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毕业设计

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dq103采用SLE4520集成电路的三相SPWM异步电动机变频调速系统设计,毕业设计

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前言 现在电力拖动控制系统，根据控制对象和所采用的志动机的类型不同，可分为交流传动和直流传动两大类。 以晶闸管变流装置作为电动机电枢和磁场电源的直流传动系统和以 PWM 变换器为功率变换装置的直流脉宽调速系统由于在起、制动，正、反转，平滑调速，稳速，精度，响应速度等方面具有优良性能，历来是电力拖动系统中最通常的选择方案，但是直流电动机的机械式换向器则是它的主要薄弱环节，电动机在制造上费工费料，且维护麻烦，且不适宜在易燃易爆、尘埃多的场合使用，使得电动机的单机容量、过载能力、最高电压、 最高转速和经济性能等要重要指标都受到了限制。 交流电机无换向片，结构简单、制造方便、价格低廉、易于维修、工作可靠，且能在恶劣的环境下工作。故交流传动无论在应用范围还是在数量上，装机容量上都占有重要而特殊的位置。但在要求调速传动的领域中，过云的技术手段并没有显示出交流电机的优越性。 功率半导体器件的出现，微电子技术和微型计算机技术的发展，以及现代控制理论的应用，为交流传动系统的进一步发展提供了有利的条件。当前交流调速系统，如交流电动机的串级调速，各种变频调速，无换向器电动机调速等，从调速性能上 已经达到与直流调速系统相媲美的程度。而在高速、高压、大功率、恶劣环境等方面，更为直流传动所不及，可以预见新型交流调速系统在各个工业技术领域中会得到越来越广泛的应用，这表明电气交流传动的新时代已经到来。 签于交流传动在这几个方面的优势，所以我选择了这个毕业设计课题采用SLE4520 集成电路的三相 SPWM 异步电动机变频调速系统的设计，在此设计中，不公要动用微机控制技术，自动控制技术，单片机等相关知识，还要用到专业基础知识，如电机拖支，电力电子变流技术，数字及模拟电路等 。通过对本课题的设计，可以使所学知识有机联系起来，达到巩固，加深知识的目的，还可以拓宽知识面，培养解决实际问题的能力。 由于本人知识水平的限制，更兼时间仓促，设计中出现的错误及漏洞，敬请批评指正。 nts 2 概述 微型计算机控制的数字交直交变频调带系统与模拟系统相似，具有成本低，体积小，通用性强，效能高，便于维修和易于实现等优点，因此得到广泛使用，本课题采用 SLE4520 单片机控制的变频调速系统。 该系统分为两大部分： 1.硬件部分主要包括主回路和控制回路两部分。 主回路由三相桥整流后，接入 IPM 的 P， N 两端，整个部分包括滤波电容，电源指示及整流变压器，三相异步电机接在 IPM 的产 U， V， W 三脚输出端。 控制回路以单片机 8031 为核心，附加一 些外外围接口电路，如 RAM， EPROM 的扩展，显示接口采用 8297， SLE4520 的 P1 P7 与 8031 的 P0 口相接，向 4520 传送脉宽宽度值 Tw， SLE4520 的输出端 6 个脚与 IPM 相对应脚相连。频率 F 输入由拔码盘经过 74LS244 三态缓冲器由 P0 口读入。 2.软件部分分为主程序和中断服务子程序两部分。 主程序包含初始化，对 8031， SLE4520 的初始化 T0 的初始化，读 F 的值，由 F值查表得相应的 Tw 值， T0 定时，判断 F 是否变化，若变化则去读 F，没变则送原来的数值。 T0 的中断服 务程序首先是保护现场，送 T0 初值，然后 T0 定时启 ,交数送向SLE4520， 判断有没有算完，若算完则取新的 Tw 值，没算完则取原来的 Tw，恢复现场，中断返回。 INT0 中断为外部事故中断，当电机过载，过流过压及失压时， IPM 自动报警，产生中断，封锁 SLE4520 信号，电机停转。 INT1 中断为读 F 值，当有 F 值拔入时，产生中断，从而更新 F 值。 nts 3 设计课题介绍 1.设计课题 采用 SLE4520集成电路的三相 SPWM异步电动机变频调速系统设计。 2.内容简介 工业上广泛应用交流异步电动机作为电力拖动自动控制系统的动力装置。近 10年来，由于电力电子技术的迅猛发展，电气传动交流化的新时代正到来。三相 SPWM 正弦波脉宽调制技术是为了克服等脉宽 PWM法的缺点而发展起来的，它从电动机供电电源的角度出发，着眼于如何产生一个可调频调压的三相对称正弦波电源。具体是以一个正弦波作基准波（称为调制波），用一系列等幅的三角波（称为载波）与基准波相交，由它们的交点确定逆变器的开关模式，当基准正弦波高于三角波时，使相应的开关器件导通；当基准正弦波低于三角波时，使开关器件截止，从而使逆变器的输出电压波为脉冲列，其特点是：在半个周期中等距、等幅（等高），不等宽（可调），总是中间的脉冲宽，两边的脉冲窄，各脉冲面积与该区间正弦波下的面积成比例，这样，输出电压中的中低次的谐波分量显然可以大大减少。 SLE4520 是全数字化的三相 SPWM 波生成集成电路。这种芯片是一种应用 ACMOS技术制作的低功耗高频大规模集成电路，是一种可编程器件，它能把三个 8位数字量同时 转换成三路相应脉宽的矩形波信号，与 8 位或 16 位微机联合使用，可产生三相逆变器所需的六路控制信号，输出的 SPWM波的开关频率可达 20KHZ，基波频率可达 2600HZ。因此，适用于 IGBT逆变器或其它中频电源逆变器。 3.设计内容及任务 （ 1） 详细了解 SLE4520 集成电路的内部结构，管脚排列及功能、工作原理和使用注意事项； （ 2） 详细了解电力电子器件 IGBT的工作原理，元器件参数、驱动电路及使用注意事项； （ 3） 讨论并确定变频主回路的电路，并根据给定的交流电动机参数（另行给出），计算，选择主回路的元器件； （ 4） 讨论由 SLE4520集成电路实现 SPWM波的方法，具体接线和相应的外围电路，并考虑信号的测量和控制回路原理，包括各单元电路的原理图和元器件的选择； （ 5） 在前述基础上，确定控制系统的硬件电路，选择合理的软件算法，结合单片机控制技术，研究用 8031 实现的方法，并确定由 8031 单片机实现的微机控制系统程序流程，画出主程序和中断服务程序流程图； （ 6） 编制、调试主程序和中断服务程序； （ 7） 应用 AUTOCAD和 SCH绘制硬件电路和程序流程图； nts 4 （ 8） 撰写毕业设计说明书。 4.