双回路控制之单级双开关顺向式交-直流转换器的研制.doc

雙迴路控制之單級雙開關順向式交-直流轉換器的研製Design and Implementation of Two-loop Controlled Single-stage Double Forward AC-DC Converter5摘要本文旨於提出一新式雙電壓迴路調節脈寬調變控制策略，應用於單級雙開關順向型轉換器。本文首先探討各種具功因修正之單級交-直流轉換電路，並闡述各單級化技術及各技術之優缺點。接續，針對本文所提之控制策略加以說明，分析電路操作模式並設計一實際控制電路，此控制電路具簡單實用之特點。最後實作一雛型電路，印證本文所提之控制策略可行性。實作結果，於泛用輸入電壓下，可有效達到功率因數修正之目的，並可調節大電容電壓與輸出電壓皆能達到穩定調節之效果，本雛型電路之最高效率約85%。關鍵字：單級、功率因數修正、雙迴路脈寬調變控制。AbstractThis paper proposes a novel two-loop voltage regulation control, applied to single-stage high power factor AC-DC converter with a unity power factor forward converter. First, this paper presents a kind of single-stage AC-DC converter with PFC and feature of them. Then, the proposed control strategy and operating principle are discussed. This control strategy is very simple. Eventually, a prototype circuit is implemented to verify the feasibility of the proposed control strategy. Experimental results show high power factor with universal line input, output voltage and bus voltage regulation can be achieved. Maximum efficiency is up to 85%.Keywords: single-stage, power factor correction, two-loop PWM control.一、前言 目前最廣泛使用技術為切換式電源供應器，一般切換式電源供應器採用雙級電路架構，如圖一所示為切換式電源供應器內部方塊圖。此電路前級為功因修正交-直流轉換電路，使輸入電流追隨輸入電壓達到同相位，抑制諧波電流並使電流成無失真之弦波波型，而輸出為一直流大電容電壓Vbus。後級為直流-直流轉換電路，將大電容電壓轉換為輸出電壓VO，並調節負載使輸出為一固定直流電壓以及具備電氣隔離。而在最前端之濾波電路，是為了消除切換式電源供應器高頻切換所產生的電磁干擾(Electromagnetic interference, EMI)，使高頻雜訊無法傳送回市電系統，影響其他連接至市電的電子設備，另外亦可阻隔其他設備所產生之高頻雜訊干擾此電源供應器。1 近年來有許多文獻，針對電路簡化加以研究，將傳統雙級電路整合為單級電路，朝向縮小體積及降低成本之研究方向，許多單級式轉換器被提出。為了達到功率因數提高、抑制電流諧波，且又能有效調節負載，其中大部份朝向昇壓型前端整合返馳型或順向型轉換器，並搭配其相關技術以增加電路之實用性，其相關技術如下：BIFRED同步切換整合開關、充電幫泵 (Charge-pump)型、磁性元件耦合型單級轉換器、雙迴路控制型單級式轉換器。有關上述電路單級化方式說明於下：圖1 切換式電源供應器內部方塊示意圖A. BIFRED單級功因修正電源轉換器2圖2所示為BIFRED單級功因修正電源轉換電路2，藉由控制主開關S調節輸出電壓VO，然而儲能電容C上電壓VC，會由於負載變動以及輸入範圍變化，使得操作電壓改變，以及元件耐壓過高，且返馳型輸出同時存在變壓器上有較大的漏感，若無緩振電路吸收，將造成開關S及D需吸收較大突波能量。圖2 BIFRED電路B. 