DFT扩频广义多载波系统的SINR性能分析.doc

第6期芮赟等：DFT扩频广义多载波系统的SINR性能分析57DFT扩频广义多载波系统的SINR性能分析芮赟1,2，李明齐1，周秦英1，张小东1，易辉跃1,2，胡宏林1,2（1. 中国科学院 上海微系统与信息技术研究所，上海 200050; 2. 上海无线通信研究中心，上海 200050）摘 要：针对离散傅立叶变换扩频的广义多载波系统（DFT-S-GMC），提出一种信干噪比(SINR)的性能分析方法。该方法基于DFT-S-GMC收发机频域等效的简化实现结构，利用信道频率响应和噪声方差，接收端采用最小均方误差(MMSE)均衡，分析得到了SINR的闭合表达式，并考虑了信道均衡后时域复用的数据块(IFBT符号)之间的残余干扰，而且，本方法很容易扩展到一发多收的情况。仿真表明，多径信道下基于该等效SINR的误块率(BLER)性能曲线能很好地匹配系统在高斯白噪声信道下的性能曲线。关键词：DFT-S-GMC；信干噪比；滤波器组；频域结构中图分类号：TN911.3;TN911.6 文献标识码：A 文章编号：1000-436X(2008)06-0051-06SINR performance analysis of DFT spread generalized multi-carrier systemRUI Yun1,2, LI Ming-qi1, ZHOU Qin-ying1, ZHANG Xiao-dong1, YI Hui-yue1,2, HU Hong-lin1,2(1. Shanghai Institute of Micro-System and Information Technology, Shanghai 200050, China;2. Shanghai Research Center for Wireless communications, Shanghai 200050, China)Abstract: A signal-to-interference-plus-noise ratio (SINR) performance analysis method of discrete fourier transform spread generalized multi-carrier (DFT-S-GMC) system was proposed. The closed-form SINR expression based on simplified frequency-domain equivalent implementation structure and MMSE equalization for receiver is derived by channel frequency response and noise variance, considering inter-block (IFBT symbol) residual interference multiplexed in time domain. Moreover, it can be easily extended to multi-receive antenna. By simulation results，it is shown that with proposed equivalent SINR, the BLock error rate (BLER) performance of DFT-S-GMC over slow fading channel is well matched with that over AWGN channel.Key words: DFT-S-GMC; signal-to-interference-plus-noise ratio; filter-bank; frequency-domain structure 1 引言收稿日期：2007-11-27；修回日期：2008-05-04基金项目：国家高技术研究发展计划(“863”计划)基金资助项目(2006AA01Z280); 上海市科学技术委员会基金资助项目(207DZ05018)Foundation Items: The National High Technology Research and Development Program of China (863 Program) (2006AA01Z280); Shanghai Science and Technology Development Funds (207DZ05018)近年来，无线通信系统向着宽带方向迅速发展,伴随着这种发展趋势，无线通信系统占有的带宽、传输速率以及频谱效率要求都越来越高。