电机给定参数： 型号： YGOL 4， PN 1.5KW， Nn 1400r/min,Ia=3.65A, n=79%,cos 0.79， 转动量 0.0027kgm2 ，净重 27KG， Un 380V，接法：。 nts 5 总体设计方案的选择 （一）采用 SLE4520的三相 SPWM电机变频调速的提出 三相交流异步电机，由于转子侧的电流不从外部引入，而由电磁感应产生，故而 具有结构简单，体积小，重量轻，价格低廉，便于维护等优点，一经问世，就备受人们的青睐。 一、调速系统的发展 随着工农业生产的发展，人们对调速要求越来越高，交流调速有调压调速，串级调速等，性能都处于不佳状态，唯独变频调速受人瞩目，采用变频调速实现电动机的连续调速结构简单，造价低。 变频调速是采用可变电压可变频率（ VVVF）电源装置，如逆变器和交交变频 器，变频调速可以充分发挥感应电机的优点，即适应性强，坚固耐用，维护方便，价格低廉。 近年来，由于微电子技术，微机技术和自关断功率开关器件的进步，使得变频调速中的核心技术 脉冲宽度调制技术和矢量控制技术已经成熟并得到广泛应用。 首先，以目前迅速普及的“交直交”变频器的基本结构来看，“交直”的整流技术是很早就解决了的，而“直交”的逆变过程实际是不同组合开关交替地接通和关断过程，它必须依赖于满足一定条件的开关器件，这些条件是： （ 1） 能承受足够大的电压和电流； （ 2） 允许长时间频繁地接通和判断； （ 3） 接通和关断的控制必 须十分方便。 直到 20世纪 70 年代，大功率晶体管（ GTR）的开发成功，才比较满意地满足了上述条件，从而为变频技术的开发，发展和普及奠定了基础。 20世纪 80年代，又进一步开发成功了绝缘栅型双极型晶体管（ IGBT）其工作频率比 GTR提高了一个数量级，从而使变频调速技术又向前迈进一步。目前，中小型的变频器中的逆变部分，已基本上被 IGBT垄断，使 20世纪 70年代提出的正弦波脉宽度调制技术（ SPWM）得到不断完善。 在不采取任何措施的情况下，异步电动机在变频后的机械特性远逊色于直流电动机变压后的机械特性，这必将大大 影响变频调速技术的应用范围。 20世纪 70 年代末，矢量控制技术的提出和实现，使异步电动机变频后的机械特性达到了可以和直流电动机变压后的机械特性相媲美的程度。 与此同时，计算机技术和大规模集成电路的飞速进步，极大简化了实现 SPWM及矢量控制等复杂技术的方法，增强和扩展了变频器的功能，使变频调速技术迅速发展起来。 如利用单片机和 SLE4520集成电路的三相 SPWM异步电动机变频调速系统，是 一个典型的调速系统。 二变频调速原理 经过 30 年的发展，目前交流调速电气传动已经成为电气调速传动技术的主流。在 nts 6 电气调速传动领域内，直流电动机占统治地位的局面已经受到了猛烈的冲击。 交流调速传动控制技术之所以发展得如此迅速，主要是一些关键性技术得到了突 破性进展，如电力电子器件，电力变换技术，交流电机的矢量变换控制技术， PWM技术及微型计算机和大规模集成电路。 1.PWM技术的应用 自关断器件的发展为 PWM技术铺平了道路。目前几乎所有的变频调速装置都采用这一技术。 PWM技术用于变频器的控制，可以改善变频器的输出波形，降低电动机的谐波损耗，并减小脉矩脉动，同时还简化了逆变器的结构，加快了调节速度，提高了系统的动态响应 性能。 2.全数字控制技术的应用 各类电气传动装置的控制器由模拟控制转向全数字控制已经成为事实，交流速传动也不例外。 由变频器供电的调速系统是一个快速系统，在使用数字控制时要求的采样频率较高，通常高于 1KHZ，常需要完成复杂的操作控制，数字运算和逻辑判断，所以要求单片机具有较大的存储容量和较强的实时处理能力。 全数字控制具有如下特点： (1)精度高 在变频器中采用 8位， 16位甚至 32位微机作为控制机 (2)稳定性好 由于信息为数字量，不会随时间发生漂移 (3)可靠性好 系统中硬件向标准化、集成化方向发展， 由软件完成复杂的控制功 能，适当修改软件，就可以改变系统的功能。 (二 )SPWM的工作原理及生成方法 SPWM调速是指用所期望的正弦波输出作为调制波（即参考信号），对一等腰三角形的载波进行调制，得到一组幅值相等，而宽度正比于调制波幅值的矩形波，从而去控制开关器件，达到调速要求的一种调速方法。 1.SPWM控制基本原理： 将图 4 1(a)所示的正弦波半波波形分成 n等份，就可把正弦波看成由 N个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 /n，但幅值不 等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化，如果把上述脉冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦面积相等，就可得图 4 1（ b）所示的脉冲序列，这就是 PWM波形，可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的根据问题相等效果相同的原理， PWM与正弦半波是等效的，对于正弦波的负半周，也可以同样的方法得到 PWM波形，像这种脉冲的宽度按正弦规律变化而各正弦波等效的 PWM波形，也称为 SPWM波形。 nts 7 Ur1 t t图 4 1 P W M 控 制 的 基 本 原 理 总 图 （ 单极性）2.PWM脉宽调制信号调制方法 我们所用 PWM脉宽调制信号是采用调制波（正弦波 Ur）与载波（三角波 Uc）相比较的方法产生，常用的载波是三角波，常用的调制波是正弦波，这种调制波为正弦波的脉宽调制称为正弦脉宽调制（ SPWM），产生的调制波是正弦等幅、等距而不等宽的脉冲列，有两种调制方法： (1).单极性 SPWM法 调制波和载波如图 4 1(a)所示，曲线 1是正弦调制波 Ur，其周期决定于所需要的调频比 Kf，振幅值决定于 Ku，曲线 2是采用等腰三角形的载波，其周期决定于载波频率，振幅不变，等于 Ku 1，正弦调制波的振 幅值，每半周期内所有三角形的极性相同（即单极性）。 调制波和载波的交点，决定了 SPWM 脉冲系列的宽度和脉冲间的宽度，所得的脉冲系列如图 4 1(b)所示。由图可知，每半周内的脉冲系列也是单极性的。 单极性调制的工作特点：每半个周期内，逆变桥同一桥臂的两个逆变 器中，只有一个器件按脉冲系列的规律时通时断地工作，另一个完全截止；而在另半个周期内，两个器件的工作情况正好相反，流经负载 ZL的便是正负交替的交变电流。 (2).双极性 调制波仍为正弦波，其周期决定于 Kf，振幅决定于 Ku，如图 4 2（ a）中的曲线 1， 载波 为双极性的等腰三角波，其周期决定于载波频率，振幅不变，当 Ku 1时 ,正 弦波的振幅值相等，调制波与载波的交点，决定了逆变桥输出相电压的脉冲系列，此脉冲系列也是双极性的，自由相电压合成的线电压是单极性的。 