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48.小灵通基站的开关电源设计,毕业设计

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物理与信息工程学院毕业设计（论文）开题报告表 信息与通信工程 系 通信工程 专业 2002 级 时间： 2006.03.20 课题名称 小灵通基站的开关电源设计 指导老师 叶宇煌 学生姓名 成大业 课题类型 工程设计 进行方式 真题习作 结合情况 科研 承续类型 新题目 课题简介 （基本内容及意义） 课题内容：设计一个开关电源适配器，将 输入 90-270V、 50/60HZ的交流电转换成 27V、 3A 的直流电，提供给小灵通基站供电。 课题意义：开关电源由脉冲宽度调制（ PWM）控制 IC 和 MOSFET 构成，它和线性电源相比有功耗小、效率高、体积小、重量轻、输入范围宽的优点。此次设计的电源有能应用在小灵通基站上的现实意义。 初步方案 首先了解个元器件和芯片的作用，查找 有关设计电源书籍；然后开始设计开关电路原理图，在此期间要学会并应用 orcad 等软件；接着对设计的电路图进行布板，在布板时要用到 power pcb 等软件；布板完成后要对电路进行测试和调整，直至能够达到各项指标；最后是对设计全过程进行整理，完成毕业设计论文。 预计存在的问题及解决方法 在设计电源电路时要考虑到由于外部变化，电路会出现短路，欠压，过压，过流等； 所设计电路应具 有电网掉电检测功能 ；由于之前未学过powerpcb 布板软件 ,在进行布板具体操作时会遇到些问题，布板时还要考虑元 器件的散热，电磁兼容性等问题。 教研室 意见 院教学指导委员会意见 nts 本科生毕业设计（论文）任务书 2006 年 03 月 20 日至 2006 年 06 月 10 日 题 目： 小灵 通基站的开关电源设计 姓 名： 成大业 学 号： 1002556 学 院： 物理与信息工程学院 专 业： 通信工程 年 级： 2002级 指导教师： （签名） 系主任（或教研室主任）： （签章） nts设 计 （ 论 文 ） 任 务 （包括原始数据、技术要求、工作要求） 任务内容： 设计一个 小灵通基站的开关电源适配器 ，使它将 90-270V、 50/60HZ 交流电输入转换为 27V、 3A 的直流电输出，电源电路还应满足下面的要求 ： 1 输入： 90-265VAC/50-60Hz, 2A 2 输出： 27V/3A 3 效率： 85% 4 过压保护，短路保护，过流保护 5 符合 安全性、电磁干扰和电磁兼容的要求 7 具有电网掉电保护功能 6 当调整负载时使输出电流超过最大电流点后电源进入间歇工作，要恢复正常工作，输出电流必须调整到小于最大电流点以下 7 漏电流： 3.5mA 工作要求：要做毕业设计日记，每周向导师汇报毕业设计的进度情况。 nts毕业设计（论文）的主要内容 1、 收集开关电源的资料，并认真研究 。（ 3 月 20 号 3 月 31 号） 2、 学习各元器件的作用和用法 。（ 4 月 1 号 4 月 10 号） 3、 设计原理框图 。（ 4 月 11 号 4 月 20 号 ） 4、 设计开关电源电路，绘制电路图 。（ 4 月 21 号 5 月 10 号） 5、 将设计好的开关电源电路进行布板 。（ 5 月 11 号 5 月 20 号） 6、进行 开关电源电路 测试。（ 5 月 21 号 5 月 31 号） 7、撰写毕业设计论文。（ 6 月 结束） nts毕业设计（论文）任务更改记录 更 改 原 因 更 改 内 容 主要参考文献 1 张占松开关电源原理与设计 ，北京： 电子工业出版社 ， 1995.10. 2.杨旭 开关电源技术 ，北京： 机械工业出版社 ， 1996.10 3 康华光 电子技术基础 ：模拟部分 ， 北京 ： 高等教育出版社 ， 1997.10 4 谢嘉奎 电子线路：线性部分 ， 北京 ： 高等教育出版社 ， 1994.10. 5 张建生 . 现代仪器电源 ， 北京：科学出版社， 2005.7. 6 赵效敏 . 开关电源的设计与应用 ， 上海 :上海科学普及出版社 ,1995.1. 7 叶慧贞 .开关稳压电源 .北京 :国防工业出版社 ,1990.10. 8 刘鹏程 ,邱扬 .电磁兼容原理及技术 .北京 :高等教育出版社 ,1993.9 9 George Chyssis.Switching power supplies.NEW YORK:Hemisphere Publishing Corporation,1984.9. nts 10 Deisch C W. Simple Switching Control Power.IEEE Transactions on Power Electronics, 1986: 167 nts nts福 州 大 学 物 理 与 信 息 工 程 学 院 产学研联合指导毕业设计工作申请表 今年我院实施产学研联合指导毕业设计工作，由用人单位立 题、指定专人负责指导，并试用毕业生，校方积极配合。现请用人单位填写下表。 福州大学物理与信息工程学院 年 月 日 学生姓名： 学号： 专业： 联系电话： E-mail： 用人单位名称： 通讯地址： 邮编： 负责人姓名： 联系电话： 单位提供课题名称： 单位提供导师简介表： 姓名 学历 职务 职称 所学专业 现从事专业 校内导师 单位导师 用人单位负责人签字： 用人单位盖章： nts智能开关电源（ IPS）：基本特点和保护 作者： By X. de Frutos and A. Mathur 摘自： 美国 加利福尼亚州 萨古墩市 肯萨斯街 233号 序言 为不同负载选择只能开关电源 电流和温度保护 动态箝位模式 关于高输入电源的保护电路 智能开关电源是 IR 的高压和低压保护电源场效应管。智能开关电源设计是设计出象几种特殊状态下的安全普通超负载状态。在这样的智能开关电源设计中，我们注意的是智能开关提供的基 本但重要的保护特性。开始，我们将主要考虑不同负载和在这样的注意下怎样选择一个智能开关电源。 1 为不同的负载选择智能开关电源 1-1 灯泡 图 1a显示，灯泡的涌入电流能超过额定电流的 10倍。因此，智能开关电源的限流特性是首选的。设定电流限制值需要在电能损耗（线性）和保护级别做一个平衡。开始为限制时间设一个 6倍于正常电流的近似值。重要的是保证连接温度不要超过保护限制温度（图 1c）。通过测试找出一个符合最高温度和保护限制温度的安全值（标 ）。如果需要可以精确温度线可以求出来。 1-2 电感负载 在过流关闭或者电 流限制特性下智能开关电源能有效保护电感负载。在设计电感负载周边时要想到几点。首先，对于机电设备（电阀，继电器，等），内部空间引起的涌入尖峰电流不会引起输入输出设备关闭。第二，在最差的情况必须保证电流和温度不会超过极限保护要求。第三，动态钳位作用（在第三部描述到）也必须考虑到。然而，对于首个规则逼近，使用显示在数据表中的基于负载电感的最大电流曲线。