而在宽带无线移动通信系统和宽带无线接入网中需要采用多址技术。通常采用的多址技术主要有：时分多址（TDMA）、频分多址（FDMA）、码分多址（CDMA）和空分多址（SDMA）1,2等。对于宽带无线移动通信系统，一般都采用频分多址技术，系统可根据各用户需求灵活分配频率资源，而对于上行链路，各低速率用户可将有限的功率集中在较窄的带宽内发射，提高链路预算性能，从而增加系统的覆盖。目前频分多址系统主要有2种实现方式：一种是基于OFDM技术的频分多址系统，如正交频分多址（OFDMA）3和基于离散傅立叶变换扩频的正交频分多址（DFT-S-OFDMA）系统4，其中后者采用DFT进行频域扩频，因而降低了传输信号峰均比，适合上行链路传输。另一种是基于滤波器组技术的频分多址系统，如滤波多音调制(FMT)系统5，其每个子带的带宽相对于载波频偏和多普勒频移较大，同时每个子带之间具有一定的频域保护间隔，此外每个子带的频谱具有陡峭的带外衰减，这些特征使得该系统对载波频偏引起的多用户间干扰具有较强的顽健性。而基于离散傅立叶变换（DFT）的广义多载波（GMC）频分多址方案DFT-S-GMC6,7既采用DFT进行扩频，又作为基于滤波器组技术的传输方案，因此同时具备较低的峰均比和顽健的多址干扰性能。 原有DFT-S-GMC系统的收发机方案是采用单载波频域均衡和滤波器组时域实现结构，其实现复杂度较高。而文献8中提出了频域等效实现的简化收发机结构，有效地降低了实现复杂度，但还没有给出基于该结构的SINR性能分析，而在链路自适应技术应用中，如自适应调制编码(AMC)以及系统级评估，如链路级仿真到系统级仿真的映射，都需要用到SINR参数。因此，有必要对系统的SINR性能进行分析。针对DFT-S-GMC系统等效的频域收发机模型，本文给出了一种有效信干噪比(SINR)的性能分析方法。该方法利用信道频率响应和噪声方差，接收端采用最小均方误差(MMSE)均衡，并考虑了各个时域复用数据块(IFBT符号)之间相互干扰，给出了SINR表达式。此外，该方法也很容易扩展一发多收的情况。仿真结果表明，基于该表达式估计的有效信干噪比，系统在多径信道下的性能能很好地匹配其在高斯白噪声信道下的性能。本文的组织如下：首先，第2节详细介绍了频域发送接收模型，第3节依据频域简化收发机模型进行了SINR的分析，第4节给出了计算机仿真结果，并进行了分析；第5节是结束语。说明：FN表示快速傅立叶变换矩阵, IN代表的单位矩阵。则表示对角矩阵。上标()*,()T和()H表示共轭转置操作。指模Q操作。2 DFT-S-GMC的频域收发模型基于滤波器组时域实现的DFT-S-GMC收发机结构在文献6,7中已介绍。由于该方法实现复杂度较高，文献8中提出一种简化的频域等效收发实现方案，以下就给出详细介绍。2.1 DFT-S-GMC频域发送模型图1给出了DFT-S-GMC系统发射机频域的简化实现结构。假设第个IFBT(逆滤波器组)变换时刻输入的第个已调制符号为 ，为当前用户占用的子带数目，D表示在每个传输的数据块（亦即DFT-S-GMC符号）中复用的IFBT符号数目。经过K点离散傅立叶变换，输出信号为(1)其中，子带映射将DFT扩频输出信号序列中的每个元素映射到相应的子带上传输。映射输出为(2)其中, C是特定用户的子带偏移量，M是系统的子带总数,R为子带映射间隔。其中R=1时，为集中式映射方式；当R1时，为分散式映射方式。经串并转换后，第m个子带数据要经过D点DFT变换，循环扩展至Q点以及频域加窗，输出向量可表示为(3)其中，为第m个子带的原型滤波器的频域响应，由于滤波器组原型滤波器的频率响应具有快速滚降的特性，从而导致每个子带的频率响应的能量主要集中在少数频率分量上，因而可简化成(4)其中，为滤波器组原型滤波器的离散冲击响应，其长度为Q，且，N为原型滤波器图1 DFT-S-GMC系统发射机频域简化实现结构图2 DFT-S-GMC系统接收机频域简化实现结构的上采样率。是第m个子带的起始频域均衡(FDE)子载波位置，则是第m子带所占FDE子载波数。而后经过多子带子载波映射以及点的IDFT变换，输出时域信号可表示为, (5)最后，将生成的数据块添加循环前缀，构成完整的DFT-S-GMC符号后，通过最大多径时延扩展小于循环前缀长度的多径信道进行传输。2.2 DFT-S-GMC频域接收模型图2给出了DFT-S-GMC系统接收机的频域简化实现结构，根据发射机信号频域产生形式，在接收端经过DFT变换至频域后，同样可以认为每个子带的信号能量仅集中在该子带所占的若干连续FDE子载波上，因而可以在这些子载波上完成相应每个子带的独立解调。于是第子带频域信号分量经过单点频域均衡和匹配滤波后可表示如下(6)其中，表示第m个子带对应的信道频率响应，表示第m个子带对应的频域均衡系数。