双极性调制的工作特点：逆变桥在工作时，同一桥臂的两个逆变器件总是按相电 压脉冲系列的规律把导通和判断，毫不停息，而流过负载 ZL的是按正弦规律变化的 nts 8 交流电流，如图 4 2（ b）所示。 t t图 4 2 双 极 性 P W M 控 制 原 理在本设计中，采用三相桥式逆变电路，采用双极性 PWM控制。 3.按载波信 号频率与调制波信号频率的关系来分，产生 SPWM 脉宽调制信号控制方法有两种： (1).异步调制 载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式，异步调制方式中，调制信号频率 FR 变化时，通常保持载波频率 FC固定不变，因而载波比 N FC/FR是变化的，要求 N为 3的整数倍，这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后 1/4周期的脉冲也不对称。 当调制信号频率较低时，载比 N较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后 1/4周期 脉冲不对称的影响都较小输出波形接近正弦波，当调制信号频率增设时，载波比 N就减小，半周期内的脉冲数减小，输出脉冲的不对称性影响就变大，这会出现脉冲的跳动，同时，输出波形的正弦波之间的差异也变大，电路输出特性变坏，对于三相 SPWM 型逆变电路来说，三相输出的对称性也变差，因此，在采用异步调制方式时，希望尽力提高载波频率，以使在调制信号频率较高时，仍能有较大的载波比，改善输出特性。 (2).同步调制 载波比 N等于常数，并在变频时使载泚信号和调制信号保持同步的调制方式称 为同步调制，在基本同步调制方式中，调制信号频率 变化时载波比 N不变，调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的，在三相 PWM逆变电路中，通常公用一个三角波载波信号，且取载波比 N为 3的倍数，以使三相输出波形严格对称。 当逆变电路输出频率很低时，因为在半周期内输出脉冲的数目也是固定的，所以 nts 9 由 PWM调制而产生的 FC 附近的谐波频率也相应降低，这种频率较低的谐波通常不易滤除，如果负载为电动机，就会产生较大的转矩脉动和噪声，给电动机的正常工作带来不利影响。 为克服上述缺点，通常都采用分段同频调制的方法，即把逆变电路的输出频率范围划分成若干个频段，每 个段内都保持载波比 N为恒定，不同频段的载波比不同，在输出频率的高频段采用较低的载波比，以使载波 F不致过高，在功率开关器件所允许的频率范围内，在输出频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影响，各频率的载波比都取 3的倍数且为奇数。 我们采用分段同步控制，它相当于在低频时采用异步调制方式而高频时切换到同步调制方式所具备的优点。 1.SPWM波形的生成方法： SPWM 逆变器因功率因素高，对电网污染小，输出谐波分量在异步电动机，不停电源等装置获得广泛应用，一般用软件生成 SPWM波形，重点介 绍规则采样法。 (1).自然采样法 由 SPWM控制的基本原理可知，在正弦波和三角波的自然交点时刻控制功率开关器件的通断，这种生成 SPWM波形为自然采样法，正弦波在不同相位角时其值不同，因而与三角波相交所得到的脉冲宽度也不同。另外，当正弦波频率变化或幅值变化时，各脉冲的宽度也相应变化，要准确生成 SPWM 波形，就要准确算出正弦波和三角波的交点，这种方法求解时需要花费较多的计算时间，因而难以在实时控制中在线计算。 (2).规则采样法 自然采样法是基本的 SPWM控制的基本原理为出发点，所以准确地计算出功能开关器件的 通断时刻，所得的波形很接近正弦波，但是这种方法计算量过大，因而在工程实际使用并不多，规则采样法是一种应用较广的工程实用方法，它的效果接近自然采样法，但计算量却比自然采样法小得多。 图 4 3说明了采用三角波作为载波的规则采样法，在自然采样法中，每个脉冲的中点并不和三角波中点重合。规则采样法则使两者重合，即使每个脉冲的中点都以相应的三角波为中点对称，这样就使计算大为简化。如图所示，三角波的尖峰时刻 TD 对正弦调制采样而得到 D点，过 D点作一水平直线和三角波分别交于 A、 B两点，在 A点的时刻 TA 和 B点的时刻 TB控制功率 开关器件的通断，可以看出，用这种规则采样法所得到的脉冲宽度和用自然采样法所得到的脉冲宽度非常接近。从图可得如下关系式： (1 sin rtD)/ /2=2/Tc/2 因此可得 Tc/2(1+ sin rtD) (4-1) 在三角波一周其内，脉冲两边间隙宽度为 1/2(Tc- ) Tc/4(1- sin rtD) (4-2) nts 10 /2 /2 图 4 3 采 用 三 角 波 的 规 则 采 样 法对于三相桥式逆变电路来说，应该形成三相 SPWM 波形，通常三相的三角载波是公用的，三相正弦调制波集资相差 120相位，波在同一三角波内三相的脉冲宽度分别为 u, v, w，间隙分别为 u , v , w，由于在同一时刻三相正弦调制电压之和为零，故由式（ 4 1）可得 u v w 3/2Tc (4-3) u v w 3/4Tc (4-4) 利用式（ 4 3）和式（ 4 4）可以简化生成三相 SPWM波形时的计算。 (3).次谐波消去法 以消去 PWM 波形中某些主要的高次谐波为目的，通过计算来确定各脉冲的开关时刻，这种方法称为低次谐波消去法。在这种方法中，已经不用载波和正弦波的比较，但其目的仍是使输出波形尽可能接近正弦波，因此也是一种 SPWM 生成方法。 （三）三相 SPWM 异步电动机变频调速系统方案的确定 一 采用变频调速要达到的目标： （ 1） 节约电能； （ 2） 提高生产力； （ 3） 提高产品质量； （ 4） 降低设备的制造费用； （ 5） 提高环境性。 二 变频调速方式 根据电机学知，交流电动机的转速公式为： N=60F1 (1-S)/P 式中， F1为定子供电频率， P为极对数， S为转差率。 由上式可知，若均匀地改变定子供电频率 F，则可以平滑地改变电动机转速。然nts 11 而，只调节 F是不行的，因为 E1 4.44F1N1KN1 m U1 当定子电压 U1不变时， m与 F1 成反比， F1 的升高或降低，会导致磁通 m的减小或增大，从而使电动机最大转矩减小，严重时将导致电动机堵转，或者使磁路饱和，铁耗急聚增加。因此，在调节电源频率的同时，要调节电压的大小，以维持磁通的恒定，使最大转矩不变。