（在 IPS511中的图 10是这种图形的一个例子） 1-3 负载电阻 智能开关电源用过流关闭或者电流限制保护负载电阻。最初的设计近似值来自数据表推荐运行模式电流对 接点温度的限制，（例如在数据表 IPS511图 13）。然后求出电流和温度在最差条件下的数值，确保他们在保护限制之内，从而改变设计。 nts 图 1：灯泡涌入电流 （ a）电流波形（ b）电压波形（ c）温度波形 2.过流和过温保护 在很多应用中，额外保护电流要求满足终端系统的安全性和可靠性。两个最普通也是最重要的问题是过流和过温。 IR的智能开关设计解决了这个两个基本问题。 2-1过流关闭（ OI） 过流关闭的基本前提是已知的，当电流超过电流关闭限制时，开关会关闭。过流有两种可能的模式。一种是由在恒量输入下负载短路造成的。 另一种过流模式是当负载短路时开关打开。图 2b是这种过流关闭。关闭时间可以从电流对时间的曲线求出。例如在图 2a 曲线 2中，关闭时间（电流升高和回落这段时间）大概是 14微秒，然而在图 2b是 11微秒。（电流关闭时间是与电流最大值，内部延迟和 di/dt斜率有关）。记录动态钳位在短路后电压显著升高。 重置 IC，为最小重置时间控制低电压输入，详细说明在保护特性数据表中。 nts （ a）负载短路波形（低端智能开关电源） （ b）开路波形 图 2：过流关闭 2-2电流限制 在电流限制保护类型中， IC不断地检测漏电流。当 漏电流达到限制值时，内部电流循环在线性下驱动 MOS管。然而，这种保护类型在两种可能的过流模式下起不同作用。第一种情况下，在工作状态下负载短路处，电流限制保护前会有一个急剧的电流峰值。然而，第二种情况下（漏电流短路时打开开关），限制非常容易。就像图 2b，没有急剧的电流阻止。然而，两种情况下的响应时间保持瞬间电流在 MoS管的安全范围。电流保护是持续不便的，直到过温保护开始。 （ a）负载短路波形 （ b）负载开路波形 图 3：电流限制保护 2-3 过温保护 过温保护是 防止减慢电流增加的最后一道防线，例如在过载时。就像名字说的，当接点温度超过关闭温度限制时，开关被关闭。实际上，这种保护类型导致开关打开。重新设定智能开关电源，为最短重置时间保持低电压输入。时间重置（在数据表中的保护特性栏）。当装置自动再启动（有磁滞现象），将在接点温度回落到它的重置值前保持稳定（在 158度）。 过温保护设计中要注意的： -过温关闭是一种保护。不要把它用做功能极限（无论是做为热量振荡器或其他的）。如果nts做为极限，接点温度将一直停留在 160度，减少开关电源的使用寿命。 -动态箝位不考虑温度保护。 在动态箝位和反偏压模式下没办法中止电流。 -在一定情况下（例如开关在高频段短路），会发生能量流失。看在高频时的设计技巧（ 99-5第三部分）。 2-4 设计过流和过温保护的重要事项 保护响应时间对电流（电流对时间曲线）显示了智能开关电源的一般保护特性（例如数据表 IPS021图 14）。图 4代表性的电流对时间曲线显示过流保护占优势的区域过温保护也发生。当设计负载周围电流通路时，有两个重点要记住。第一，通道的电流量应该一直比曲线显示的高，这样电流通路不会在过流保护失效前烧坏。第二，负载电流量应该一直比曲线显示的低，这样避免了过流保护错误的启动。 保护响应时间（ ms） 图 4：智能开关电源的保护特性 3动态箝位模式 3-1 动态箝位的作用 避免感应负载消耗额外的能量。本来储存能量（ .L.I）将被场效应管消耗。消耗不是在 Rds,而是在消耗能量等级和感应支路箝位的布置。电压箝位的功能是延长从负载重新导通到电流回零的时间。电压箝位的值越高能分压的越快。相比较，传统的方法消耗能量快（就象续流二极管，稳压二极管和场效应管一样），动态箝位提供最高效率把能量储存到感应器。因此，动态箝位特性完整的用在智能开关电源设计中。 3-2 动态箝位理论 nts动态箝位特性如图 5。场效应管在电压 稳压二极管电压 +续流二极管电压 +场效应管开端电压时场效应管被截至。两个大电阻和场效应管在电流通路中帮助散热。（注意，在动态箝位 模式下 FET是线性或高阻抗模式）负载在动态箝位下磁能消耗很快，因为负载中的储存能量在大电压差下消耗 电源电压 -箝位电压 。电压差越大，磁能消耗越快。 智能开关电源在动态箝位消耗的能量是箝位电压 x Ids(t)dt。因此 ，需要注意的是，在动态箝位次序中，设计比负载消耗更多的能量。（电流流过负载和智能开关电源是一致的，但是电压通过智能开关电源会比电压通过负载高）。智能开关电源消耗的总能量可以用公式来计算： EIPS = (.L.I). (Vclamp / (Vclamp - Vcc) 每个智能开关电源所允 许的最大电感负载可以从图电流 箝位对电感负载（在数据表 IPS021L图 15估计出来） 图 5：动态箝位电路 3-3 动态箝位模式下的散热 场效应管在动态箝位下的接点温度升高是因为 FET工作在线性模式下。当需要时， Tj能求出来如下： 感应负载电流的 di/dt: di/dt=Vcc-Vcl/L 箝位时间： Tcl=Iclamp/ di/dt 箝位平均电流： Icl avg=Iclamp/2 箝位下的功率损耗： Pcl=Vcl*Icl avg 接点升高温度： DTj=Pcl*Rth(for Tcl) 注意：负 载感应系数 H 电压 V 和电流 A 电阻与阻抗的瞬时热量变化在时间上相关。（看瞬时热量阻抗 nts对时间的变化曲线图。） 3-4 高低压智能开关电源的动态箝位 上面的讨论（和图 5）用低压开关结构。高压智能开关电源设计工作相似。高压开关以电源电压为中心，它的能量消耗在箝位下逐渐降低。图 5a和 6b显示了高压和低压开关的动态箝位波形。 对于低压开关，箝位返回路径包括输入点。在输入处增加电阻器能限制反向电流。智能开关电源在输入箝位循环时能短路负载。图 6：箝位波形（ a）低端开关 （ b）高端开关 4.高电压输入的只能开关电源保护电路 nts电源电压高压输入智能开关电源和一般的高压输入智能开关电源不同在输入点取决电源电压点。电源高压输入智能开关电源一般用在自动推进情况下，因此，需要额外的保护电路如图 7，组成部分有： （ a） 肖特基二极管（额定低电流），是在电源反向情况下避免在芯片出输出反向电压。 （ b） 齐纳二极管，是保护输入避免电压过大。 （ c） 电阻器，是限制二极管电流。电阻器的最大值可以计算出来： Vcc min是 Vcc工作的最小值 Vih是高电平输入电压 Lin on输入管脚点的电流 （ Vcc-Vin=Vih） Vf二极管反馈电压 Vce开路集电极电压 Rin输入电阻 图 6：箝位波形（ a）低端开关（ b）高端开关 在 Vcc的参考输入高端智能开关电源，高电流流过 Vcc管脚。因为电压降通过寄存电阻来实现电压反馈，所以任何一个寄存电阻都以这个管脚来修正输入值。因此，在设计中要尽量减少这样的寄存电阻。 5 结论 这一设计是为了解释智能开关电源的保护功能和基本特性。关于开关和这些设计的测试，参考设计 99-5。