电子科技大学通信原理(李晓峰版)课件第4章_数字基带传输.ppt

2020 1 25 1 196 通信原理 第4章数字基带传输 2 196 2020 1 25 信道 噪声 接收设备 信源 信宿 格式化 脉冲基带调制 发送设备 信源编码 信道编码 加密 频带调制 发射机 格式化 脉冲基带检测 信源译码 信道译码 解密 频带解调 接收机 数字通信系统简化模型 信号处理 信号处理 基带信号 基带信号 3 196 2020 1 25 数字基带传输 运用各种基带信号传输数字序列4 1二元与多元数字基带信号4 2数字基带信号的功率谱与带宽4 3二元信号的接收方法与误码分析4 4 多元信号的接收方法与误码分析4 5码间串扰与Nyquist准则4 6 信道均衡4 7 部分响应系统4 8符号同步4 9线路码型 4 196 2020 1 25 4 1二元与多元数字基带信号 5 196 2020 1 25 数据线 位同步信号 组同步信号 FrameSynchronization 4 1 1数据传输的基本概念 例4 1典型的数据通信方法 数字芯片A向芯片B传送数据序列 0XF1 0X73 0XFF 6 196 2020 1 25 7 196 2020 1 25 PAM 脉冲幅度调制 用0 1信息序列去改变脉冲的幅度 二元PAM信号 多元PAM信号 基本通信原理中 主要关心的是信息数据代码的传送 8 196 2020 1 25 数据传输的几个基础概念 1 二进制序列 Binarysequence 取值为0 1 或 1 1 2 二元PAM信号 BinaryPAMsignal 采用两种高度的脉冲传信息 3 定时 Timing 接收时对准相应的脉冲 检测幅度 4 时隙 Slot 一个时隙一个数据位逐个进行 码元 9 196 2020 1 25 用相对电平变化传信息 传号差分码 1变0不变 电报术语 传号 Mark 1 空号 Space 0 空号差分码 0变1不变 相对码 基本的脉冲形状是矩形的 典型的数字基带信号为 10 196 2020 1 25 单极性信号 on offkeying 在正逻辑中 二进制 1 AV二进制 0 0V 优点 a 产生该信号的电路只需要一种电源b 该信号通过TTL或CMOS电路容易产生 缺点 a 具有非零的直流分量b 无在线检错能力 应用 机内码 近距离接口码 1 单极性 Unipolar 与双极性 Polar 术语 11 196 2020 1 25 双极性信号在正逻辑中 二进制 1 AV二进制 0 AV 应用 机内码 近距离接口码 优点 a 如果0 1等概 则无直流分量b 抗干扰能力比单极性信号强 缺点 a 需要两种电源b 无在线检错能力 如 RS232接口 12 196 2020 1 25 2 不归零 NRZ 与归零 RZ 不归零信号能量饱满 因而抗干扰能力较强 但归零信号跳变沿丰富 有利于接收端提取定时信息 为了节省资源 同步信息常常和数据信息捆绑在一起传送 13 196 2020 1 25 3 差分码或相对码 Differentialencoding 差分码又称为相对码 特征是 不用电平的绝对值而用电平的相对变化传0 1符号 1101001 原始代码 传号差分码 空号差分码 1变0不变 0变1不变 14 196 2020 1 25 4 1 2二元与多元PAM信号 15 196 2020 1 25 二进制 binary 信号 1bit二进制代码用一个脉冲传 故在一个Ts时隙内传两种不同的脉冲之一 1 数字波形 信号的传信息的参量只取有限个值 二元PAM信号 两种脉冲形状相同 幅度不同 16 196 2020 1 25 例1 2PAM信号 电平A和0抽象为符号和 两个符号称为二元 二进制 符号 符号周期或码元宽度 数字基带信号 信道符号 17 196 2020 1 25 多进制 M ary 信号 kbit二进制代码用一个脉冲传 在一个Ts时隙内传M种不同的脉冲之一 一般 例2 4PAM信号 4个电平抽象为符号 4个符号称为4元 4进制 符号 符号周期或码元宽度 信道符号 M元PAM信号 M种脉冲形状相同 幅度有M种 18 196 2020 1 25 1 2PAM 4PAM信号 256PAM 接收时需要分辨M种脉冲的幅度 2 多进制PAM信号比2PAM更容易出错 因此多进制PAM信号抗干扰能力较差 3 2PAM方式必须用更长的时间 