱动电路，但是它也有一些缺点，使得非线上的转换器在使用上变得较为不实际。第一个就是有关电晶体电压额定值的限制，也就是电晶体需能承受转换器二倍的输入电压，再加上由变压器的漏电感所产生的漏波尖值(leakage spike)，如图3-11所示。因此，若使用在输入交流电压为230Vac情况下，则非线上推挽式转换器的转换电晶体，其集极的耐压额定值，就必须大于800V了，这对高功率转换器来说，的确是一个令人伤脑筋的问题，因为要具有高电流，高电压的电晶体并不普通而且价格上也非常贵。对推挽式电路来说，图3-11也显示出第二个较为严重的问题，也就是变压器的铁心饱和(saturation)的问题，在今日所使用的转换式电源供给器，大都使用陶铁磁铁心(ferrite core)材料来做变压器，乃因在20kHz以上高频率具有低功率的损失，然而不幸的是，陶铁磁铁心具有高磁化系数(high susceptibility)，会使得铁心容易产生饱和，这也是因为其低的磁通密度值(flux density)，一般约为3000高斯(gauss G)。因此，只要小的直流偏压值，就会使得铁心趋于饱和状态。如此显而易见，在此情况下推挽式电路将会有什么情况发生了。当其中一个电晶体开关ON时，其磁通会在B-H曲线的一个方向上移动着，当第一个电晶体OFF，第二个电晶体ON时，则磁通会在B-H曲线的另一个相反方向移动。为了使这二个区域的磁通密度能够相等，在所有工作情况与温度下，转换电晶体的饱和与转换特性必须是一样的。如果电晶体特性是不一样的，就会在B-H曲线的一个方向上发生“磁通摆动”，使得铁心趋于饱和区域。铁心的饱和会使得其中一个电晶体的集极有高的电流波尖产生，如图3-11所示。这些过大的电流波尖在电晶体中会造成很大的功率损失，使得电晶体会有发烫现象产生，电晶体特性会变得更不平衡，铁心更容易趋于饱和状态，且产生更高的饱和电流，此种恶劣情况将连续下去，直到电晶体达到热跑脱(thermal runaway)现象，最后导致电晶体的破坏。对于此种问题有二种可能解决方法，首先我们可以增加铁心的间隙，如此会造成漏电感值的增加，而且需加装会消耗功率的箝制器，因此所花费的代价就是降低了转换式电源供给器的效率。另外我们可使用对称的修正电路，经由驱动产生器来保持修正ON-OFF比值相等，来确使功率变压器达到平衡操作，使用此种方法就是需有额外电路，因此会增加转换器的成本与复杂性。为了减少推挽式电路的缺点，可使用半桥式(half-bridge)或全桥式(full-bridge)功率转换器，对转换式电源供给器设计者来说，使用半桥式转换器来做设计，是较为流行的，在3-4-1节中有更深入的分析与讨论。3.4推挽式转换器的变化型式(CIRCUIT VARIATIONS OF THE PUSH-PULL CONVERTER)3.4.1半桥式转换器(The Half-Bridge Converter)如前章节所提，使用半桥式电路有二个主要理由，第一点就是它能在输入交流电压115V或230Vac的工作情况下，不需使用到高压电晶体。第二点就是我们只需使用到简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特秒(volt-seconds)区间，而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路，图3-12所示为基本的变输入电压半桥式转换器。在半桥式转换器结构中，功率变压器有一端点连接到由串联电容器C1与C2所产生的浮点电压值端点，其浮点电压值为Vin/2，所以在标准的输入电压下，其值为160Vdc。变压器的另一端点则经由串联电容器C2连接到Q1的射极与Q2的集极接头处，当Q1电晶体ON时，此处变压器端点会产生正的160V电压脉波，当Q1电晶体OFF，Q2电晶体ON时，变压器的初级圈会极性反转，因此，会产生负的160V电压脉波，在这Q1与Q2电晶体ON-OFF动作中，其产生的峰对峰方波电压值为320V，经由变压器转换降低为次级电压，再经过整流，滤波而得到直流输出电压。由上面半桥式转换器原理得知，此转换器己达到第一个目标了，也就是转换电晶体所承受的电压值，不需再大于Vin以上，因此我们就可选择使用耐压额定值较低的转换电晶体，一般选择400V耐压的电晶体即可。不过当使用半桥式电路时，有一个小小的代价需付出，这是因为变压器电压被减少至Vin/2，因此，电晶体的工作电流将会加倍，如果假设转换器的效率为80%，工作周期max=0.8，则电晶体工作电流为 (3-28)第二个目标就是要达到自动平衡每一转换电晶体的伏特秒(volt-seconds)积分，在图3-12中，我们就可看到在变压器初级圈串联了一个电容器的作用了。假设在图3-12中的二个转换功率电晶体，其转换特性没有相互匹配的话，就如当电晶体Q2能快速OFF时，而电晶体Q1却是缓慢地达到OFF状态。在图3-13(a)所示为Q1与Q2接头处的交流电压波形，这是Q1电晶体缓慢OFF时所产生的效果，而有交流电压波形旁边部份，有一额外斜线区域，此乃伏特秒(volt-seconds)的不平衡。如果此不平衡的波形被驱动于功率变压器中，将会有磁通摆动的现象发生，而造成铁心的饱和与电晶体集极电流波尖的产生，因此，会降低整个转换器的效率，甚至造成电晶体热跑脱而破坏了电晶体。所以，我们可以在变压器的初级绕组中，串联加入耦合电容器，经由此电容器，直流偏压会成比例的将伏特秒(volt-seconds)积分不平衡部份予以去掉。此时交流波形的直流准位会向上移动，在图3-13(b)，就是二个转换周期的平衡伏特秒(volt-seconds)积分波形。为了降低电晶体OFF的时间，可在基极电路上加装使用制止二极体，使用此法在效果上会使得电晶体并不完全达到饱和状态，如此也会减少其储存时间(storage time)，在第四章中，将会有对制止二极体更详细的讨论与应用。3.4.2串联式耦合电容器(The Series Coupling Capacitor)在上一节中己对功率变压器的耦合电容器有所描述，一般来说使用薄膜非极性电容器，即可处理全部的初级电流，为了降低热效应的产生，电容器需使用有较低的ESR值，或是将一些电容器并联在一起使用，也可降低其ESR值，并得到所希望的电容值大小。以下我们将对如何来正确选择耦合电容器，其值的大小做个分析。我们由图3-12得知，线路中的耦合电容器与输出滤波电感器形成了一个串联共振电路(series resonant circuit)，由电路原理得知，其共振频率为 (3-29)以此 fR：共振频率，kHz C：耦合电容值，F LR：反射滤波电感值，H变压器初级圈的反射滤波电感值为 (3-30)在此NP/NS为变压器初级至次级圈数比，L为输出电感值(H)将公式3-30代入3-29，我们可求得耦合电容值C为 (3