设计 99-6提供智能开关电源在自激情况下的更深理解。 ntsIntelligent Power Switches (IPS): Basic Features & ProtectionBy X. de Frutos and A. MathurTOPICS COVEREDChoice of IPS for Different LoadsCurrent & Temperature protectionsActive Clamp ModeProtection Circuitry with Vcc referenced Input High Side IPSIntelligent Power Switches (IPS) are IRs High Side and Low Side Protected Power MOSFETs. IPSdevices are designed to safely handle ordinary overload conditions as well as several extraordinaryconditions. In this Design Tip, we will look at some of the most important, though basic, protectionfeatures that IPSs offer. Initially, however, we will overview the main considerations for various loads,and how to choose an IPS based on these considerations.1. CHOICE OF IPS FOR DIFFERENT LOADS1-1 Filament bulbsAs shown in Fig. 1a, the inrush current from a filament bulb can exceed 10 times the rated current.Therefore IPSs with current limitation features are preferred. To decide on the current limitation value,Ilim, one needs to make a trade-off between the power dissipated (in the linear mode) and the protectionlevel. As an initial approximation, a value of about 6 times the nominal current is commonly used forIlim. However, it is important to ensure that the junction temperature does not exceed the protectiontemperature limit (Fig 1c). Perform tests to verify that the difference between the highest junctiontemperature and the protection limit (shown in Fig 1c as margin) is a safe value. If needed, adetailed temperature profile can be evaluated by simulation (using a bulb model).1-2 Inductive loadsInductive loads are efficiently protected by an IPS with either over-current (OI) shutdown or currentlimitation features. There are several points to bear in mind when designing around an inductive load.First, for electromechanical devices (electrovalves, relays, etc), the inrush peak current due to theinner air gap must not trigger the OI shutdown. Second, one should ensure that the current andtemperature never exceed the protection limit for the worst condition. Third, the Active Clamp effectInternational Rectifier 233 Kansas Street, El Segundo, CA 90245 USADESIGN TIP DT 99-4nts2 (described in Section 3) also has to be accounted for. However, for a first order approximation, use thecurve Max. Current-out vs Load Inductance shown in the datasheets. (Fig. 10 in the IPS 511 datasheetis an example of such a graph).Figure 1: Filament Bulb Inrush Current.(a) Current Profile (b) Vds Profile (c) Temperature Profile1-3 Resistive LoadsResistive loads are efficiently protected by anIPS with either an over-current shutdown or acurrent limitation. As a first order design ap-proximation, refer to the datasheets for the tableRecommended Operating Conditions and for thegraph Current-limit vs. Junction Temperature,(e.g. Fig. 13 in the IPS511 datasheet). After this,one should evaluate the current and tempera-ture for the worst operating conditions, to en-sure that they are