若用相同宽度脉冲传数据 或者 用更窄的脉冲 若传数据时间相同 窄的脉冲要求同步更准 带宽大 因此2PAM信号传输有效性较差 2 二元与多元PAM信号传输有效性和可靠性比较 19 196 2020 1 25 例 4PAM信号 3 数字基带信号的数学表示 20 196 2020 1 25 K位合并 表示为冲击串形式 脉冲形成 二进制序列 M元符号序列 MPAM信号 M进制PAM MPAM 21 196 2020 1 25 4 1 3数字基带信号的传输速率 1 符号速率 Symbolrate 每秒传送符号 脉冲 的数目 或 2 比特率 Bitrate 每秒传送的比特数目 与 或 单位 bits sb sbps 相同比特率的代码序列用不同元数的数字基带信号传 则符号速率不同 22 196 2020 1 25 例4 2二元序列 101101000111101011 传输时间为1ms 试求 1 相应的四元与八元序列 2 相应的Rb Rs与Ts 解 1 四元序列 101101000111101011 231013223 八元序列 101101000111101011 550753 2 23 196 2020 1 25 4 2数字信号的功率谱与带宽 24 196 2020 1 25 4 2 1信号的功率谱 定理 给定的M元平稳信息序列 如果以脉冲按产生MPAM信号 那么 该信号的功率谱密度为 4 2 1 其中 是脉冲的傅立叶变换 是M元序列的功率谱 是M元序列的相关函数 25 196 2020 1 25 如果平稳无关的 则 证明 于是 4 2 4 4 2 5 4 2 2 26 196 2020 1 25 而 代入式 4 2 5 周期信号 周期为 角频率为 傅里叶级数表示 其中 27 196 2020 1 25 4 2 6 将式 4 2 6 代入式 4 2 1 可得式 4 2 2 4 2 1 4 2 2 28 196 2020 1 25 M元符号序列 脉冲形状幅度随机序列的统计特性 注意 数字信号的PSD取决于 为了分析方便 可把数字基带信号的形成分为两步 1 线路编码2 波形形成 线路编码 波形形成 二元符号序列 29 196 2020 1 25 例4 3二元等概无关序列的双极性NRZ信号的功率谱密度 解 幅度为A的矩形NRZ脉冲 又 30 196 2020 1 25 于是 31 196 2020 1 25 单极性NRZ信号 又 32 196 2020 1 25 于是 33 196 2020 1 25 结论 采用矩形NRZ脉冲时 平稳无关序列的MPAM信号 对于2PAM信号 1 双极性 2 单极性 即NRZ的MPAM信号的谱零点带宽为 即NRZ的2PAM信号的谱零点带宽为 34 196 2020 1 25 对于NRZ的正负电平对称的MPAM信号 且对于NRZ的正负电平对称的MPAM信号 无离散谱 35 196 2020 1 25 证明 NRZ的MPAM信号 36 196 2020 1 25 例4 4单极性RZ信号的功率谱密度 解 37 196 2020 1 25 clocksignal 1 单极性及归零使其含有离散的时钟谱线 2 而归零其总功率降低 带宽加倍 38 196 2020 1 25 4 2 2信号的带宽 采用第一零点带宽来近似度量 脉冲窄 信号带宽大 表中2PAM MPAM信号是指NRZ信号 39 196 2020 1 25 若为sin x x型 数字信号的带宽为 40 196 2020 1 25 谱效率 其中 Rb 数据速率Rs 符号速率BT 信号的传输带宽 定义谱效率用表示 41 196 2020 1 25 M电平极性NRZ信号的谱效率 最大传输效率为 一个内的比特数 其中 42 196 2020 1 25 例4 5采用二元 四元与八元PAM按18kbps传输信息序列 如果脉冲为双极性NRZ码 试求 相应信号的带宽 解 每符号比特位数分别是1 2 3相应的第一零点带宽为18kHz 9kHz与6kHz 43 196 2020 1 25 例 单极性NRZ线路码被转换成多电平信号后在信道上传输 该多电平信号的电平数是32 并且用矩形脉冲传信号 一个脉冲的持续时间为0 125ms 对于多电平信号 a 波特率是多少 b 等效比特率是多少 c 谱零点带宽是多少 d 对于二进制单极性NRZ线路码 重复 a 到 c 解 对于多电平信号 