同步切換整合開關3圖3所示為單級單開關隔離式具功因修正之電能轉換電路 (SSIPP, S2IP2)3，藉由開關整合具有電路控制迴路及驅動電路簡化之特點，但亦由於僅針對輸出電壓進行調節，因此在輸入電壓範圍變化及負載變動下，會造成大電容上電壓值改變，造成元件上電壓應力問題，在設計上於大範圍條件變化下，其元件應力過高是一大課題。圖3 單級單開關隔離式具功因修正之電能轉換電路C. 單級充電幫泵(Charge-pump)型轉換器4圖4所示為單級單開關充電幫泵電能轉換電路4，充電幫泵技術於單級電路應用上其效率高為其特色，然其電路操作上會由於輸入電壓與負載範圍較廣情況下，其大電容上電壓將大幅變動，因此不適合操作於大範圍條件變化應用，且設計上較為複雜以及功因修正效果亦不佳。而由於輸入頻率一週期內，輸入瞬時電壓不同，其能量輸入亦大幅變化，於大電容上之電壓造成較大之市電頻率電壓漣波，使輸出端之低頻漣波提高。而共振電容Cr之釋能方式為瞬時兩電壓並聯連接方式，傳送能量，實務上共振電容需採用極低等效串聯電容ESR，然其動作方式亦大幅降低元件壽命造成電路可靠度不高。圖4 單級單開關充電泵浦電能轉換電路D. 單級磁性元件耦合型轉換器5圖5所示為單級單開關磁性元件耦合型電路5，其中磁性元件耦合技術亦稱為Input-Current-Shaper(ICS)，經由ICS技術之耦合效果，達到許多特點：能加速輸出響應、降低開關上耐壓以增廣輸入電壓範圍應用。然ICS亦使得輸入電流於輸入電壓零交越區間無輸入電流，使輸入電流含有較高奇次諧波，電流諧波失真較嚴重。圖5 單級單開關磁性元件耦合型電能轉換電路E. 單級雙迴路控制型轉換器6圖6及圖7所示為單級雙迴路控制型轉換電路及主要波形圖6，電路中兩開關為同步觸發導通，但導通週期不同，藉以個別獨立調節大電容電壓與輸出電壓之功效，避免傳統單級單開關電能轉換電路，在輸入電壓範圍過大與負載變動下，由於僅針對輸出電壓迴路調節，使大電容及開關上應力過高情形產生。此電路之雙迴路調節方式，是利用一切換週期時間內，首先為輸出電壓調節責任週期，結束後接續功因修正之大電容電壓調節責任區間，兩組責任週期，獨立調節輸出與大電容電壓。其接續型責任週期分佈，將使在一切換週期內可調節之時間範圍縮小，意即轉換器之控制調節範圍較窄小。且控制電路較為複雜，使電路在設計難度較為高，電路體積較為龐大。此電路之功因修正電路操作，在低輸入電壓下，無法達到傳統不連續導通模式功因修正控制，使電路於越低輸入電壓操作下，功因修正效果越低落。圖6 單級雙迴路控制型電能轉換電路圖7 單級雙迴路控制型電能轉換電路之主要波形圖三、控制策略與單級雙開關順向型轉換器圖8所示為本文所採用之單位功因順向型轉換器電路7 ，單位功因順向型轉換器電路可視為兩組轉換器所串接整合而成。前端轉換器為昇壓型電能轉換器，其電感Lpfc電流操作於不連續導通模式，藉由不連續導通模式提高功率因數並抑制諧波，而此轉換器控制元件為開關S1，藉由控制開關S1責任週期DPFC，調節大電容電壓Vbus。後端轉換器為雙開關順向型電能轉換器，順向型電能轉換器具有電氣隔離效果，而轉換器之控制元件為開關S1與S2，藉由控制開關S1與S2同時導通之責任週期DFW，調節輸出電壓Vo。由於兩組轉換器整合為單級，共用開關S1，因此開關S1之責任週期不可小於S2，以防止雙開關順向型電能轉換器產生電路誤動作，而昇壓型轉換器之二極體與雙開關順向型電能轉換器之去磁二極體，亦整合為一二極體DDM1。圖8 單位功因順向型轉換器電路為了簡化電路穩態分析，將電路簡化成圖9本文分析簡化電路圖，包含兩個功率晶體S1、S2，四個二極體DDM1、DDM2、DO1、DO2，兩個電感Lpfc、LO，一組變壓器TFW，兩個電容Cbus、CO，負載電阻RO。由於電路中變壓器為單向操作，分析上需考慮變壓器飽和問題，為有效說明去磁功能，加入變壓器內激磁電感LM。電路符號標示如下：|Vin|： 整流弦波輸入電壓ipfc： 輸入功因修正電感電流Vbus： 直流大電容Cbus上電壓VO： 輸出電容CO上電壓iS1、iS2： 流經開關S1與開關S2上電流iDM1、iDM2：流經二極體DDM1與DDM2上電流iLM：變壓器TFW內磁化電感LM之電流iLo：輸出電感LO之電流圖9單位功因順向型轉換器分析簡化圖電路穩態分析之各項假設：l 功率開關、二極體皆為理想元件l 開關切換頻率fs遠高於市電頻率，|Vin|可視為一定值l CO與Cbus容值夠大，Vbus 、VO可視為固定電壓l 變壓器TFW為一理想變壓器，僅考慮激磁電感LM將電路分為五個動作模式，圖10為本文電路之主要波形圖，其詳細動作原理說明如下所述。圖10 本文電路之主要波形圖模式I （t0 t1）：圖11為模式I之電流路徑圖，在t t0時， S1、S2與D01導通，D02截止。