DZ170移相全桥型零电压开关PWM电路的设计
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DZ170移相全桥型零电压开关PWM电路的设计,毕业设计
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电子课程设计报告题 目 名 称:移相全桥型零电压开关PWM电路的设计姓 名：_陈晨_专 业：_应用电子技术_班 级：_02002_学 号：_28_同组人 ：_杨静,花孝清,程绪丽_指导教师：_杨慧珠_ 南京工程高等职业电子工程 年 月 日 移相全桥型零电压开关PWM电路的设计 -开关电源的典型设计摘 要：该文设计了一种典型的软开关电源电路,采用分立元件构成的移相全桥型开关电源的设计方案，包括此电路的主电路设计和控制电路设计,还采用了保护电路设计和功率因数校正电路设计。主电路为移相全桥型,变压器的利用率高。控制电路为脉宽调制控制方式,体积小，重量轻，效率高。电路设计紧凑，减小了分布参数，使电路工作时的电压和电流应力明显减小，从而提高了电路的性能，并降低了电磁干扰。该结构方案实现了双面散热，从而降低了散热热阻，提高了可靠性。文中给出了这种电路的实际实验结果，电路工作正常，达到了预期的性能。 关键词：主电路；控制电路；保护；校正 目录前言 1 背景与目的 2 技术指标 3 研究方案与技术路线第一章 研究课题的背景第二章 主电路的原理 1 电流连续工作模式 2 电流断续状态第三章 开关电源控制系统的原理 1 理想开关模型 2 状态空间平均模型 3 小信号模型. 4 系统传递函数的求解 5 PWM环节第四章 实例分析 1 主电路设计 2 控制电路的设计第五章 热设计与电磁兼容性设计 1 热设计 2 电磁兼容性设计第六章 技术发展及实验分析 1 技术发展 2 实验分析结论 参考文献前言1 背景与目的 开关电源的前身是线性稳压电源。在开关电源出现之前，各种电子装置，许多电器控制设备的工作电源都采用线性稳压电源。由于计算机等电子装置的集成度不断增加，功能变强，体积变小，因此这种体积小，重量轻，效率高，性能好的新型电源-开关电源得以诞生。 由于和线性稳压电源相比，开关电源在绝大多数性能指标上都具有很大的优势，因此，目前除了对直流输出电压的纹波要求极高的场合以外，开关电源已经全面取代了线性稳压电源。计算机，电视机，各种电子仪器的电源几乎都是开关电源的一统天下。2 技术指标 （1）输入参数 a 输入电压 国内应用的民用交流电源电压三相为380v，单相为220v；出口到国外的电源根据出口国电压标准，当输入电压为直流时，理论上允许使用范围：240-600v，实际变化范围应在满足实际要求的前提下尽量小。 b 输入频率 我国民用和工业用电的频率是50Hz，航空，航天及船舶用的电源采用交流400Hz，输入电压为单相或三相115v。 c 输入电流 通常包括额定输入电流和最大输入电流两项。是输入开关接线端子熔断器和整流桥等元件的设计依据。 d 输入功率因数和谐波 采用单向有源功率因数校正技术，附加成本低，可以很容易的使输入功率因书达到0.99以上。输入谐波电流小于5%，或采用单开关三相PFC技术，功率因数达到0.95左右，或采用无源PFC技术，功率因数达到0.9左右。 e 输入相数 当开关电源的功率为3-5kw时，可以选用单相输入，以降低主电路器件的电压等级，从而降低成本；当功率大于5kw时，应选用三相输入，以避免引起电网三相间的不平衡，同时也可以减小主电路中的电流以减低损耗。 （2）输出参数 a 输出电压 给出额定值和调节范围两项内容，在满足实际要求的前提下，电压上限应尽量靠近额定点，电压下限的限制可宽松。 b 输出电流 通常给出额定值和一定条件下的过载倍数，有稳流要求的电源还会指定调节范围，有的电源不允许空载，此时应指定电源下限。 c 稳压，稳流精度 通常以正负误差的形式给出。有三个项目考核：1输入电压调整率。2负载的调整率。3时效偏差。同精度密切的因素是基准源精度，检测元件精度，控制电路中运算放大器等。 d 电源的输出特性 同应用领域的工艺要求有关，相互之间的差别很大，设计中必须根据输出特性的要求来确定主电路和控制电路的形式。 