作业 1 2 3 4 5 44 196 2020 1 25 2 6噪声中的信号处理 45 196 2020 1 25 典型情况 信号受到加性白噪声的污染 形成 低通滤波器 LPF LPF 2 6 1平滑滤波 希望通过对滤波尽量保留信号 消除噪声 滤波器输出 误差 46 196 2020 1 25 合理设计 滤波器在让信号尽量完整通过的前提下 最大限度地滤除噪声 即 以BHz为截至频率 使得和 于是 和 47 196 2020 1 25 希望通过滤波 使在某时刻能够有效地 认出 这时并不在乎信号是否畸变 采样时刻 目标设定 使中的信号功率与背景噪声功率之比值最大 MF MatchedFilter MF 2 6 2匹配滤波器 典型情况 在噪声中检测出某有限时长的已知信号是否存在 基带 带通数字信号 48 196 2020 1 25 匹配滤波器 处理带有噪声的信号 使时刻的输出信噪比最大化的滤波器 此时 匹配滤波器的冲击响应为 其中 C 任意的正实常数t0 峰值信号输出时刻s t 已知输入信号波形 49 196 2020 1 25 证明 采样 匹配滤波器h t H f 50 196 2020 1 25 t0时刻的输出信号值 信号功率 噪声功率 信道噪声是平稳的 So 51 196 2020 1 25 希望找到使最大的 借助于许瓦兹不等式 可得 许瓦兹不等式 且当时 上式等号成立 c为任意常数 在式 2 6 8 中令 52 196 2020 1 25 53 196 2020 1 25 上式等号成立时 可得最大输出信噪比 此时 白噪声时 54 196 2020 1 25 总结 2 频域的共额匹配性 1 时域的镜像平移性 对于如图所示的 若要可物理实现 则 取是满足物理可实现的最小时间值 是获得MF输出最大S N的最少等待时间 55 196 2020 1 25 一般来说 对于数字信号 即MF的输出在码元的最后时刻采样 例1 56 196 2020 1 25 例 例 57 196 2020 1 25 3 的关系 即的自相关波形成正比 在时 最大 也最大 58 196 2020 1 25 输入信号能量 其中 输入信号码元能量 59 196 2020 1 25 结论 匹配滤波器的冲激响应实际上是信号的反转平移形式 最大输出信噪比与信号的具体形状没有关系 60 196 2020 1 25 例2 例2 11自学 61 196 2020 1 25 二进制匹配滤波接收机 1 一般的二进制MF接收机 发射机 设信道是理想的 噪声为AWGN 62 196 2020 1 25 MF MF 比较与判决 接收机 63 196 2020 1 25 2 当具有相同的形状 单极性 双极性 ASK BPSK MF 比较 64 196 2020 1 25 相关接收机 定理 对于白噪声的情形 匹配滤波器可以由相关器实现 即 其中 s t 已知信号波形r t 接收机的输入信号 相关接收机和匹配滤波器的输出值在采样时刻相等 65 196 2020 1 25 证明 已知信号 参考输入 当 66 196 2020 1 25 1 一般的二进制相关接收机 比较与判决 常常设计为正交或负相关 可实现最佳接收 67 196 2020 1 25 2 当具有相同的形状 单极性 双极性 OOK BPSK 采样与保持 时钟信号 位同步 复位 68 196 2020 1 25 4 3二元信号的接收方法与误码分析 69 196 2020 1 25 PSD为的高斯白噪声 4 3 1噪声中二元信号的接收方法 AWGN信道 AWGN信道 70 196 2020 1 25 2 判决门限取在两种脉冲电平的中间 二元基带信号 AWGN信道 LPF 抽样 判决 带宽 B 通常 B 2Rs 1 利用低通滤波器 LPF 抑制噪声 LPF输出的两种信号电平 NRZ 1 LPF的带宽 保证信号通过 尽量滤除噪声 至少要求 71 196 2020 1 25 1110100 72 196 2020 1 25 1 2 在时隙的末端抽样 3 判决门限两种输出峰值的中心 匹配滤波与脉冲 相匹配 在处抽样输出 具有最大的信噪比 2 利用匹配滤波的最佳接收方法 MF输出的两种信号峰值 73 196 2020 1 25 1110100 74 196 2020 1 25 4 3 2接收系统的误码性能 1 误码率或误符号率 2 误比特率 与相关联 