根据 U1和 F1不同的比例关系，可形成 多种变频调速方式。 1.恒比例控制方式 这种控制方式是在调频的同时调节电压，维持 U1/F1=cost 不变，当频率较高时，定子电阻压降可不计，这时有 U1 E1 m=（ 1/4.44N1 KN1）（ E1/F1）（ 1/4.44N1 KN1）（ U1/F1） =cost， 磁通近似不变，根据异步电动机的转矩表达式 T=Cm mI2cos 2 可知，当有功电流额定， m=cost 时，电动机的转矩调速性质，因而这种恒比例控制方式属于恒转矩调速性质，但当频率较低时，定子电阻压降不可忽略， E1 与 U1相差较大，即使 U1/F1=cost， E1/F1也已不再近似为常数，最大转矩将随频率 F1 的降低而减小，起动转矩也将减小，甚至不能带动负载，所以，恒比例控制方式只适用于调速范围不大（ F1不会进入低频段）或转矩随转速下降而减小的负载（如风机、水泵），对于宽调速范围的恒转矩负载，不能采用恒比例控制方式。 2.恒磁通控制方式 由式 T=Cm mI2cos 2 可知，要在整个调速范围内实现恒磁控制，必须按 E1/F1=cost 来进行控制， E1/F1=cost 是维持恒磁通，亦即恒最大转矩变频调速的协调控制条件。然而，由于电动机的 感应电动势 E1难以测得和控制，故实际应用中采用一种近似的恒磁通控制方式，即当频率较高时，采用恒比例控制方式，当频率较低时，引入低频补偿，也就是通过控制环节，适当提高变频电源输出电压，以补偿低频时定子电阻上的压降，维持磁通不变，实现恒转矩控制。图 4-4 为各种补偿曲线，曲线 (1)为无补偿时的 U1与 F1的关系曲线，曲线（ 2）、（ 3）、（ 4）为有补偿时的 U1与 F2 的关系曲线。 nts 12 图 4 4 恒 磁 通 变 频 调 速 时 的 补 偿 曲 线（ 1 ）（ 3 ）（ 4 ）（ 2 ）3.恒功率控制方式 当转速超过额定转速调速时，要求 F1F1N（额定频率），若仍按 恒磁通控制方式控制，势必使 U1超过 U1N（额定电压），这是不允许的，这时必须改用恒功率控制方式，而当 F1F1N时，保持 U1=U1N，不进行电压的协调控制。随着频率的升高，气隙磁通会小于额定磁通，导致转矩减小，但频率升高，速度增加，由 P=Tn/975 可知，当 T 减小的倍数和 n增加的倍数相等时， P维持不变，故称这种方式为恒功率控制方式，不过 T和 n不是严格的等比例增减，所以这只能说是一种近似的恒功率控制方式。 若要准确的维持恒功率的调速，必须按 U1/F1=cost 的原则，进行电压频率的协调控制。与恒比例控制比 较，恒功率控制时，随着 F1 的升高，要求 U1的升高相对小一些，恒功率控制方式的特点是输出功率不变，它适用于负载随转速的升高而变轻的场合。 4.恒电流控制方式 在变频调速时，保持异步电动机定子电流 I1为恒值，叫做恒电流控制。 I1的恒定可通过电流调节器的闭环控制实现。这种系统不仅安全可靠，而且具有良好的特性。恒流控制和恒磁通控制的机械特性形状基本相同，都具有恒转矩调速性质，变频时，对最大转矩大小影响不大。但由于恒流控制限制了 I1，所以恒流控制时的最大转矩 Tm要比恒磁通控制时小得多，过载能力小，因此只适用于负载 变化不大的场合。 三 . 控制方式的选择 为了使异步电动机变频调速取得最好的技术和经济效果，不同类型的负载根据具体要求应选择不同的控制方式，控制方式应满足的条件是： （ 1） 电动机的过载能力不低于额定值，以防堵转。 （ 2） 每极磁通不应超过额定值，一面磁路饱和。 （ 3） 电流不应超过额定值，以免电动机过热。 （ 4） 电动机的损耗最小。 （ 5） 充分利用电动机的容量，尽可能使磁能保持额定值，以充分利用铁心；尽可能使电流保持额定值，以充分利用绕组导线；尽可能使功率因数保持额定值，以免降低电动机出力。 以上（ 1）、（ 2）、（ 3）是技术条件，（ 4）、（ 5） 是经济条件。 nts 13 1.额定频率以下控制方式选择 常用的负载有：转速平方型负载、恒功率型负载和恒转速型负载。负载类型不同，调速范围不同，所要求的控制方式也不一样，下面按负载的选择类型分别加以讨论。 (1) 转速平方型负载： 这类负载的性质是转矩和转速的平方成正比。恒磁通控制时，磁通不变，由于负载转矩和转速平方成正比，因此电动机电流也和转速的平方成正比，随着转速的下降，电流急剧减小，使铜耗大大减小，故转速平方型负载在负载重、电流大、铜耗大的场合，采用这种控制方式较合适，但对于轻载的场合，不宜采用这种控制方式， 这是因为恒磁通控制，磁通不变，铁耗较大，对降低轻载时的损耗不利。 转速平方型负载，负载较轻时，可采用恒电流控制方式。恒流控制时，对风机、水泵类负载来说，磁通和转速的平方成正比，随着转速的下降，铁耗能大大减小，有利于减小电动机损耗。 (2) 恒功率型负载 恒功率型负载的转矩与转速成反比。在决定这类负载的电动机容量时，电动机转矩应有最低速时的负载转矩来决定，转速则由最高速决定。对于恒功率型负载，可采用恒磁通控制方式和恒功率控制方式。 恒磁通控制方式的特点是磁通不变和最大转矩不变。采用恒磁通控制方 式，显然可使电动机铁心获得充分利用，另外，恒功率负载随着转速的增加，负载转矩减小，电流也随之减小，电流和转速成反比。若调速范围为 D，则在额定转速时的电流为额定电流的 1/D，因而有利于铜耗的减小。这种控制方式比适用重负载的场合，因为负载重，铜耗大，在调速中如能减小铜耗对提高效率有利。 恒功率控制方式的特点是输出功率不变。在低速点，磁通和电流均为额定值，随着转速增加，磁通和电流均减小，和磁通不变的控制方式相比，铁耗要小而铜耗要大，因此，比较适合于负载轻的场合。 (3)恒转矩型负载 在电动机满载 的条件下，恒转矩负载只有一种控制方式，即恒磁通控制方式。这种控制方式能同时保证磁通不变，电流不变以及过载倍数不变。其他控制方式则不能使这些技术条件得到满足。 2.额定频率以上控制方式选择 在额定频率以上，负载皆为恒功率负载，一般采用恒压控制方式（即近似恒功率控制方式）。恒压控制方式在保持电压不变的条件下，输出转矩近似和转速成反比。电动机功率因数也随转速的升高而减小，所以它并不能使电动机得到充分利用，其次，这种调速方式的过载倍数和转速成反比，高速时，有堵转的危险，故只有在负载较轻，调速范围较小的场合才能应用。 四 . 微机控制 PWM变频调速系统的结构形式 1.按系统调速规律分类 按系统调速规律来分， SPWM 变频调速主要有低频补偿的恒压频比转速开环控制，转差频率控制和矢量控制。 