交流电动机传动用电压源逆变器损耗的分析.doc

交流电动机传动用电压源逆变器损耗的分析工业变频器/电压源逆变器/功率器件功耗/调制算法1 引言 三相交流供电的工业变频器在各行各业都得到了广泛的应用，带来了巨大的经济效益和社会效益，变频调速技术始终是电力电子变换技术的一个重要方面。变频器设计涉及多个重要方面，其中包含散热处理，散热处理的好坏直接影响着安全运行。由于实际采用的功率开关器件并非理想器件，必然存在着通态损耗和开关损耗，引起器件发热，因此变频器设计时必须考虑功率损耗的存在，以便设计合理的散热技术，减少热处理成本和提高运行可靠性。目前工业变频器功率开关阵列包括整流器和逆变器，前者包括二极管整流器、电压源整流器和电流源整流器，后者主要包括电压源逆变器。决定整流器损耗大小因素非常多：整流器型式、输入功率因数、调制算法、负载轻重和甚至电路参数设置等因素，决定逆变器损耗大小因素非常多：逆变器型式、输出功率因数、调制算法、负载轻重等因素。本文在分析几种常用调制算法基础上，推导出几种逆变器调制策略功率损耗的计算公式，进行仿真分析，并以22kW工业变频器为例进行初步模拟计算。2 电压源逆变器功率损耗的分析 功能最全面的、三相交流供电的交直交变频器的功率电路如图1所示，图1中发热开关器件主要包括不控整流桥二极管、制动器IGBT、和逆变器IGBT和续流二极管FWD。整流桥的损耗与二极管的导通角、通过电流波形、负载大小、二极管的开关特性、电解电容容量等因素有关，逆变器的损耗与负载大小、负载特性、IGBT与续流二极管的开关特性、开关频率和调制算法等因素有关。鉴于整流桥的损耗为不可控，因此本文只关心逆变器的损耗。分析时忽略输出LC滤波器存在，认为逆变器输出交流电流为正弦波型。忽略断态损耗后，IGBT的损耗主要包括通态损耗、开通损耗、关断损耗。续流二极管的损耗主要包括通态损耗、关断损耗。图1 三相不控整流器-电压源逆变器-异步电动机传统系统 此外，还有IGBT的驱动损耗。驱动损耗计算公式为 =(+Ugs)+(-Ugs)Qgfc（1） 式中Qg表示全部栅极电荷，可以查阅IGBT参数，fc表示开关频率，+Ugs表示开通驱动电压，-Ugs表示关断驱动电压。 异步电动机变频调速用电压源逆变器的调制算法大体分两类： （1）输出相电压调制PWM算法，包括SPWM、谐波注入PWM、损耗最小PWM和等效SVPWM； （2）输出线电压调制PWM，包括采用零矢量SVPWM和共模电压抑制SVPWM。2.1 SPWM时逆变器功率损耗 对于SPWM调制算法，给定初相为零的三相期望输出相电压幅值为1的目标函数为 （2） 三相目标函数为正弦波型，其中一相目标函数波形如图2所示。图2 SPWM调制的目标函数 假设电压源逆变器-电动机传动系统工作在正常的电动状态，电动机定子电流为正弦波型，负载角即电动机定子侧功率因数角为，根据逆变器的IGBT调制原理及其反并联续流二极管的续流过程跨越时间各占半个电动机输入周期，脉冲宽度按照正弦半波规律分布，如图3所示。图3 SPWM调制时逆变器相关波形 图3中由上到下波形分别为：IGBT S1、IGBT S4、FWD1、FWD4、负载电流、IGBT S1驱动脉冲、U相目标函数。可以推导出每只IGBT的通态平均功耗为： （3） 其中，积分上下限为0，p，Ipsinot表示电动机定子正弦电流，Ip代表电动机定子正弦电流峰值，Vce(sat)(Ipsint)表示电动机定子正弦电流时IGBT的饱和压降，即通态电压， 1+msin(ot+)/2表示驱动脉冲的占空比，m代表驱动脉冲的调制度，o代表电动机基波电压角频率。