e 纹波 开关电源的输出电压纹波较为复杂，通常按频率带可以分为三类：一类为高频率即频率远高于开关频率的尖刺纹，一类为开关频率纹波，指开关频率附近的频率成分，另一类为低频纹波，频率低于开关频率的成分。纹波的量化方法：纹波系数，取输出电压中交流成分总有效值与直流成分的比；峰峰电压值；按三种频率成分分别计量幅值，可用示波器直接测量；衡重法，该方法强调纹波对工作在300-3000Hz的声音频带内设备的影响，用于评价通信电源的性能指标。 f 效率 是电源的重要指标 式中p为输入有功功率，为输出功率。通常给出在额定输入电压和额定输出电压，额定输出电流条件下的效率，开关电源的损耗如下表： 表0-1 开关电源的损耗损耗种类内容与开关频率密切相关的损耗开关器件的开关损耗，变压器的损耗，电抗器的铁耗，吸收电路的损耗。电路中的通态损耗开关器件的导通损耗，变压器的铜耗，电抗器的铜耗，线路损耗。其他损耗控制电路损耗，冷却系统损 （3）电磁性能指标 电磁兼容性（EMC）包含两方面内容：1，电磁敏感性（EMS），2电磁干扰（EMI）。分别指出电子装置抵抗外来干扰的能力和自身产生的干扰强度。相关标准有国际标准电工委员会（IEC）的电磁兼容标准体系，欧洲联盟标准体系（EN）和美国联邦通信委员会（FCC）标准等我国制定的国家标准（GB），如图IEC标准 表0-2 IEC标准产品类别标准体系 IEC（含CISPR）EN FCC GB 干扰特性信息技术设备（ITE）如计算机，打印机，显示器等 CISPR22EN55022FCC15B类GB9254工业,科研和医疗设备(ISM)CISPR11EN55011FCC18GB4824电视机,收音机,音响器材,录音机等CISPR13EN55013FCC15B类家用电器CISPR14EN55014GB4343抗干扰特性车动工具等通用标准IEC6100-4系列ENA000-4系列GB/T17626系列信息技术设备（ITE）如计算机，打印机，显示器等 CISPR24EN55024GB17618 (4) 其他指标 合理的结构设计,减少体积和重量,提高开关频率,采用软开关技术可有效地降低开关损耗. 通常民用电源的环境温度范围在0-40,工业用电源为-10-50,而军用及航空航天及舰船用则可能达到-55-105. 在海拔(2000m以上)使用的开关电源,在设计过程中应注意加大绝缘的间距.3 研究方案与技术路线 (1) 开关电源的原理图如图所示，开关以一定的时间重复通断，在开关接通时，输入电源，供给负载RL功率；开关断开时输入电源停止向负载供电因此，输入电源间断向负载供电，为使负载能连续得到能量，开关电源中接有储能元件，电感就是储能元件在开关接通时，电感中存储一部分能量，而在开关断开时，电感中存储能量通过二极管释放给负载，则负载就得到连续的能量供给 （2）按TRC控制原理有脉冲宽度调制PWM方式，脉冲频率调制PFM方式和混合调制方式等。TRC控制变换型开关电源的结构框图如图0-2所示。电源结构可分为主回路和控制回路两大部分。主回路是指从电网将能量传递给负载的回路，交流电压经输入滤波器和输入整流电路得到300V的脉动直流电压，该直流电压加到由高压开关晶体管T和T2交替通/断，从而将直流电源变换成高频交变的矩形脉冲波电源，由T将该电压升或降成所需的电压，然后再由次级侧开关整流二级管D2进行整流，经输出滤波器将其平滑成连续的低纹波直流电源。 除主电路外其余部分为控制回路，控制回路的任务是提供开关晶体管基极驱动脉冲，完成稳定的输出电压控制和对电源或负载提供保护并发出警告信号，它通常由检测比较放大电路，电压/脉冲宽度转换电路或电压/频率转换电路，时钟震荡器或恒脉宽发生器，基极驱动电路，过压过流保护电路以及辅助电源等基本电路构成 (3) 设计路线,如下图: 图0-3 设计路线 主电路的设计 控制电路的设计 主电路的选型 变压器的设计电压比铁心的选取绕组匝数绕组导体截面输出滤波电路的设计滤波电感的设计滤波电容的确定开关器件及二极管的设计变压器的二次侧整流二极管的设计开关器件的设计第一章 研究课题的背景 世界各国都普遍重视当前所面临的能源问题,如何节约能源,减少二氧化碳的排放,以使我们人类赖以生存的地球温室化效应减弱,是目前极其严峻的课题.