within the protection limits.Change the design accordingly.2. OVER-CURRENT &OVER-TEMPERATUREPROTECTIONIn many applications, extra protection circuitsare required to satisfy the safety and reliabilityof the end system. The two most common (andlethal) problems are over-current and over-tem-perature. IRs IPS devices have been designedto protect against, among other things, these twobasic maladies.2-1 Over-Current Shutdown (OI)The basic premise of over-current shutdown is self-explanatory: when the current exceeds the CurrentShut Down limit (Isd), the switch is turned-off (shut down). There are two possible modes for over-current. One is caused when the load short-circuits under constant input. Fig. 2a shows the wave-forms associated with the shutdown for this case. The other mode of over-current is when the switchturns on with a short-circuit of load. See Fig. 2b for the shutdown for this type of over-current. Thetime taken to shut down can be evaluated from the Ids vs. Time curve. For instance in Fig. 2a, Curve2, the shutdown time (the time between the initial rise of current and subsequent return to normal) isabout 14 micro-seconds, while in Fig. 2b, it is about 11 micro-seconds. (The current shutdown time isactually a function of the peak current, the inner delay, and the dI/dt slope.) Note that the ActiveClamp is activated at the end of each short-circuit as evidenced by the rise in Vcc.To reset the IC, hold the input voltage low for the minimum reset time (Treset), as specified in theProtection Characteristics Table in the datasheet.Rated current current Time Peak inrush current In 6 In 10 In Current limitation 0 0 Time Vds sd 0 Time init. Junct. Temp. margin Tlim Tj nts 3(a) Load short-circuit waveforms (Low Side IPS)Esd = 3.3 mJ Vcc = 14 V(b) Turn-on with a drain short-circuit (Low Side IPS)Esd = 0.45 mJ Vcc = 14 VFigure 2: Over-current Shutdown2-2 Current Limitation (Ilim)In the current limitation protection type, the IC continuously checks the drain current. When the draincurrent reaches the Ilim value, an inner current loop drives the power MOSFET in a linear mode.However, this protection type reacts differently under the two possible modes of over-current. In thefirst case, where the load short-circuits during an on phase (Fig. 3a), there is a sharp current peakbefore the current limiting protection sets in. However, in the second case (when the switch turns onwith the drain short-circuited), the limitation is a lot smoother. As can be seen in Fig 2b, there is nosharp spike in the current. Yet, the response time in both cases keeps the instantaneous currentwithin the power MOSFET Safe Area. Current limitation is sustained until the over-temperature protec-tion sets in (Section 2-3).Figure 3: Current Limitation Protection(a) Load short-circuit waveforms (b) Turn-on with a drain short-circuitnts4 2-3 Over-Temperature ProtectionOver-temperature protection is the last line of defense against slow current