nts 14 (1)带低频补偿的恒压频比转速开环控制，框图如图 4-5所示，转速开环控制，结 构简单，调试容易，并且异步电动机在不同供电频率下的机械特性硬度变化不大，所以开环变频调速控制获得广泛应用，但开环控制不能保证必要的调速精度，而且在动态过程中由于不能保持所需的转矩，动态性能较差，因此开环控制方案只能用于对调速精度和动态性能要求不高的场合。 图 4 5 带 低 频 补 偿 的 恒 压 频 比 转 速 开 环 控 制 系 统 框 图PWM脉宽调制信号生成器/D转换器给定积分器恒磁通补偿器光电隔离电路驱动电路保护电路(2)转差频率控制 它属于转速闭环控制，在恒磁通的条件下，通过控制转差频率，就可以实现对 转矩的动态控制。框图如图 4-6所示。 P W M脉宽调制信号生成器微型计算机转差调节器u N恒磁通补偿器驱动电路光电隔离电路保护电路图 4 - 6 转 差 频 率 控 制 的 P W M 变 频 调 速 系 统(3)矢量变换控制 nts 15 矢量变换控制是 1921年由西德 Blaschke等人提出的一种新的控制思想和控制结 构。通过矢量变换控制，能使交流电动机和直流电动机一样的调速性能。 2. 按计算机参与控制的情况分类 （ 1） 单片机控制 （ 2） 多微机控制 （ 3） 单片机 + SPWM器件控制结 构 为了获得较为理想的调速性能，人们研制出了各种各样的 SPWM脉宽调制信号发生器有模拟的，数字的，还有混合式的，也有数片集成电路芯片组合而成的， HEF4752 就是其中一种，它是 80年代初英国 Mullard 公司研制出的一种专门用来产生三相正弦脉宽调制（ SPWM）信号的大规模集成电路，它可驱动大功率晶体管，但后来研制出的SLE4520能驱动频率更高的绝缘栅晶体管 IGBT，运用 SLE4520 产生 SPWM脉宽调制信号可以使变频调速系统控制电路的硬件结构大大简化，有利于提高整个系统的抗干扰性和可靠性，也可以使 整个系统的调节控制变得更为简捷，采用单片机控制时，可减小大量的计算工作量，使微机腾出空来处理一些诸如系统测量，保护及控制工作，有利于充分发挥微机的控制作用。 采用微机 +SPWM器件控制的 PWM变频调速系统结构框图如图所示： 驱动电路光电耦合电路显示电路 转速给定电路故障检测及保护电路交流电源P M 模 块单 片 机 S L E 4 5 2 0 的 变 频 调 速 系 统 框 图五本次方案的确定 由上述分析可知，采用单片机 +SLE4520 器件控制结构，使 PWM 变频调速系统控制电路的硬件更加简单，有利于提高整个系统的抗干扰性和可靠性，也可使整个系统的调节控制更为简捷，并可减少大量的计算工作，仅用价 格低廉的单片机 8031 就可胜任，nts 16 同时也使单片机空出来处理一些诸如系统测量，保护及控制工作，有利于充分发挥单片机的控制作用，同时还采用 IGBT开关元件，使输出的 SPWM的开关频率达 20KHZ，基波频率可达 2600HZ，达到设计要求，而且经济效益最佳。 经过以上比较，我们可得系统方框图如图所示 给定0310口控制信号数据SLE4520 PM34 L S 1 6 4 LEDX D T X D系统方框图系统工作原理： 首先由拔码盘输入给定转速 N，由于 N 是由 P0 口输入再取入为 BCD 码，转换成二进制，并转换为频率 F，然后判断 F所处的范围，根据一定的软件算法，输出数据 由数据总线 P0-P7 写入地址译码锁存器。然后根据地址译码，由微机输出的 SPWM脉宽数据分别写入 SLE4520 中的 3个 8位数据锁存器，经 SLE4520处理后产生脉冲来控制 IGBT，由于 IGBT必需要有一定的驱动功率及一定的保护电路，而 IPM内部主要是 IGBT、驱动电路、检测电路，可以大大简化电路，故采用了 IPM模块。如果发生事故，则产生中断来申请中断处理。 显示接口，主要用来显示转速等必要参数。 nts 17 系统主回路的选择 (一 ).系统主回路的框图 一 . 根据系统的总体结构框图，我们可以得到系统的主回路框图如图 5-1 3图 5 1 系 统 主 回 路 图从图中，我们可以看出，三相电源电流经快速熔断器， KM 触头，经过形 /Y 形的变压器变压后，三相整流电路把交流电变成直流电，然后经过电容 C1、 C2 滤波，输到IPM 中的 IGBT 上。通过控制 IGBT 的通断和截止，从而使电机得电，开始起动。 电阻 R1 和灯 L 作为系统运行的指示标志， R2 用于电机制动时的耗能电阻。 （二）变 频器介绍与变频电源的选择 在变频调速系统中，变频器可以分为交 交变频器和交 直 交变频。 1 变频 交 交变频是直接将电网的交流电变为电压和频率都可以调节（ VVVF）的交流电。 在单相交 交变频器中，如果输入电压为三相电源，可控整流器为三相全桥式接法，要得到单相输出交流电共需 12 个晶闸管元件。因此，对于三相负载，则需要 36 个晶闸管元件，另外，由于输出波形是由供电电源经整流后得到的，所以，交流输出的频率不能高于电网电源的频率。 2 交直交变频 交直交变频的工作原理可用图 5 2 所示的对单相负载供电的交直交变 频器来说明，它通过可控硅整流装置把交流电变为幅值可调的直流电，开关元件 1,3 和 2，4 交替对负载电阴供电，那么就在负载上得到交流输出电压 Uo， Uo 的幅什由可控整流装置的控制角决定， Uo 的频率由开关元件切换的频率来确定，而且受电源频率的限制。在单相交直交变换器中，如果可控整流装置采用三相全控桥接法，需要 10 个晶闸管，如果要得到三相交流输出，只需增加两个开关元件即可。 nts 18 图 5 2 交 直 交 变 频 的 工 作 原 理 图L变频电源的选择 在变频调速系统中，变频器的负载通常是异步电动机，无论它处于电动还是 发电状态，功率因数都不会等于 1。因此，在直流环节和电动机之间将有无功功率流动，所以必须在直流环节和负载之间设置贮能元件，以缓冲无功能量，根据无功能量的处理方式，变频电源分为电压源和电流源两种。 电压源（亦称电压型）变频器是在中间直流环节中并联大电容以缓冲无功功率，如图 5 3（ a）所示，从直流输出端看，电源具有低阻抗，因此，输出电压波形接近于矩形波，属于电压强制方式。 整流逆变 逆变整流（ a ) 电 压 型 变 频 器（ b ) 电 流 型 变 频 器图 5 3 变 频 器电流源（也称电流型）变频电源是在中间直流环节中串以大电感吸收无功功率， 如图 5 3（ b）所示，从直流输出端看，电源具有高阻抗。因此，输出电流波形接近 nts 19 于矩形波，属于电流强制方式。 在本课题中，我匀利用 SLE4520 进行变频调速产生的 SPWM 波调制技术，故我们通常选用电压源变压器。其输出电压波形为矩形波。 （一） 整流器的说明及二极管的选择 图 5 4 为三相桥式整流电路及其波形 负载D1D2D3D4D5D6VW t t t图 5 4 ( a ) 三 相 桥 式 电 路 （ b ) 三 相 桥 式 电 路 电 压 波 形（ b )在波形图中， WT1 WT2 范围内， R 相电压为最大值，面 S 相电压为最大负值，线电压 URS 此时最大。因此， 整流元件 D1 与 D4 受 URS 正向阳极电压作用而串联导通，其通路为： A VD1 VD4 B，其它整流元件受反向电压作用而不导通，整流输出电压为线电压 URS，在 WT2 WT3 范围内， R 相仍然为最大值，而 T 相电压变为负相最大值，线电压nts 20 UR7 最大，因此，整流元件 VD1 与 VD6 串联导通，其通路为： A VD1 RFZ D6 C，其它整流元件受反向电压作用不导通，整流输出电压为线电压 URT 同理，在各期间内整流元件导通情况归纳如下： WT1 WT2 URS 最大 VD1 与 VD4 导通 WT2 WT3 URT 最大 VD1 与 VD6 导通 WT3 WT4 UST 最大 VD3 与 VD6 导通 WT4 WT5 USR 最大 VD3 与 VD2 导通 WT5 WT6 UTR 最大 VD5 与 VD2 导通 WT6 WT7 UTS 最大 VD5 与 VD4 导通 在整流的 WT1 WT2 其间，由上图可知，二极管 VD1 与 VD4 导通，而 VD2 不导通，承受反向电压，此时 VD2 的阴极接在 A 点， VD2 的阳极通过 VD4接到 B 点，在 VD4 正向导通时，内压降很小，所以加在 VD2 上的反向电压基本上等于 R，S 间的电压 URS，同理分析出其他范围内不导通元件承受 的反缶压降均为两相间的线电压，其反向峰值电压为： UDMAX UUMAX 538.89V 取 UDMAX 540V 但是从富士公司 R 系列 IPM 的资料及我们选用的 IPM 来看， 2.34*220*1.2=618V 的UDMAX 对于 6MBP015RA060 来说是太大了，因为其最高主电压不能超过 400V，但是考虑到我们所做的系统容量并不大，为节约成本（ 600V 与 1200V 的 IPM 从价格上来说是差得比较大的，且 1200V 档的无容量很小的模块最小的也是 75A 级的，这样价格就差得更大了，且 75A 的用在我们的设计中无疑是非常 浪费的），故采用单相桥式整流电路。 其 UDMAX 220*1.414=311.9V 滤波器件的说明及选择 从整流电路的分析中看出，经整流出来的电压不是纯直流电，而是一个交流成分与直流电压叠加而成的脉动直流电压，由于脉动大，产生杂音或使信号严重失真，影响通信质量（传支质量），所以必须加滤波器进行滤波。 一般情况下，滤波电容 C 越大，放电时间常数 RFC 就越大，脉动成分就越小，但也不能将 C 取太大，这容易导致调速动态响应变慢，所以一般取 RFC（ 3 5） T/2JF，整流波形就比较平滑，基本上可满足负载的脉动要求， 故电容器的选择为： Rfc 2)53( T T 为电源电压的周期 C（ 3 5）2T Rf 36.10465.3/380/ IR ff U C 479.11uf nts 21 故滤波电容器选择 500UF (四 )逆变器件的选择 一 用 SLE4520 很容易与微处理器（包括单片机）结合组 成大功率数字化变频器的控制器。该控制器的最高时钟频率国 12MHZ，正弦波输出频率 02600HZ 开关频率从 1KHZ 以下到 20KHZ 以上，这些频率指标可满足逆变器中主回路开关元件 GTO、 GTR、 IGBT、或功率 MOSFET 等不同需要。 而对于上述主回路开关元件， GTO 跟普通晶闸这、管一样，一旦导通即能在导通状态下自锁，上一种必须依靠门极电流的极性变化来改变通断的晶体管，关断 GTO 的反向门极电流通常须达到阳极电流的 1/41/3，因而关断控制较易失败，故较复杂，工作频率也不够高，而几乎与此同时，大功率晶体管（ GTR）迅速发展了起来，使 GTO 晶闸管相形见拙，因此，在大量的中小容量变频器中， GTO 晶 闸管已基本不用。 GTR 与 GTO 相比较虽有关断控制容易的优点，但因其是用电流信号进行驱动的，所需驱动功率较大，故基极驱动系统比较复杂，并使工作频率难以提高。 MOSFET 具有工作速度快，输入阻抗高，热稳定性好，驱动简单等优点，但它在提高击穿电压和增大工作电流方面进展较慢，故在变频器中的应用尚不能居主导地位。 IGBT 是 MOSFET 和 GTR 相结合的产物，是栅极为绝缘栅结构（ MOS 结构）的晶体管，其基本结构，等效电路和图形符号见图 5 5 IGBT 的基本结构是在 N 沟道 MOSFET 的漏极（ N基板）上加一层 P基板 （ IGBT的集电极）形成四层结构，由 PNP NPN 晶体管构成 IGBT，它的开关作用是通过加正向极电压来形成沟道，给 PNP 晶体管提供基极电流，使 IGBT 开通。反之，如给门极施加反向门极电压，沟道消失，流过反向基极电流，使 IGBT 关断。 IGBT 具有 MOSFET 的工作速度快，输入阻抗高，热稳定性好，驱动简单的优点，也具有 GTR 的阻断电压高，载流能力强的特点，并且没有 GTR 固有的二次击穿问题，安全工作区宽。而且还具有不用缓冲电路，开关频率高等优点。 IGBT 的这些与 GTO、 GTR、 MOSFET 相比较来说，具有更大 的优越性，所以在本设计课题的主回路开关元件中选择 IGBT。 IGBT 要有相应的驱动电路及保护电路，而 IPM 模块是集成 IGBT，驱动电路及保护电路的器件，有利于简化系统电路故在小容量的系统中应用较多，而我们所设计的也正是小容量系统，为简化电路，故采用 IPM 模块，但其有价格较高的缺点。 二 .IPM 模块的介绍 智能电力模块是电力集成电路的一种，有时也称为智能集成电路。在电力电子变流电路中，电力电子器件必须有驱动电路（或触发电路），控制电路和保护电路的配合，才能按人们的要求实现一定的电力控制功能，以往，电力电子器件 和配套控制电路是分立器件或电路装置，而今半导体技术达到了可以将电力电子器件及其配套控制电路集成在一个芯片上，形成所谓的功率集成电路，可以做成多种功率器件及其控制电路所需的有源或无源器件，比如功率二极管、 GTR， IGBT，高低压电容，高阻值多晶硅电阻，低阻值扩散电阻以及各种元器件之间的连接等。这种功率集成电路特别适应于电力电子技nts 22 术高频化发展方向的需要，由于高度集成化，结构十分紧凑，避免了由于分布参数，保护延迟等所带来的一系列难题。 目前小容量变频器中较常用以 IGBT 为主开关器件的 IPM，如日本三菱公司的 IPM模块。