通常 对于二元系统 symbolerrorrate BER biterrorrate 每个码元的比特数 每个码元的平均错误比特数 75 196 2020 1 25 常用函数 76 196 2020 1 25 表4 3 1主要2PAM数字基带传输系统的Pb NRZ 信号平均比特能量 噪声功率谱密度 77 196 2020 1 25 LPFBW B MF LPF MF 信号带宽 可见 1 在相同的误码性能时 双极性信号的平均比特能量比单极性小3dB 3 MF的结果优于LPF至少3dB 单极性2PAM和双极性2PAM信号性能比较 2 相同时 双极性信号的误码性能优于单极性 4 双极性信号的门限容易实现 NRZ NRZ 78 196 2020 1 25 图4 3 6匹配滤波器误比特率曲线图 79 196 2020 1 25 基本结论 最佳基带传输系统 双极性信号结合匹配滤波器接收 误比特率曲线进行性能比较 1 纵向比较 比如10dB处 下边的性能较好 2 横向比较 比如 左边的性能较好 如 性能好3dB 12 5dB减9 5dB 1 双极性比单极性好3dB 2 匹配滤波器比LPF至少好3dB 80 196 2020 1 25 分别考虑单极性与双极性的MF系统 并估计按Rb 1Mbps进行二进制传输时的平均错误间隔 例4 6计算对误比特率的影响 作业 6 81 196 2020 1 25 4 3 3 误码过程的分析 考虑 1 广义的二进制 基带或带通 信号 与 2 接收机为线性处理器 含基带的LPF 匹配滤波器 3 分析单个时隙上 码元的过程 二元信号 线性处理器 AWGN信道 抽样 判决 线性滤波器 82 196 2020 1 25 发送信号 接收信号 滤波器输出信号 1 发送0 1 噪声造成抽样值的随机性 是均值为0 方差为的高斯随机变量 83 196 2020 1 25 发送信号 接收信号 滤波器输出信号 2 发送1 是均值为0 方差为的高斯随机变量 84 196 2020 1 25 2 判决规则与误判概率 判决规则 由抽样值来判断发送的码元是0或1 85 196 2020 1 25 误判概率 平均错误概率 EBR 称为先验概率 86 196 2020 1 25 3 最佳门限与最小平均误码率 最佳判决门限VT Pe与二进制波形有关 与处理器类型有关 与门限VT有关 87 196 2020 1 25 判决门限 VT 最佳门限在两曲线的交点上 88 196 2020 1 25 最佳门限为 许多时候 数据 1 和 0 等概率 即0 1等概时 最佳门限在线性滤波器两种输出信号电平的中间 89 196 2020 1 25 0 1等概时 由最佳求得平均误码率为 90 196 2020 1 25 结论 对于线性处理器 包含LPF MF 1 最佳门限 2 最小平均误码率 0 1等概发送时 收端用线性处理器时 该结论对基带二进制信号和带通二进制信号都成立 甚至对于带通二进制系统的相干解调器 91 196 2020 1 25 3 高斯白噪声和Match filter的结果 匹配滤波器接收机 最小错误概率接收机 差分输入信号 92 196 2020 1 25 4 3 4 两种接收系统的误码率 例4 7采用LPF接收的单极性2PAM NRZ 传输系统 幅度为0与 A LPF带宽为B 计算接收系统的 与 并给出抽样值的条件概率密度 解 信号几乎完全通过LPF 93 196 2020 1 25 请见表4 3 1 表4 3 3 表4 3 4 94 196 2020 1 25 请见表4 3 1 表4 3 3 表4 3 4 95 196 2020 1 25 解 发 MF MF输出信号分量 例4 8采用匹配滤波器接收的双极性2PAM传输系统 假定双极性NRZ信号的幅度分别为 A与 A AWGN信道的双边功率谱为N0 2 计算匹配滤波器系统的与 并给出抽样值的条件概率密度 96 196 2020 1 25 在采样时刻 平均码元能量 白噪声通过的输出噪声采样值 97 196 2020 1 25 白噪声通过的输出噪声功率 总之 与 98 196 2020 1 25 抽样值r的条件概率密度 请见表4 3 1 表4 3 3 表4 3 4 99 196 2020 1 25 采用匹配滤波器接收的单极性2PAM传输系统 在采样时刻 平均码元能量 100 196 2020 1 