increases, e.g. during anover-load. As the name implies, when the junction temperature exceeds the shutdown temperaturelimit, Tsd (typically 165C), the switch is turned off. Actually, this type of protection causes the switchto latch off. To reset the IPS, hold the input voltage low for a minimum reset time, Treset (given in theProtection Characteristics table of the datasheet). When the device has an automatic restart (withhysteresis), it latches on after the junction temperature falls down to its restart value (typically 158C).Precautions when Designing for Over-temperature protection:- OT shutdown is a protection. Do not use it as a functional threshold(whether as a thermal oscillator or otherwise). If used as a threshold,the junction temperature would permanently stay at about160C, andsignificantly (and adversely) affect the IPSs lifetime.- The Active Clamp (Section 3) overrides the temperature protection.There is no way to interrupt the current in active clamp or reverse biasmode (body diode).- In certain circumstances (e.g. switching into a hard short-circuit athigh frequencies), a thermal runaway could occur. See the Design Tipon High Frequency Operation (DT99-5, Section 3).2-4 Important Considerations when Designing for Over-Current and Over-Temperature ProtectionThe Ids vs. Protection Response Time curve (I-vs-T curve) provides an overview of the protectionfeatures of the IPSs. (Figure 14 in the IPS021 datasheet is an example). The representative I-vs-Tcurve in Fig. 4 shows the regionwhere over-current protectiondominates, as well as the regionwhere over-temperature pro-tection takes over.When designing the current patharound the load, there are two keypoints to bear in mind. First, thepaths current capability should al-ways be higher than the curveshown, such that the current pathdoes not burn out before the over-current protection kicks in. Sec-ond, the loads current capabilityshould always be lower than thecurve shown, such that oneavoids false triggering of over-cur-rent protection.110100free air cooling medium & large heatsinks I- Over-Current Protection -I I- Over-Temp. Prot. -I Load characteristic should be underneath this curve Current path capability should be above this curve Ids (A) .001 .01 1 .1 100 1E3 10 1E4 1E5 1E6 Protection Response Time (ms)Figure 4: Protection Characteristic of IPSnts 53. ACTIVE CLAMP MODE3-1 Purpose of Active ClampingTurning off an inductive load requires additional consideration in the energy dissipation capabilities.Essentially the stored energy (.L.I) will have to be dissipated by the power MOSFET. This dissipa-tion is not dependent on the Rds(on), but rather on the energy rating of the die and the scheme of theinductive turn-off clamp. The re-circulation time for the load to be de-energized with the load currentgoing to zero is a function of Vclamp. A higher value of Vclamp will be able to de-energize faster.Compared to conventional methods of dissipating this energy quickly (such