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用于LED驱动器的改进型CMOS误差放大器的设计 中电网作 者：刘斌 王慧0 引言现代便携式数码设备离不开显示器，而作为显示器背光源的白光LED(发光二极管)在很多方面(比如使用寿命，能耗)都有着优于传统CCFL(Cold Cathode Fluorescent Lamps，冷阴极荧光灯)数倍甚至数十倍的性能，所以，由它作为显示器背光已成为一种趋势。由于白光LED的亮度受其驱动电流影响较大，因此设计稳定电流的驱动器一直是一个技术热点，其中的一种方法是采用串联式的连接LED方式，这种方式结构复杂，而且需要电感，因此会产生EMI，且占用芯片面积大，成本高；另一种方式是采用电荷泵提供并联的几路恒定电流，这种方式无需电感，所以不会出现第一种方式的EMI等问题。本文所述的EA就是用于此种电荷泵的LED驱动器，它可保证充电电流恒定以实现低噪声工作。EA作为一种基本的集成电路(IC)模拟电路单元，以其高精准的电压基准、低噪声、高的电源噪声抑制比(PSRR)和高的共模抑制比(CMRR)。而被广泛用在了模数转换器ADC、数模转换器DAC、LDO驱动器、及射频电路中。文中设计了一款用于电荷泵的新型EA，与以前出现的EA相比，该EA的特点如下：1)误差放大器的输入级电源由电荷泵的稳定输出偏置，而非不断下降的，从而保证了供电的稳定性；2)引入动态补偿电路，以保证频率特性，同时降低了成本，传统的方法是用外接电容和其等效串连电阻进行频率补偿；3)电容中的弥勒电容不但补偿了频率，还进一步改善了电路的PSRR性能；4)一些附加电路，如：启动电路、负载电流采样、过流保护等可进一步提高整个电路的精度。1 电路设计该改进型误差放大器的电路以及一些附加电路和反馈电路如图1所示，为了方便分析，图中把各个功能模块用虚线划开。1.1 误差放大器此电路的核心是一个高增益大PSRR的跨导运算放大器(OTA)，其它包含一级放大器Gml，二级放大器Gin2，和一个频率补偿电路。其中Gml是差分输入的基本对称OTA，它将从正端和负端分别反馈回来的基准电压和VOUT分压信号放大。偏置电流模块由M7、M8、M11、M12、M13、M14、M15以及R3组成。偏置电流I0是I3的两倍，由基准电压Vref、NMOS管M15的阈值电压和R3来设定。而M7和M8的源端都接到电荷泵的输出VOUT，因此可以通过设定M7、M8使误差放大器在VOUT达到某个值(如3.6 V)时才工作。同时这一部分还会产生一个SN信号来启动过流保护单元，并提供偏置。Gm1的输出级是一个电流放大结构，由M3、M6、M9和M10构成，放大比例为3：1，即： (WL)6：(WL) 5=(WL)4：(WL)3=3：1，其中W和L分别是晶体管的宽和长。这个比例是在折衷考虑增益带宽、相位余量和输出噪声后得到的。第二级放大电路的增益Gm2主要用来增加电路的开环增益，并减小误差放大器的输出阻抗，从而增大带宽。它是一个反相放大器，由M20和M21组成，两个管子都有较大的宽长比。频率补偿电路中M16和M20的宽长比决定了电路的低频开环增益。为了改善电路的频率特性，本设计中运用了两种补偿电路。一个是动态频率补偿电路，如图1中的由开关电阻和MOS管寄生电容组成的RC网络，它可以通过去采样负载电流来改变MOS管的工作点，即：通过改变开关电阻和MOS管寄生电容的值来实现动态补偿。由于其零极点频率会随负载电流的增加(减小)而增加(减小)，因此，电荷泵单位增益频率(UGF)在负载变化时基本保持不变，这就保证了电荷泵在全负载范围内能够稳定工作。图1中的动态频率补偿电路包括M16、M17、M18、M19和C2，其中，M16、M18和C2不仅仅是放大器Gml的负载，同时还有频率补偿的功能。这里将M18的栅面积设计得很大，用以产生一个大的寄生电容。电流采样电路中的M31和M19组成一个镜像电流源，设计它们的WL比为1：5。通过晶体管工作基本原理可知，M18的栅压VGM18为：从上式可以清楚的看到VGM18和IS的关系(采样电流，这里ISIGM3000)，即：VGM18随着IGM变化。也就是说RC动态补偿网将会随着IGM的变化而变化。电路中的另外一个频率补偿用到了第一和第二级放大器之间的电容C1，反馈从输出引入，这种方法同时增大了电路的PSRR。1.2 其它功能模块另外，在设计本电路时，还应当设计一些其它的功能模块，包括：启动电路、电流采样、过流保护等电路。不同于传统方法，本设计将Gml差分输入的电源偏置连接在电荷泵的输出电压VOUT上，而不是VIN，这就使得此偏置电压非常稳定，其原因在于VOUT的纹波很小，而且噪声极低。然而，这种设计也会产生一个问题，即：VOUT在系统上电之初为零，而此时EA又不工作，使得整个电路无法工作，所以，需要增加一个启动单元，以使系统在刚上电时就可使电荷泵工作，从而使VOUT上升，当VOUT增大到阈值时，EA开始工作。当电路启动起来以后，电荷泵驱动电压则由EA输出控制M22、R4和M24使能开启电路，而M23、M25、M26和R5将其关断。系统中的电流采样电路采取一个与IGM成正比的小电流IS，此电路由M27、M28、M29和M30组成。应将M27的栅极和电荷泵中电流镜的栅极相连接，可将采样比例设定为1：3000。其采样原理如下：由于基准电路提供的是一个非常小的偏置电流(大概1A)，那么M28的栅源电压VGS也就很小，差不多就是其阈值电压。而M29的宽长比WL被设计得很大，那么采样电流IS就很小，则M29的栅源电压VGS也很小，因此，M27和电荷泵中开关管的VDRAIN差不多大小。其过流保护电路包含M32、M33和M34。这里，M34和电流采样电路的M31相互镜像。它是通过采样电流IS来控制电荷泵中开关管的栅极电压，因此限制了最大值。在正常范围内，IS很小，M32和M34一起驱动，M33的VGATE为高，过流保护单元不工作。当IGM增加时，M34的VDRAIN(或者M33的VGATE)将慢慢减小。当增大到某个值时，M33完全导通，反馈回路将VDRIVER限制在某个值，从而限制IGM，实现过流保护功能。M32、M33和M34的尺寸在设计时应注意匹配。限流工作时，电路形成一个反馈回路，C3作为弥勒补偿以使限定电流稳定。2 仿真结果为了*估所设计电路的性能，本系统利用Hynix 0.5m CMOS工艺进行仿真。图2给出了HSPICE仿真在不同电源电压下频率与增益的比较结果，仿真结果表明在很宽的频率范围内增益超过60 dB。不同电源电压下PSRR与频率的关系及不同IGM下CMRR与频率的关系分别在图3和图4中给出。结果表明，该电路的PSRR和CMRR分别可达到65 dB和70 dB。为了进一步测定设计的可用性，这里还绘制了一个用到该EA的恒流电荷泵版图，如图5所示，以便开展后续工作。3 结束语本文基于对称OTA结构，设计了一款用于