Lpfc跨壓為|Vin|，ipfc線性增加。LM跨壓為Vbus，iLM線性增加。LO跨壓為(VsecVO)，iLo線性增加。Vbus藉由變壓器耦合至二次側提供LM、CO與負載能量。此模式下iLpfc、iLo、iS2與iS1數學表示式如下：(3.1)(3.2)(3.3)(3.4)在t t1時，S2截止，模式I結束，進入下一個模式。圖11 本文電路之模式I電流路徑圖模式II（t1 t2）：圖12為模式II之電流路徑圖，在t t1時，S2與D01截止， D02、DDM2導通。Lpfc上跨壓為|Vin|，ipfc線性增加。LM跨壓為零，使iLm為一固定電流，成飛輪(Freewheeling)狀態。LO跨壓為VO， iLo線性減少，釋能至輸出電容及負載。iS1為iLm與Lpfc兩股電流加總，此模式下iLo與iS1數學表示式如下：(3.5)(3.6)在t t2時，S1截止，模式II結束，進入下一個模式。圖12 本文電路之模式II電流路徑圖模式III（t2 t3）：圖13為模式III之電流路徑圖，在t t2時， S1截止， DDM1導通。Lpfc上跨壓為(|Vin|Vbus)， ipfc線性減少，釋能至大電容。LM跨壓為Vbus， iLM線性減少，釋能回大電容。LO跨壓為VO， iLo線性減少，釋能至輸出電容及負載。此模式下iLpfc、iDM1與iDM2數學表示式如下：(3.7)(3.8)(3.9)在t t3時， iLm降至零時，模式III結束，進入下一個模式。圖13 本文電路之模式III電流路徑圖模式IV（t3 t4）：圖14為模式IV之電流路徑圖，在t t3時，DDM2截止。Lpfc跨壓為(|Vin|Vbus)，ipfc線性減少。LO跨壓為VO， iLo線性減少，釋能至輸出電容及負載。此模式下iDM1電流數學表示式如下:(3.10)在t t4時， ipfc降至為零時，模式IV結束，進入下一個模式。圖14 本文電路之模式IV電流路徑圖模式V （t4 t5）：圖15為模式V之電流路徑圖，在t t4時， DDM1截止。此時一次側電路上所有迴路電流皆為零，僅有二次側iLo電流路徑存在，且由LO持續對RL與CO供給能量。S1、S2觸發為導通，模式V結束。圖15 本文電路之模式V電流路徑圖 控制策略本文電路具有兩開關，而藉由兩開關不同責任週期各自獨立調節大電容電壓與輸出電壓，因此需要兩組控制迴路，且兩組控制迴路須具備同步時脈訊號觸發導通，以符合本文預期之動作模式。如圖16所示為本文之控制方塊圖，具有兩組控制迴路輸出兩組脈寬調變訊號，順向型迴路為電流模式控制，昇壓型迴路為電壓模式控制，並利用同步觸發時脈達到同時導通。圖16 本文之控制策略方塊圖圖17所示同步觸發導通訊號及電壓模式電路8，利用兩顆UC3843控制IC之振盪週期信號腳RT/CT，相連結由共同振盪週期電阻RT與振盪週期電容CT所決定兩顆IC之共同操作頻率，並且兩IC 相同，觸發電位一樣，達到兩開關同時觸發導通。而功因修正昇壓型轉換器之電壓模式脈波寬度調節電路，將RT/CT信號經由基極電阻RB連接至一顆NPN雙接面場效電晶體(BJT)QST之基極，而集極連接至精準參考電壓VREF，射極連結至射極電阻RE再接至地電位腳GND，而在RE上將產生鋸齒波電壓波形，利用此鋸齒波電壓供給昇壓型控制迴路之電流偵測腳CS，達到電壓模式脈波寬度調節電路。圖17 同步觸發導通訊號及電壓模式連接電路四、電路實測波形結果表一為本文實測電路之元件參數表。表一 本文電路實測元件表元件名稱符號廠家 型號(數值)兩組主開關S1、S2IXY IXFR27N80Q去磁二極體DDM1、DDM2NXP BYR29-600輸出二極體DO1、DO2LT MBRF20200CT功因修正電感Lpfc196 H大電容Cbus500V/ 68F(250V/68F 4)隔離變壓器匝數比n0.385 (15T：39T)輸出電感LO24.5 H輸出電容CO3300 F/ 35 Vt 最低輸入電壓 90 Vac圖18所示為交流電壓90Vac輸入，於33%負載、66%負載、滿載情況下，輸入電壓Vin與輸入電流iin波形以及功因修正電感電流ipfc波形。輸入電流在三種負載條件下，皆具有良好之功因修正效果，於66%負載與滿載下輸入電流僅有些許振盪，但亦是穩定操作。而功因電感電流於滿載操作下，會進入淺層連續導通電流操作模式，然輸入電流波形並無嚴重畸變失真，造成功因修正效果變差。