尤其是发达的工业化国家,更应妥善应对日益增多的能源要求.电力负载的高峰逐年增大;核能发电也有隐患,多数国家已觉察出欲充分应对未来电力方面的需求,问题甚多,难度很大. 另一方面,用电高峰时段与深夜电力负载低谷间的差距年年增长,欲维持用电高峰期的电力,不仅需要增加供电设备,而且需要在负载率不佳的状态下勉强利用这些发电设备,因此,发电成本也水涨船高,大幅攀升. 开关电源技术的发展使得上述问题得以缓和,目前,开关电源最主要的市场还在小功率领域,但在中等功率以至较大功率领域,开关电源的优势已十分明显,并已为市场接受.本课题设计的移相全桥型零电压开关PWM电路是目前应用最广泛的软开关之一,它的特点是电路结构很简单,同硬开关全桥型电路相比,并没有增加辅助开关等器件而是仅仅增加了一个谐振电感,就使电路中四个开关器件都在零电压的条件下开通,这得益与独特的控制方法.第二章 主电路的原理 全桥型电路的原理如图2-1所示.全桥型电路存在电流连续和电流断续两种工作模式. 1. 电流连续工作模式 全桥型电路工作于电流连续工作模式时,在一个开关周期内电路经历4个开关状态,如图2-2所示,其中状态2和4时是相同的.电路中的波形如图2-3所示. 全桥型电路中的逆变换电路由4个开关组成,互为对角的两个开关同时导通,而同一侧半桥上下两开关交替导通,将直流电压逆变换成U1的交流电压,加在变压器一次侧.改变开关的占空比,就可以改变整流电压ud的平均值,也就改变了输出电压U0.每个开关通断时承受的峰值电压均为Ui. t0-t1时段:电路处于开关状态1,S1,S4通,二极管VD1,VD4通,电感电流经变压器绕组W2,二极管VD1与VD4,滤波电容C及负载R，电感电流增长， t1-t2时段:电路处于开关状态，所有开关都处于断态，变压器绕组W1中的电流为，电感通过VD1,VD4,和VD2,VD3续流，每个二极管流过电感电流的一半电感的电流逐渐下降 t2-t3时段:电路处于开关状态，S,S通,二极管VD,VD通，电感电流经变压器绕组W2,二极管VD与VD,滤波电容C及负载R，电感电流增长， t3-t4时段:电路处于开关状态，与开关状态相同若S1,S与S,S的导通时间不对称，则交流电压中将含有直流分量，会在变压器一次电流中产生很大的直流分量，并可能造成磁路饱和，故全桥型电路应注意避免电压直流分量的产生，也可以在一次回路中串联一个电容，以阻断直流电流为了避免上下两开关在换相过程中发生短暂的同时导通而造成短路损坏开关，每个开关各自的占空比不能超过，并应留由余量当滤波电感的电流连续时（） 式2-1在全桥型电路中，占空比定义为（） 式2-2电流断续状态此时电路在个开关状态周期内经历个开关状态，如图-所示,电路中的波形如图2-5所示.电流断续状态电路的工作过程为 t0-t1时段:电路处于开关状态1,S1,S4通,二极管VD1,VD4通,电感电流经变压器绕组W2,二极管VD1与VD4,滤波电容C及负载R，电感电流增长， t1-t2时段:电路处于开关状态，所有开关都处于断态，变压器绕组W1中的电流为，电感通过VD1,VD4,和VD2,VD3续流，每个二极管流过电感电流的一半电感的电流逐渐下降直到t2时刻,电感电流降为0. t2-t3时段:电路处于开关状态3,电感电流保持0值,电容C向负载R供电直到t3时刻,开关S,S通. t3-t4时段:电路处于开关状态4，S,S通,二极管VD,VD通，电感电流经变压器绕组W2,二极管VD与VD,滤波电容C及负载R，电感电流增长， t4-t5时段:电路处于开关状态5，与开关状态相同 t5-t6时段:电路处于开关状态6，与开关状态3相同全桥型电路电感连续的临界条件为 L/(RTS/2)(1-D)/2 式2-3而输出电压与输入电压的电压比为 U0/Ui=N2/N1(1+4K -1 )/2K) 式2-4式中 K=2L/(D2RTs/2) 式2-5 电感电流断续时,输出电压U0将随负载电流减小而升高,在负载为0的的极限情况下,U0=UiN2/N1. 所有隔离型开关电路中,采用相同电压和电流容量的开关器件时,全桥型电路可以达到最大的功率,因此该电路常用于中大功率的电源中. 