25 请见表4 3 1 表4 3 3 表4 3 4 101 196 2020 1 25 表4 3 3 102 196 2020 1 25 表4 3 4 103 196 2020 1 25 作业 10 11 104 196 2020 1 25 4 4 4格雷 Gray 编码 表4 4 4格雷编码规则 M元 特点 任何相邻电平只有一位代码不同 注意 传输中任何电平出错时总是最容易错成相邻的电平 4 4 多元信号的接收方法与误码分析 105 196 2020 1 25 例4 9传输二元序列 101101000111101011 试求 相应的四元与八元格雷码序列 解 四元符号序列 101101000111101011 编码为 321012332 八元符号序列 101101000111101011 编码为 660562 106 196 2020 1 25 4 5码间串扰与Nyquist准则 107 196 2020 1 25 4 5 1码间串扰问题 1 什么是 ISI 以及ISI的形成原因 信道特性不平坦 矩形多电平脉冲的绝对带宽无限 信道带宽有限 ISI IntersymbolInterference 108 196 2020 1 25 输入波形s t 1 1 1 1 0 0 0 0 ISI 0 0 0 0 0 0 t t t t t t Ts Ts Ts Samplingpoints transmitterclock 信号脉冲响应 samplingpoint Samplingpoints 接收波形y t wout t 脉冲响应的和 receiverclock receiverclock 109 196 2020 1 25 2 ISI值的计算 假定信道频率响应记为 基带传输系统总冲击响应 基带传输系统总传输函数 110 196 2020 1 25 系统的输出是 的影响在抽样值中 在时刻 第二项是其他符号的干扰 称为码间串扰 ISI 设是归一化的 即 第一项是期望的符号值 加性噪声 乘性噪声 111 196 2020 1 25 码间干扰反映的是基带系统传递函数的不良 包括信道 接收与发送滤波器等 112 196 2020 1 25 基带传输系统总响应 基带系统总传输特性 抽样判决 暂时不考虑信道噪声的影响 113 196 2020 1 25 4 5 2无码间串扰传输与Nyquist准则 定理 Nyquist第一准则 传输系统无码间干扰的充要条件是系统的总冲击响应满足 其中 C为非零正常数 本书取值为1 n为一整数Ts为符号 采样 时钟周期 码元宽度 114 196 2020 1 25 t 无ISI示意图 115 196 2020 1 25 有ISI的情况 116 196 2020 1 25 Nyquist第一准则 频域形式为 按重复后 在上是否为常数 实际上只需看 即 一个周期信号 则码元速率为Rs的数字信号通过H f 时 无ISI 当 117 196 2020 1 25 证明 频域部分 118 196 2020 1 25 a 几种信道传输特性 b 几种信道的 无ISI 无ISI 有ISI 例4 10几种系统的传输特性如下 传输率为 是否存在ISI 119 196 2020 1 25 故有ISI 120 196 2020 1 25 1 带宽太窄 必有ISI 4 5 3带限信道上的无码间串扰传输 实际基带信道可视为带限信道 WHz 分三种情况 121 196 2020 1 25 3 有可能无ISI 故数字基带信号的带宽 2 当且仅当正好为Hz的理想LPF时 无ISI 122 196 2020 1 25 1 只有当才可能实现无ISI 即 对于给定的系统 在无ISI的要求下 WHZ宽的基带信道每秒最多只能传输2W个符号2W波特 基带传输系统的奈奎斯特速率 123 196 2020 1 25 3 显然 一个系统不止一个无ISI的速率Rs 但我们关心的是系统能传输的最大无ISI的速率Rs 用最大的Rs作为H f 的重复周期 如果能得到 则该Rs就是系统能传输的最大无ISI的速率 无码间串扰传输中 或 2 频带利用率 单位带宽的传输速率 124 196 2020 1 25 频谱效率最高的无ISI系统 0 a 滤波器传输函数在f f0处的陡峭截止边沿难以实现 问题 型脉冲的包络只按的速率衰减 太慢 因而不精确的时钟将导致ISI 1 2f0 125 196 