循环移位累加完成信号解调后，所得输出为, (7)则第m子带经过D点的逆离散傅立叶变换解调出的时域信号可表示如下 (8)接着对各子带时域信号序列进行并串转换，子带解映射，IDFT解扩操作，从而完成信号的正确解调。3 DFT-S-GMC频域收发机模型SINR性能分析由DFT-S-GMC时域传输方案可知，每个接收的数据块是由若干个时域IFBT符号移位累加而得。但由于MMSE均衡后，等效信道响应不是单位脉冲，所以接收端数据块中复用的各IFBT符号肯定存在干扰，因此，为分析精确，必须考虑所有IFBT符号复用的情况，于是根据第2节的频域发送接收信号模型，则发送端信号可表示成(9)其中，是第个IFBT符号中发送的数据，是子带滤波矩阵，且 , 。在接收端，去CP后，经过频域均衡后，输出信号矢量可表示成(10)其中，是时域接收噪声矢量，其方差为。，且是第q个FDE子载波的信道频率响应，W是均衡系数矩阵，且。对于第子带的MMSE均衡，均衡系数可表示成(11)由附录A可知，解调任意IFBT符号的信干噪比是相同的，于是此处分析第一个IFBT符号，则DFT-S-GMC 频域解调后检测信号矢量为(12)根据附录B中的推导，DFT-S-GMC的SINR表达式为(13)而对于一发多收的情况，只要将式(11)中的均衡系数改为 (14)而且将附录B中式(B-3)改为(15)式(B-10)改为(16)以及式(B-14)中改为(17)其中，为发射天线到第r个接收天线之间的多径信道中第个频域均衡子载波的信道频率响应，而Nr为接收天线数目。其余分析方法与一发一收情况完全相同。4 性能仿真如表1所示，仿真采用3GPP-LTE系统参数4，每个DFT-S-GMC符号中复用的IFBT符号数目()为16。表1仿真参数系统参数取值采样频率/MHz信道模型信道均衡频域均衡点数信道估计编码编码块大小调制方式发射接收天线配置子带总数目占用子带数目原型滤波器原型滤波器长度原型滤波器上采样率5.6PB 3km/hMMSE 512理想Turbo码96bit (QPSK-1/2)QPSK,16QAM11,12281,8根升余弦滤波器39232图3比较了占用不同子带数目，采用从频域实现结构提出的SINR 性能分析方法，DFT-S-GMC在PB 3km/h信道9下对有效信噪比的误块（编码块）率与其在加性高斯白噪声（AWGN）信道下对信噪比的误块率性能。其中图3(a)是1个子带情况下一发一收的映射结果，而图3(b)则给出了占用8个子带，一发一收和一发两收在PB信道下与AWGN信道的性能映射曲线，而式(14)计算出的等效SINR为符号信噪比，在仿真中已把结果换算为比特信噪比。由图可知，利用本方法估计的DFT-S-GMC系统有效信干噪比，其多径信道下的性能曲线可以很好地匹配其在高斯白噪声信道下的性能曲线，两者的信噪比误差约为0.1dB左右。图3 1个子带和8个子带时DFT-S-GMC系统SINR性能5 结束语本文针对现有的DFT扩频的广义多载波系统(DFT-S-GMC)，提出一种基于频域收发机模型进行SINR的性能分析方法。该方法利用信道频率响应和噪声方差分析了单发单收以及单发多收的系统性能，并考虑了各个时域复用IFBT符号之间的干扰。仿真结果表明，基于该频域收发方案估计的有效信干噪比，DFT-S-GMC系统在多径信道下的性能可以很好地匹配其在高斯白噪声信道下的性能。附录A IFBT各符号信干噪比相等性质推导(A-1)又因为的周期特性，即，于是上式第一项数据项中(A-2)由上式可知该项与n不相关而对于噪声项，其协方差矩阵(A-3)从上式可知噪声方差与项也无关，则根据式(A-1)式(A-3)可得解调分析得到的信干噪比与n值不相关，即对于任一解调IFBT符号，信干噪比是相同的。附录B DFT-S-GMC ISNR表达式推导对于检测矢量(B-1)其中(B-2)其对角元素,(B-3) 在式 (B-1)中, 是循环矩阵，且第一列为等效信道冲击响应，所以(B-4) 其中,(B-5)此处假定发送信号为独立同分布且归一化为, (B-6)因此有用信号功率可表示成(B-7)而其中数据符号间干扰的平均功率为 (B-8)而式(B-1)中第二项即为其余IFBT符号对其的干扰，同理分析可得干扰平均功率为(B-9)其中(B-10)而对于噪声项 (B-11)其协方差矩阵为(B-12)其中(B-13)且,(B-14)根据DFT 性质, 是循环矩阵，且对角元素即为噪声方差。根据式(B-12)和式(B-13), 噪声方差可表示成 (B-15)参考文献：1GERANIOTIS E, SOROUSHNEJAD M, YANG W B. 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