不同负载电流时所引起的饱和压降，查阅相应曲线。功率因数角为决定于定子侧的输入频率。 可以推导出每只FWD的通态平均功耗为： （4） 其中，积分上下限为，2，-Ipsinot表示正的电动机定子正弦电流， Vec(-Ipsinot)表示电动机定子正弦电流时FWD的饱和压降。不同负载电流时所引起的饱和压降，查阅相应曲线。 可以推导出每只IGBT的开关平均功耗为： （5） 其中，积分上下限为0，Eon(Ipsinot)表示不同电动机正弦电流瞬时值时的开通能量， Eoff(Ipsinot)表示不同电动机正弦电流瞬时值时的关断能量，fc代表载波频率，即开关频率。不同负载电流时所需的开关平均能量，查阅相应曲线。可以推导出每只FWD的开关平均功耗为： （6） 其中，积分上下限为，2，Eerr(Iepsinot)表示不同电动机正弦电流瞬时值时FWD的反向回复能量。不同负载电流时所需的恢复能量，查阅相应曲线。 上述公式也适合于同步异步电动机传动，当采取输入功率因数为1的控制方式时，需要设置=0。2.2 谐波注入PWM逆变器功率损耗 谐波注入PWM一般指三次谐波注入PWM，因为三次谐波电压的频率低，便于微处理器和模拟电路处理，可以分为谐波电压幅值为基波电压1/6和1/9幅值的鞍形PWM和准梯形PWM两种，同样基波电压调制度情况下，电压利用率分别提升和9/8。从目标函数构成可以看到，三次谐波注入PWM的直流电压利用率高于一般SPWM时的情况。 对于三次谐波注入鞍形PWM调制算法，给定初相为零的三相期望输出相电压幅值为1的目标函数为 (7) 三相目标函数为正弦波型，其中一相目标函数波形如图4所示。图4 谐波注入（鞍形波）PWM目标函数图5 谐波注入（梯形波）PWM目标函数图6 谐波注入(鞍形波) PWM调制时逆变器相关波形 谐波注入（鞍形波）PWM调制算法逆变器相关波形如图6所示。 可以推导出每只IGBT的通态平均功耗为 （8） 可以推导出每只FWD的通态平均功耗为： （9） 可以推导出每只IGBT的开关平均功耗为： （10） 可以推导出每只FWD的开关平均功耗为： （11） 对于三次谐波注入准梯形PWM调制算法，给定初相为零的三相期望输出相电压幅值为8/9的目标函数为 （12） 这种情况下，逆变器开关器件损耗计算公式与谐波注入（鞍形波）PWM调制算法逆变器的相应公式相似，只需将有关谐波项的幅值改为由1/6改为1/9。2.3 损耗最小PWM逆变器功率损耗 对于开关损耗最小PWM调制算法，给定初相为零的三相期望输出相电压的目标函数（即为实际输出相电压波形）为 （13）式中 （14） 按照区间给出幅值为1的三相目标函数为 (15-1) (15-2) (15-3)采用双极性损耗最小PWM调制方式，可以大大降低IGBT的开关次数和导通时间，减少开关损耗和通态损耗，每个功率开关的开关次数减少了三分之一。开关损耗减少三分之一，意味着三分之一的期望输出周期的输出电压不受死区影响。与谐波注入鞍形波PWM调制算法相同，同样调制度情况下，相比SPWM调制算法，其电压利用率提升到。三相目标函数为非正弦波型，其中一相目标函数波形如图7所示。图7 损耗最小PWM的一相目标函数波形 损耗最小PWM是一种基于获得正弦对称输出线电压的PWM控制方法，在此采用双极性调制，载波三角波大于零，得到的任意桥臂上下开关的驱动脉冲信号如图8所示。图8 损耗最小PWM的驱动脉冲信号 由于损耗最小PWM调制的目标函数不对称，上桥臂三只IGBT和三只FWD的平均功耗分别相同，下桥臂三只IGBT和三只FWD的平均功耗分别相同，同一桥臂二只IGBT和二只FWD的平均功耗不同。