2020 1 25 例 从时域波形求无ISI的最大符号速率 无ISI的符号速率 都无ISI 126 196 2020 1 25 都无ISI 127 196 2020 1 25 用型脉冲传数字信号 M进制数字信息 的带宽 抽样判决 128 196 2020 1 25 01001110 1 510 50 0 5 t 129 196 2020 1 25 相应的冲击响应为 RaisedCosine RolloffNyquistFiltering 4 5 4升余弦滚降滤波器 升余弦滚降 RC 滤波器 频谱 130 196 2020 1 25 1 滚降系数 f f 1 2f0 W f0 f1 W f0 f1 f 1 4f0 时 RC满足奈奎斯特准则 因此 无ISI 2 131 196 2020 1 25 1 正是理想LPF 例如 单位 2 边沿相当平缓 3 边沿非常平坦 132 196 2020 1 25 的影响 133 196 2020 1 25 例4 11某基带系统的频响特性在5MHz内平坦 试求 1 无ISI的最大传输码率 2 采用的RC滤波器时的最大传输码率 3 采用的RC滤波器实现10Mbps传输时如何利用信道 解 1 2 于是 134 196 2020 1 25 采用四元传输 可得 也可以小于1 比如0 3 则传输信号带宽小于5MHz 3 对于10Mbps 若采用二进制传输 则无法进行无ISI的传输 135 196 2020 1 25 Nyquist第一准则 频域形式为 注意 136 196 2020 1 25 Thatis 137 196 2020 1 25 传输速率 是该系统无ISI的最大传输速率 传输速率 有ISI 传输速率 可能无ISI 例 习题13 设数字基带传输系统的等效传输函数为 若要求以的速率进行数据传输 试判断下列各图所示的是否满足消除抽样点上的无ISI条件 并各求系统无ISI的最大传输速率 1 138 196 2020 1 25 2 139 196 2020 1 25 3 传输速率 无ISI 且是无ISI的最大传输速率 实际上 无ISI的最大传输速率Rs是滚降边上互补对称频率f0的2倍 140 196 2020 1 25 4 传输速率 有ISI 传输速率 是该系统无ISI的最大传输速率 作业 1314151617 1 2 f0 互补对称频率 141 196 2020 1 25 例 为了传输码元速率为的数字基带信号 试问系统采用下图中的哪一种传输特性较好 并简要说明理由 系统 a 系统 b 系统 c 解 当时 a b c 三系统都无ISI 142 196 2020 1 25 此时需要比较三系统在频带利用率 单位冲击响应的收敛速率 实现的难易程度等方面的特性 从而选择一种最好的系统 从频带利用率来看 b c 较好但 b 的传输函数陡峭截止难以实现 冲击响应为型 包络与成正比 收敛慢 c 的传输函数相对较易实现 冲击响应为型 包络与成正比 收敛较快 所以系统 c 性能较好 143 196 2020 1 25 带限型AWGN信道 4 5 5 带限AWGN信道上的最佳传输系统 兼顾抗ISI与抗加性噪声 144 196 2020 1 25 平方根升余弦滤波器 SRC 兼顾抗AWGN干扰与抗ISI的最佳设计为 对应于某个时延常数 基带系统的传输函数 满足无ISI的条件 满足匹配滤波器的条件 145 196 2020 1 25 图失真的双极性NRZ信号和相应的眼图 眼图 Eyepattern 示波器上基带信号波形呈现为类似人眼的图案 评价基带传输系统性能的一种定性而方便的实验方法 4 5 6眼图 146 196 2020 1 25 a 无ISI基带波形 c 有ISI基带波形 11010001 眼图的 眼睛 张开得越大 且眼图越端正 表示码间串扰越小 反之 表示码间串扰越大 147 196 2020 1 25 1 眼睛 张得愈开 质量愈好 2 眼睛 高度的一半 噪声容限 3 眼睛 中间宽度 可抽样的时间范围 4 眼线 顶部斜率 对定时的敏感程度 眼图模型 最佳 148 196 2020 1 25 顺便指出 接收二进制波形时 在一个码元周期TS内只能看到一只眼睛 若接收的是M进制波形 则在一个码元周期内可以看到纵向显示的 M 1 只眼睛 图4 5 9多电平信号 M 4 的眼图 另外 若扫描周期为nTS时 可以看到并排的n只眼睛 