圖18 90Vac之條件下Vin與iin及ipfc波型圖t 最高輸入電壓 264 Vac圖19所示為交流電壓264Vac輸入，於33%負載、66%負載、滿載情況下，輸入電壓Vin與輸入電流iin波形以及功因修正電感電流ipfc波形。輸入電流在三種負載條件下，皆具有良好之功因修正效果，且穩定操作，僅於33%負載下，輸入電流相位明顯超前輸入電壓。而功因電感電流於滿載操作下，皆穩定操作於不連續導通電流模式。圖19 264之條件下Vin與iin及ipfc波型圖t 同步開關訊號與電流模式訊號圖20所示為兩開關S1與S2之閘極訊號以及順向型控制迴路之電流偵測訊號VCS_FW。兩組開關訊號，由圖中可看出開關訊號為同切換頻率，且為同步導通訊號，以及順向型控制迴路之電流偵測訊號(未濾波前)，作為電流模式脈寬調變操作訊號。圖20 Vgs_S1與Vgs_S2及VCS_FW波形t 量測數據結果表二與表三為本文製作之雛形電路實測數據結果，功率因數修正皆能提高功因達到0.94以上。總電流諧波失真於高電壓輸入範圍，有明顯偏高情況，但亦能有效抑制低於35%。而整體效率除了20%負載條件，皆超過75%，最高約達85%。而大電容電壓與輸出皆可穩定調節於450V與24V，輸出電壓僅偏移0.28V( 3%)。由實測結果中，可印證本文所提之雙迴路脈寬調變控制策略，應用於單位功因順向型轉換器整合成雙迴路脈寬調變之單級高功因交-直流轉換器，可達到預期之功率因數修正效果。由實測波形中印證，有效趨使輸入電流追隨輸入電壓，同相位並有效抑制電流諧波，提高功因。而雙迴路控制，於泛用電壓與所有負載條件下，可有效調節大電容電壓與輸出電壓。五、結論本文針對由昇壓型與雙開關順向型轉換器整合而成之單級高功因交-直流轉換電路，提出一新式雙電壓迴路調節脈寬調變控制策略。而文中之電路分析與闡述控制策略，並說明控制電路設計，最後實際製作一雛型電路泛用電壓90Vac264Vac輸入，輸出24Vdc/200W，印證本文之控制策略以及實際測試雛型電路效能。而實測結果顯示本文雙迴路控制，可使輸出電壓與大電容電壓皆能達到預期之穩定調節。輸入電流藉由功因修正，PF可達到0.945以上。而整體效率除20%負載以外，低壓輸入範圍皆達77%以上，高壓輸入範圍皆達81%以上，於264Vac輸入滿載情況下，可達到最高效率約85%。表二 低電壓範圍輸入不同負載條件下之各項量測數據90VacLoadPin(W)PFTHDi(%)VbusVbusVOPO(W)(%)20%62.90.9985.24502.923.734063.6340%103.90.9985.64504.723.788077.0360%155.10.9986.14507.023.7312077.3880%202.90.9986.54509.323.7316078.86Full251.80.9986.145011.423.7220079.43110VacLoadPin(W)PFTHDi(%)VbusVbusVOPO(W)(%)20%62.930.9977.44503.023.734063.5640%102.70.9976.94504.823.728077.9160%153.30.9977.74507.123.7512078.2980%201.70.9977.94509.323.7316079.33Full246.70.9978.745011.623.7220081.07表三 高電壓範圍輸入不同負載條件下之各項量測數據220VacLoadPin(W)PFTHDi(%)VbusVbuVOPO(W)(%)20%62.40.97119.94503.223.734064.1440%98.50.97421.34505.523.768081.2660%146.80.97421.84508.023.7412081.7480%191.90.97522.045010.723.7316083.4Full236.20.97522.445013.223.7520084.67264VacLoadPin(W)PFTHDi(%)VbusVbusVOPO(W)(%)20%61.90.94528.94504.123.734064.6240%97.40.94232.74506.023.748082.1460%146.10.94532.54508.323.7512082.1480%192.00.94732.645011.723.7316083.33Full236.20.94533.845014.323.7520084.67參考文獻1 N. 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