电力集成模块的智能化主要表现在易实现控制功能，保护功能和接口功能等三方面， IPM 就具有这种特点，它将主开关器件，续流二极管，驱动电路，电流、电压、温度检测元件及保护信号生成与传送电路，及某些接口集成在一起，形成所谓混合式电力集成电路，表现它的智能与灵巧特色。 IPM 的结构： 以富士公司 R 系列 IPM 为例，介绍其结构及功能： 6MBP015RA060 智能电力模块的内部结构如图所示 过热保护电路富 士 R 系 列 I P M 内 部 结 构 图IPM 的端子功能 nts 23 端子标号 内 容 P 变频器的整流 变换平滑滤波后的主电源 VD 的输入端子 P： +端 N： - 端 N B 制动输出端子：减速时再生制动电阻电流的输出端子。 U 变频器 3 相输出端子 V W GND U U 相上臂控制电源 VCC 输入 VCC U ： +端， GND U ： -端 Vcc U GND V V 相上臂控制电源 VCC 输入 VCC V ： +端， GND V ： -端 Vcc V GND W W 相上臂控制电源 VCC 输入 VCC W ： +端， GND W ： -端 Vcc W GND 下臂公用控制电 源 VCC 输入 VCC ： +端， GND ： -端 Vcc Vin U 上桥臂 U 相控制信号输入端 Vin V 上桥臂 V 相控制信号输入端 Vin W 上桥臂 W 相控制信号输入端 Vin X 下桥臂 X 相控制信号输入端 Vin Y 下桥臂 Y 相控制信号输入端 Vin Z 下桥臂 Z 相控制信号输入端 ALM 保护电路动作时的报警信号输出 内置电气功能综述 1 3 相变频器用 IGBT， FWD。 2 全部 IGBT 驱动功能 3 全部 IGBT 的过流保护功能（ OC） 4 全部 IGBT 的短路保护功能（ SC） 5 全部 IGBT 驱动电路的控制电源欠压保护功能（ UV） 6 全部 IGBT 管芯过热保护功能（ TjOH） 7 安装全部 IGBT， FWD 的绝缘基板的温度过热保护功能（ TCOH） 8 N 线侧 OC， SC， UV， TjOH及 TCOH动作时，保护作用开始后，报警输出功能（ ALM） IGBT 的驱动功能 全部 IGBT 的驱动功能为内置。本驱动电路具有如下特点： nts 24 1.软开关 分别使用单独门极电阻 ,根据驱动元件的特性 ,可独立地控制各自的开关 dv/dt。 单电源驱动无须反偏电源 由于驱动电路与 IPM 间的连线缩短 ,布线阻抗变小 ,无反偏电源也能正常驱动。下臂侧控制地 GND 公用，仅需 1 组驱动电源，总共需 4 组独立驱动电源。 误导通防止 关断时，由于设计为低阻抗接地方式，防止因噪声等使 VGE 升高而产生的误导通。 2.过电流保护功能（ OC） IGBT 的过电流保护，检测出集电极电流，如在 6 8 S （ tDOC）的时间内连续超过 Ioc，则软关断 IGBT。但是，如在不到 tDOC的时间内，电流已下降到 Ioc 以下时；或在 tDOC时间内有 OFF 关断信号输入时， OC 保护功能就不动作。 另外，关断期间 OC，SC 都不动作。包括制动单元的全部 IGBT 都有 OC 保护功能 检测部分功耗小 IGBT 管芯内置电流传感器的 IGBT 流过的检测电流，与主 IGBT 的 Ic 相比非常小，与取样电阻的损耗相比，其检测损耗也能做到很小。 内置防止误动作闭锁功能（ UV， OH 公用）全部IGBT 的 OC 保护功能，闭锁时间约持续 2ms，保护动作闭锁期间，即使有 ON 输入， IGBT也不动作。 尤其是下桥臂，包括制动单元的各相 ALM 间相互连接，下桥臂侧保护动作，下侧各 IGBT 在闭锁期间均停止工作。 软关断（ UV， OH 公用） 在保护动作时，因 IGBT软关断，关断时的 dv/dt 较小，浪涌电压可抑制在较低水平。 动作延迟时间（保护不动作时间） 如电流超越 Ioc 的持续时间不到 tDOC则保护动作不起作用，因此瞬间过电流及噪声不 会导致误动作。 3. 短路保护功能（ SC） OC 保护功能动作时， SC 保护将联动，能抑制因负载短路及桥臂短路的峰值电流。 4. 控制电压低下保护功能（ UV） UV 保护功能，当控制电源电压 Vcc 下降到 VUV 时，如输入信号为 ON，则 IGBT 软关断。 此外，因 UV 采用滞环设计，当 Vcc 恢复至 VUV+VH 时，如输入信号为 OFF，则解除 ALM 报警。 5. 管壳温度过热保护（ TCOH） 采用与 IGBT， FWD 管芯装在同一陶瓷基板上测温元件检测基板温度， 当检出温度超越保护温度值（ TCOH）持续一段时间（约 1ms）后， TCOH过热保护动作。此时，若下桥臂侧 IGBT 的输入信号为 ON 时，将被软关断，在 2ms 闭锁期间停止工作。 OH 滞环为防止产生振荡 TCOH也设置了滞环 TCH， TCOH动作 2ms 后，管壳温度 Tcnts 25 下降到 TCOH-TCH后，保护动作解除。 保护动作延迟时间为防止噪声引起的误动作，如管温超过 TCOH的持续时间不大于 1ms（ tDOH）则过热保护不动作。 6. 管芯温度过热保护功能（ TjOH） 采用与 IGBT 管芯在一起的测温元件检测 IGBT 管芯温度，当检出温度超越保护温度值（ TjOH）持续一段时间（约 1ms） 后， TjOH过热保护动作。此时，若 IGBT 的输入信号为 ON时，将被软关断，在 2ms闭锁期间停止工作。 OH滞环为防止产生振荡 TjOH也设置了滞环 TjH， TjOH动作 2ms 后，管芯温度 Tj下降到 TjOH-TjH后，保护动作解除。 保护动作延迟时间为防止噪声引 起的误动作，如结温超过 TjOH的持续时间不大于 1ms（ tDOH）则过热保护不动作。 7. 报警输出功能（ ALM） 下臂侧 OC， UV， TjOH及 TCOH各保护动作的闭锁期间，输出报警信号；如 Vin为 ON 状态，即使闭锁期间已结束，报警及保护功能也不复位；等到 Vin 变为 OFF 时，报警及保护才复位。上桥臂上桥臂 OC， UV， TjOH保护功能动作时，没有报警输出。经过 2ms 的闭锁期后，如输入信号为 OFF，则保护动作解除。 下桥臂的报警输出相互连接 因包括制动单元的下臂侧所有驱动电路的报警端子连在一起，报警输出时所有 IGBT 都停止。经过 2ms 的闭锁期后，如输入信号为 OFF，则保护动作解除。 IGBT-IPM 的特点 IPM（智能功率模块），与过去的 IGBT 模块和驱动电路的组合电路相比，有如下特点： 1.1 驱动电路内置 在最佳设定条件下，驱动 IGBT。 驱动电路 -IGBT 间的连线缩短，驱动回路的阻抗变低，所以无须 反向偏置电源。 总共需 4 路电源：上臂侧 3 路独立，下臂侧 1 路公用。 