as free-wheel diodes,Zener clamps, and MOSFET avalanches), active clamping provides the most efficient means todissipate the energy stored in the inductor. Consequently, the active clamping feature is integratedinto all IPS devices.3-2 Active Clamping MethodologyThe active clamp feature is shown in Figure 5. During the off-state, the power MOSFET is turnedback on when Vds Vzener +Vf,diode + Vthreshold,MOSFET. Also, there are two large resistances,the resistor and the MOSFET, within this current path to help dissipate energy. (Note that during theactive clamp the FET is in a linear, or high-resistance, mode.) The load demagnetizes quickly duringactive clamp because the stored energy in the load is dissipated across a large potential Vcc -Vclamp. The larger the difference, the faster the demagnetization.The energy dissipated by the IPS during the Active Clamp sequence is Vclamp x Ids(t)dt. The energystored by the inductance is Vclamp - Vcc x Ids(t) dt. Thus, it is important to notice that during theactive clamp sequence, the device dissipates more power than the load. (The current through theload and the IPS is the same but the voltage across the IPS is higher than the one across the load).The total energy dissipated by the IPS can be calculated using the formula:Vds Vcl L R + - Ids V load Vcc 0 V Vds V load Vcc - Vcl V load Vcc L R + - Vds Ids Vcc 5 V V load Vds 0 V switch ON active Vload 0 Figure 5: Active Clamp CircuitryEIPS= (.L.I). (Vclamp / (Vclamp - Vcc)The maximum inductive load allowed for eachIPS can be estimated from the graph Iclampvs Inductive Load, given in the datasheets(e.g. Figure 15 in the IPS021L datasheet).nts6 3-3 Thermal Issues During the Active Clamp ModeJunction temperature of the MOSFET rises during active clamp because the FET operates in thelinear mode. When needed, Tj can be evaluated as follows:di/dt of the Demag. current : di/dt = Vcc - Vcl / LClamping Time : Tcl = Iclamp / di/dtClamping average current : Icl avg = Iclamp / 2Power dissip. during clamping : Pcl = Vcl . Icl avgJunction Temperature rise : DTj = Pcl . Rth (for Tcl)Notes:Load inductance in (H)Voltages in (V) and Current in (A)Rth (for Tcl) is the corresponding transient thermalimpedance for Tcl(See Transient Thermal Imped. Vs Time curve in thedatasheet)Tj IdVdViT cl Vcl di/dt Iclamp Tj 3-4 Active Clamping for High and Low side IPSsThe above discussion (and Figure 5) used a low-side switch architecture as the example. High sideIPS devices work similarly. As the high-side switch is internally referenced to the Vcc pin, its draingoes below grounded during clamping. Figure 6a and 6b show Active Clamp waveforms for both lowand high side switches.Figure 6: Clamping Waveforms. (a) Low Side Switch (b) High Side Switchnts 7Figure 6: Clamping Waveforms. (a) Low Side Switch (b) High Side SwitchFor low side switches, the return path of the clamp includes the input pin. Sink current can be limitedby adding a resistor in series with IN pin. IP