第三章 开关电源控制系统的原理 开关电源中,普遍采用负反馈控制,使其输出电压或电流保持稳定,并达到一定的稳压或稳流精度.因此开关电源的主电路及反馈控制电路构成了一个自动控制系统,其典型的结构如图3-1所示.控制电路的设计就是围绕这一个自动控制系统展开的. 根据自动控制原理,电路和电子学的的知识,开关电源控制系统中多数环节的传递函数都可以比较容易地得到,而较困难的是主电路的建模.根据对开关电路的理想化方法和抽象程度,可以建立三个不同层次的开关电路模型,它们分别是理想开关模型,状态空间平均模型和小信号模型. 1理想开关模型 真实开关电路中的开关器件并非理想,其开通和关断都需要经过一定的过程和时间,通态存在压降,断态有漏电流.但这些非理想因素对控制系统的特性影响不大,因此在建模时,可以忽略这些非理想因素,认为开关是理想的,即开通和关断过程的时间为0,通态压降为0,断态漏电流为0.这样得到的模型是理想开关模型. 2. 状态空间平均模型 根据开关处于通态和断态时各自的状态方程及所占时间的比例,将理想开关模型式中两个不同时间段的方程按各自的时间比例加权平均,即可得到在一个开关周期内,系统近似的平均状态方程,该状态方程所刻画的模型即为系统的状态空间平均模型. 状态空间平均模型的方程是定常的,容易得到其解析解,可以获得对一类控制系统具有普遍意义的结果对开关电源控制系统的分析和设计十分重要,也很有效. 3. 小信号模型 控制电路通过调节占空比D来控制电路,在这种情况下,占空比D就是开关电路的一个输入量,而且是随时间变化的量,习惯上用d表示,而D表示固定占空比.在占空比为输入量的情况下,状态空间平均模型不是线性的,这表现在状态变量和控制量间存在耦合.在进行系统的分析和设计时,通常需要首先对系统进行局部线性化,使系统实现解耦.这样就得到了小信号模型. 4.系统传递函数的求解 理想开关模型,状态空间平均模型和小信号模型中,只有小信号模型的状态方程是线性定常的一阶微分方程组,可以用来建立开关电路的传递函数. 对小信号方程模型状态方程进行拉普拉斯变换,可得复频域的小信号模型状态方程,经整理,则可以得到小信号模型状态方程在复频域的解,其中包含状态变量与输入扰动量间的传递函数,以及状态变量与控制量间的传递函数. 5. PWM环节 在开关电源控制系统中,调节器的输出u为直流电平,与锯齿波uS相比较,得到占空比D随u变化的PWM信号,其原理图如图3-2所示.因此PWM环节将控制量u由电压信号转换为时间信号D. 设uS上升段的斜率为k,则占空比D与直流电平u间的关系为 D=u/(kT) 式3-1 则传递函数为 D/u=1/kT 式3-2 第四章 实例分析 如一移相全桥型零电压开关PWM电路的技术要求: 输入电压:交流三相38010%V,50Hz. 输出电压:额定直流220V,调节范围160-280V. 输出电流:最大10A. 输出纹波:纹波系数不大于0.5% 工作系数:0-40. 1. 主电路设计 (1) 主电路的选型 该电源最大输出功率为10280W=2800W,属于功率较大的开关电源,因此应选取全桥型电路;输出电压最高为280V,考虑到二极管的耐压,变压器二次侧应采用全桥型整流电路. (2) 变压器的设计 a电压比kT:电压比的计算按式 kTUminDmax/(Uomax+U) 式4-1 Uimin取输入电压下限时的整流电压,并减去该电压波动量的一半,即440V.Dmax同控制电路有关,此处选为0.9.Uomax选为最高输出电压280V,U选2V.将以上式代入上式得 kT1.4 式4-2 b 铁心的选取:按式 AwAePT/(fSBdCkC) 式4-3 计算铁心截面积-窗口面积的积,其中PT取2800W,开关频率fS取50kHZ,铁心材料选为铁氧体,其B取0.2T,导体电流密度dC选取4A/mm2,窗口填充因数kC选取0.5.