149 196 2020 1 25 图4 5 8两种质量的基带信号对应的眼图 眼图的照片 a 无ISI时 b 有ISI时 150 196 2020 1 25 4 6 信道均衡 均衡的目的 1 信道特性 常常是时变的 随机的 是不完全知道的 2 网络制造与设计有误差 因而实际的基带传输系统 码间串扰是不可避免的 常常在接收滤波器之后引入均衡器进行校正 使信道趋于理想化 151 196 2020 1 25 1 频域均衡 从频域上用滤波器补偿基带系统 2 时域均衡 从时域波形上处理 调整系统的 校正幅频特性和相频特性 用于数字传输系统 参数可调 4 6 1均衡原理 信道均衡器 消除或减低ISI影响的信号处理或滤波技术 使总的响应 符合奈奎斯特准则 152 196 2020 1 25 时域均衡 从时域波形上处理 调整系统的 均衡前的有ISI的波形 均衡后的无ISI的波形 的值可测 即 153 196 2020 1 25 1 有2N 1个抽头 抽头系数可调 2 每节延迟时间为码元周期Ts 4 6 2数字均衡器 采用数字FIR滤波器 横向滤波器 结构 冲击序列为 154 196 2020 1 25 总的 数字 冲激序列为 均衡器的目的 通过某种算法 调整系数 使得 抽样 判决 抽样值 的输出 155 196 2020 1 25 均衡器的目的 通过算法 调整系数 使得 因为抽头系数只有2N 1个 只能满足 即ISI不能完全消除 4 6 3基本均衡算法 1 迫零 Zeroforcing 算法 迫使中的 畸变 为零 156 196 2020 1 25 2N 1个方程为 157 196 2020 1 25 即 峰值畸变定义 算法缺点 没有考虑噪声的影响 当传输系统在某频率处有深衰减时 均衡器将提供高增益补偿 高增益也会放大噪声 降低信噪比 均衡效果用峰值畸变来衡量 158 196 2020 1 25 试求 均衡器的抽头系数并计算均衡前后的峰值奇变值 解 对于3抽头 N 1 159 196 2020 1 25 代人具体数据得到 可解得 均衡器前 均衡器后 160 196 2020 1 25 工程实现 预置式均衡 自适应均衡 161 196 2020 1 25 4 7 部分响应系统 162 196 2020 1 25 部分响应技术也称为相关电平编码技术 能够以2W波特的最高码率进行无ISI的传输 它在前后符号间引入相关性 从而使信号中存在ISI 让系统的频响特性不必具有陡峭的边沿 而引入的ISI是已知的 接收时加以清除 且系统时域响应衰减快 从而放宽对位定时抖动的要求 163 196 2020 1 25 1 基本原理 1 前置相关编码器 2 接收时解相关还原 相关编码器 164 196 2020 1 25 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 例4 14相关编码示例 2 20 2000 2 20 20 HI f hI t 1 1 2 0 2 2 0 2 1 1 Tb WHz的理想LPF H f h t 抽样 解相关与判决 若信道传播正确 解相关能正确译码 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 20 2000 2 20 20 165 196 2020 1 25 HI f hI t 1 1 2 0 2 2 0 2 1 1 Tb WHz的理想LPF H f h t 抽样 解相关与判决 166 196 2020 1 25 能够以2W波特的最高码率进行无ISI的传输 同时系统的频响特性不必具有陡峭的边沿 且系统时域响应衰减快 代价是可靠性降低 167 196 2020 1 25 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 1 2 20 2000 2 20 20 误码传播 受传输错误的影响 引起一连串的误码 2 200000 2 20 20 相关编码器 接收时还原 1 1 1 1 1 1 1 1 3 1 1 3 3 若信道传播出错 解相关将引入误码传播 预编码可以解决误码传播问题 168 196 2020 1 25 2 具有预编码器的部分响应系统 预编码处理 由当前码元的值得到当前码元的值 去掉了前后码元的相关性 1 1 2 0 2 1 1 Tb 理想LPF