对于损耗最小PWM调制，功率因数角只能落在第一段的分段函数的后90范围内。损耗最小PWM调制算法逆变器相关波形如图9所示。图9 损耗最小PWM调制算法逆变器相关波形 可以推导出IGBT S1、IGBT S4的通态平均功耗分别为： (16) (17) 可以推导出续流二极管FWD1、FWD4的通态平均功耗分别为： (18) (19) 可以推导出IGBT S1、IGBT S4的开关平均功耗分别为： (20) (21) 可以推导出续流二极管FWD1、FWD4的开关平均功耗分别为： (22) (23)2.4 SVPWM时逆变器功率损耗2.4.1 等效SVPWM时功率损耗图10 等效SVPWM的目标函数构造1图11 等效SVPWM的目标函数构造2图12 等效SVPWM调制算法逆变器相关波形(30)图14 常规SVPWM调制算法逆变器相关波形 等效SVPWM调制算法与常规SVPWM调制算法的外部特性相同，但是具体的实现方法有所差别。常规SVPWM调制算法选择不同的段数、不同的非零时矢量安排，器件的脉冲模式、输出线电压的波形有所不同。比如只选择下桥臂三个IGBT导通的零矢量时，所得逆变器相关波形与损耗最小PWM时的相同，逆变器相关波形如图14所示，器件损耗可以参考损耗最小PWM时的相关公式。图15 输出线电压空间矢量合成 对于常规SVPWM调制算法，用来合成输出线电压空间矢量的6个非零矢量和2个零矢量在平面的分布见图15。在不同的扇区用来合成实际输出线电压空间矢量的两个非零矢量和零矢量是不同的，采用包围该区间的两个非零矢量和一个或两个合适的零矢量，具体见表1和表2。 当常规SVPWM调制算法采用标准的8段法时，所得逆变器相关波形与等效SVPWM时的相同，逆变器相关波形如图14和图15所示，器件损耗可以参考等效SVPWM时的相关公式。2.4.3 共模电压抑制SVPWM时功率损耗 由于零矢量的使用会使得共模电压幅值过高，为了降低共模电压幅值，可以采用不用零矢量的SVPWM，根据扇区的变化，利用一组合适的非零矢量代替零矢量作用时间，不影响线电压空间矢量的合成。一种最佳的方法是：当线电压空间矢量旋转到某一扇区，利用该扇区的两个相邻的、相互垂直的非零矢量来代替零矢量的作用，仍然可以采用传统的8段法，不影响PWM发生程序编制，如图15所示。逆变器相关波形如图16所示，器件损耗可以参考等效SVPWM时的相关公式。3 逆变器功耗的模拟计算 以22kW电压源逆变器为例计算功耗，选择IGBT模块BSM100GB120DN2和普通SPWM算法。查得：Qg型值为1.1C。壳温80时该模块最大直流集电极电流额定值为100A，壳温80时该值为200A。门极驱动电压为+15V时，结温为25与125时IGBT集电极电流Ic与导通电压Vce的关系曲线见图17，结温为25与125时续流二极管FWD正向电流IF与正向电压VF的关系曲线见图18，结温为125时IGBT、FWD的开关损耗与Ic的关系曲线见图19。根据式1、2、3、4和5、图17、18、和19中相关曲线计算IGBT、FWD的驱动损耗、导通损耗和开关损耗。鉴于计算过程较为复杂，本文不再给出具体计算结果。图16 共模电压抑制SVPWM调制算法逆变器相关波形图17 IGBT的Ic与Vce的关系曲线 图18 续流二极管FWD的IF与VF的关系曲线图19 IGBT、FWD的开关损耗与Ic的关系曲线4 结束语 工业变频器中逆变器的功率损耗的大小决定