1.2 内置保护电路 过流保护（ OC），短路保护（ SC），控制电源欠压保护（ UV），过热保护（ OH），及报警输出（ ALM）均为 内置。 OC， SC 保护能防止因过电流，负载短路导致 IGBT 的损坏，由于对每个 IGBT 的集电极电流进行检测，所以无论 哪个 IGBT 发生异常都可保护，尤其nts 26 桥臂短路也可保护，由于每个 IGBT 均有内置的电流检测，无须另加检测元件。 UV 保护对驱动电源欠压起保护作用，整个驱动电路内置。 OH 保护能防止 IGBT， FWD 过热，在 IPM 内部的绝缘基板上装有温度检测元件，可以检测基板温度。（管壳温度 过 热保护 TCOH）。 R 系列 IPM， IGBT 管芯内设有温度检测元件，对于芯片的异常发热， OH 保护可快速动作（管芯温度过热保护 TjOH）。 与 TCOH相比， TjOH对于 IGBT 管芯异常发热的保护动作时间更短。 ALM 为保护动作时的报警输出，当 TCOH及 下臂 OC， SC，UV， TjOH某些动作时，向 IPM 的控制器发出报警（异常信号），随之停止系统的工作。 下图为应用电路示例 V c c U3V i nY13V c c W9V c c V6V i nU2V i nZ14V i nW8V i nV5GNDU1A L M15GNDW7GNDV4V c c11V i nX12GND10P19N20U21V22W23I P M0.1u 10uV c c0.1u 10uV c c0.1u 10uV c c0.1u 10uV c c0.1u 10u10u0.1u3k5vinininininin200V A CD?M 3 D?B R I D G E 2V C C3knts 27 3光耦外围电路 3.1 控制输入用光耦 光耦规格 请使用满足以下要求的光耦 CMH=CMLgt;15KV/ s 或 10KV/ s TPHL=TPLHlt;0.8 s TPLH-TPHL=-0.4 0.9 s CTRgt;15% (例 )HP 产： HCPL-4505， HCPL-4506；东芝产： TLP759（ IGM），另外，要符合 UL，VDE 等安全认证。 光耦与 IPM 间布线 为使光耦和 IPM 控制端子间布线阻抗最小，布线应最短；由于初，次级间常加有大的 dv/dt，初，次级的布线不要 太靠近，以减少其间的耦合电容。 发光二极管驱动电路 3.2 报警输出用光耦 光耦规格 可使用普通光耦，但满足以下特性为佳。 100%lt;CTRlt;300% 输入限流电阻 光 耦输入侧发光二极管限流电阻为内置， RALM=1.5K，直接接 Vcc=15V时， IF约为 10mA，因此无须外 接限流电阻。但是，要求光耦输出 Ioutgt;10mA 时，请使用 CTR 值足够大的光耦。 光耦、 IPM 间的配线 因报警光耦加有很大的 dv/dt，注意事项与 3.1,3.2 相同。 2注意事项 2.1 控制电源 如图 7， 8 所示，控制电源必须是上桥臂侧 3 组，下桥臂侧 1 组，总计 4 组独立电源。使用市售的电源组件时，电源输出侧的 GND 端子不要互连。 若将输出侧的 GND 接成输出 的 +或 端，电源输入端的接地端互连，可能出现误动作。 另外，应尽量减少各电源与地间的杂散电容。 2.2 4 组电源的结构应互相绝缘（输入部分连接器及印刷电路版） 4 组电源间以及与主电源间都应绝缘，此外，因 IGBT 在开关时有很大的 dv/dt 施加于绝缘上，应确保足够的绝缘距离（建议大于 2mm）。 2.3 GND 的连接 下臂侧控制电源 GND 与主电源 GND 已在 IPM 内部连接，因而绝对不要在 IPM 的外部进行连接。 若再连接，下臂与 IPM 的外部连线间将因 di/dt 引起环 流，可能导致光耦， IPM 的误动作，甚至破坏 IGBT 的输入电路。 nts 28 2.4 控制电源用滤波电容 如图 7， 8 所示，各控制电源均接有 10 F 及 0.1 F 的滤波电容，保持电源平稳，修正线路阻抗，其它地方的滤 波电容也是必要的。 此外，由于从 10 F 及 0.1 F 电容到控制电路的线路阻抗可能引起过渡过程，应尽可能靠近 IPM 端子安装。 应选择频率特性好，阻抗低的电解电容器，将其与高频薄膜电容并联使用效果更好。 2.5 信号输入端子的上拉连接 控制输入应接 20K的上拉电阻连于 Vcc，另外，在内置 制动单元的 IPM 中，当不使用制动时，也应将 DB 输入端 子接 20K的上拉电阻连于 Vcc，否则， dv/dt 可能引起误动作。 2.6 缓冲器 缓冲器直接连到 PN 端子上 P612 封装时，在两侧的 PN 端子上，分别接上缓冲器。 2.7 B 端子 6 封装（无制动单元）类型，建议将 B 端子接到 N 或 P 电位上，避免在悬空状态使用。 1.1 电压范围的考虑 IPM 的指标中规定了主电源电压 ,内有 VDC,VDC(surge),VSC,VCES 等 4 项 ,(内容参见第 2 章的特性术语 ). 根据该 4 项 ,主 电源电压范围如下 : 主电源电压变动范围 :600V 系列 400V 以下 . 1200V 系列 800V 以下。 制动动作电压 : 600V 系列 400V 以下 1200V 系列 800V 以下。 变频器主电源保护动作电压 400V以下 ,包括保护动作延迟时间内的上升应在 450V 以内 .(1200V 系列分别为 800V,900V 以下 )。 开关时最大浪涌电压 :600V 系列 500V(VDC(surge)以下 . 1200V 系列 1000V 以下 . 但是 ,根据上述各值的范围 ,要使浪涌电压在规定的值内 ,应 在最靠近 PN 端子处安装缓冲器。 由于开关时的 di/dt,在 IPM 内部布线的电感上会产生浪涌电压 ,为将最大浪涌电压抑制到 600V(=VCES)以下 要对电路 ,结构 ,元件等进行仔细地设计。 1.2 外部干扰 虽然 IPM内部已对外部噪声采取了相应的措施 ,由于噪声的种类 ,强度不同 ,也不可能完全不发生误动作或损坏的情况 ,因此 ,对加于 IPM 的噪声 ,也要采取足够的措施。 来自装置外的噪声 对 AC 进线加噪声滤波器 ,加装绝缘接地 . 在每相的输入信号与地 (GND)间加 1000pF 的吸收电容 . 装置内部的噪声 整流器外 :与上述相同 . 整流器内 :PN 主端子间加浪涌吸收器 .(在一个整流变换器上接多个逆变器的场合 ). nts 29 2 控制电源 cc 2.1 电压范围的考虑 对 Vcc 已加有欠压保护功能，但还应按以下所述的电压范围使用。 0V 以下 (添加反向电压 ) 控制电路将损坏，绝对不要加反压。 0VVUV+VH， VUV0V 虽然控制电路不会损坏，