H f 抽样 整流与判决 符号变换 符号变换 Tb h t 0 1 预编码 双二进制编码滤波器 模二加 2 0 2 1 1 169 196 2020 1 25 接收判决 170 196 2020 1 25 例4 16带预编码的第 类部分响应系统 171 196 2020 1 25 4 8符号同步 172 196 2020 1 25 4 8 1基本概念 符号同步信号 指示最佳抽样时刻的时钟信号 通常位于码元的中央或者末端 同步信号必须 与传输信号的内在节奏合拍 即与发端的定时时钟保持一致 才能正确接收数字信号 173 196 2020 1 25 1 符号同步的方法外同步法或辅助信息同步法 利用单独的信道 或额外信息 传输时钟信号例如 共用同一主时钟系统 附加信道发送时钟信号或其倍频信号自同步法或非辅助信息同步法 借助传输信号中的某些特性生成时钟信号1 开环法 从接收信号中直接恢复出发送时钟的副本 2 闭环法 产生本地时钟 利用反馈控制使本地时钟锁定到接收信号的 内在节拍 上 如 多路电话传输系统 如 较多的信号跳变沿信息 174 196 2020 1 25 例4 17异步串行通信中的位同步方法 解 异步串行通信是一种每次传输一字节的二元通信方法 通信前双方约定了传输速率 1 线路空闲时保持高电平 2 起始位 用下跳电平指示开始 启动定时 3 按已知时隙间隔 速率 采样8个数据位 4 停止位 结束时返回高电平 收发时钟标称速率相同就行 不必来自同一时钟源 175 196 2020 1 25 希望 尽量小 Eb N0 dB Pe 2PAM信号在AWGN的情况 176 196 2020 1 25 作业 22 177 196 2020 1 25 4 9线路码型 178 196 2020 1 25 4 9 1基本线路码型 线路码型 Linecode 适合于线路传输的 波形格式 179 196 2020 1 25 1 无直流分量 且低频分量尽量少 2 信号中高频分量尽量少 以节省传输频带并减少码间串扰 3 包含足够的定时信息 4 差分编码 不必担心传输中的反相 5 抗噪性能 不同的波形 可能抗噪能力不同 6 具有内在的检错能力 具有规律性的特征 可检错 7 波形产生和检测尽量简单 选择与设计码型的一些因素 8 透明性 不受信息源统计特性的影响 即能适应于信息源的变化 180 196 2020 1 25 AlternateMarkInversion 1 传号反转交替码 AMI 1码交替用正 负脉冲表示0码用0电平表示 消息代码 1101001 AMI码 1 10 100 1 181 196 2020 1 25 优点 a 无直流分量 高 低频分量少 b 可利用传号极性交替规律观察误码情况 即有内在检错能力c 将基带信号经全波整流变为单极性归零波形 便可提取位定时信号d AMI码的编译码过程简单 缺点 长连0 时 提取定时信息困难 应用 是北美电话系统中的标准接口码 182 196 2020 1 25 编码规则是 0 码 01 1 码 10 2 数字双相 Biphase 码 曼彻斯特 Manchester 码 相位不确定 1B2B码 183 196 2020 1 25 优点 a 无直流分量 b 有内在检错能力 最大连码数为2 c 含有丰富的定时信息d 编码过程简单 缺点 传输带宽加倍 码速率加倍 应用 用于10Mbps的以太网中 184 196 2020 1 25 3 密勒 Miller 码 延迟调制码 规则 1 下跳 或 上跳脉冲 码元中心有跳变 0 负或正电平 码元中心无跳变 连0时要交替 码元分界点上 0 与 0 之间才有电平跳变 01111001110011100111 185 196 2020 1 25 优点 a 无直流分量 b 有定时信息b 有内在检错能力 最大连码数为4 最小连码数为2 c 透明的d 能量集中 缺点 传输带宽加倍 码速率加倍 应用 气象数据传输接口码 186 196 2020 1 25 4 传号反转码 CMI CodedMarkInversion 规则 1 交替用 11 和 00 表示0 01 表示 禁用 10 用负跳变可以提取定时信号 00011100010101110001 187 196 2020 1 25 优点 a 无直流分量 b 有定时信息 跳变丰富 b 有内在检错能力 最大连码数为3 c 易于接收 码元