将这些数据代入上式4-3,得 AwAe1.410-7m4 式4-4 按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册,可以选取铁心型号为EE65,其铁心截面积为3.810-4m2,窗口面积为4.8910-4m2,铁心截面积-窗口面积的积为1.8610-7m4,可以满足要求. c 绕组匝数:选定铁心后,便可按式 N=Sv/(BAe) 式4-5 计算绕组匝数. N2=37匝 式4-6 一次绕组匝数可由二次绕组匝数和电压比推算得到,为 N1=52匝 式4-7 d 绕组导体截面积:根据式 Ac=I/dc 式4-8 可得二次绕组的导体截面积为 Ac2=2.510-6m2 式4-9 根据电压比可以算出一次绕组导体的截面积为 Ac1=1.8mm2 式4-10 (3) 输出滤波电路的设计 a. 滤波电感的设计:按式 L=Uimax/(2kTfSI) 式4-11其中输出电压最大值Uomax取280V,开关频率fS为50kHZ,允许的电感电流最大纹波峰峰值I取最大输出电流的20%,即2A,计算得 L=710-4H =0.7mH 式4-12计算出电感值后根据电感值和流过电感的电流.按式 AeAwLImaxmax/(Bmaxkcdc) 式4-13选定电感铁心,其中,电感L取0.7mH;电感电流最大有效输出值Imax取最大输出电流10A,电感电流最大峰值max取最大输出电流加上电感电流最大纹波峰峰值的一半,即11A;磁路磁通密度最大值Bmax取0.3T;电感绕组导体的电流密度dc取4A/mm2;绕组在铁心窗口中的填充因数kC取0.5.计算得铁心磁路截面积与窗口面积的乘积AeAw应满足 AeAw1.2810-7m4 式4-14 按照铁氧体铁心生产厂家提供的手册,可以选择铁心型号为EE55B,其铁心截面积为3.5710-4m2,窗口面积为3.6910-4m2,铁心截面积-窗口面积的面积为1.3210-7m4,可以满足要求. 再按式 NL=Lmax/(BmaxAe) 式4-15计算绕组匝数为 NL=72匝 式4-16按式 l=0NL2/L 式4-17计算气隙,其中0为真空磁导率,其数值为410-7H/m,得 l=3.310-3m =3.3mm 式4-18注意到铁心由两半对合而成,气隙长度l应为2倍的铁心间距,因此铁心间距应取1.6mm.根据电感电流和预先选定的电流密度,可以计算出电感绕组的导体截面为 ACL=2.5mm2 式4-19b 滤波电容的确定 由于已知电感电流最大纹波值,可以假设电感电流最大有效值为I/22=0.7,而输出电压最大纹波有效值取为输出电压下限值的0.5%,即U=160V0.5%=0.8V,可以按式 C=RES2+(wLES-1/(wC)2 式4-20计算出滤波电容的阻抗为 C1.1 式4-21 一种标称电容量为470F,耐压为400V的电解电容器,其实测容值为416F,串联等效电阻约为0.5,串联等效电感约为0.5H.纹波电流频率为100kHZ时,该电容的等效阻抗为0.6,故采用该型号电容一个即可. (4) 开关器件及二极管的设计 1)变压器二次侧整流二极管的设计:二极管承受的反向电压最大值为整流电压最大值除以变压器变压比,取422V,考虑到二极管关断时会有过电压,并考虑到输入电压的浪涌等因素,因此选取二极管的耐压不低于600V. 流过二极管的峰值电流按式 Dmax =IOmax+1/2 式4-22设计得Dmax =11A 流过二极管的最大平均电流按式 IDmax =1/2IOmax 式4-23设计得Dmax =5A所选取的二极管允许的峰值电流应大于11A,平均电流应大于5A. 根据二极管的平均电流可以按式 PDon=IDmaxUD 式4-24 估算其通态损耗,其中二极管通态压降UD根据有关产品手册取2V,则 PDon=10W 式4-25 二极管的开关损耗根据经验,按通态损耗的1.5-2倍估算,即 PDS=20W 式4-26 按式 RthJ-C+RthC-A(TJM-TAM)/(PDon+PDS) 式4-27根据二极管的损耗功率和器件的结温上限及环境温度的上限可以计算出允许的散热热阻的上限,其中环境温度上限为40,结温上限取120,得 RthJ-C+RthC-A2.6K/W 式4-28 二极管的结壳热阻加散热器热阻不能超过2.6K/W,这是选取二极管及其散热器的依据 根据快速恢复二极管生产厂家提供的手册,一种型号为DSEI12-06A的二极管,其反向耐压为600V,正向电流14A,结-壳热阻RthJ-C为2K/W,其管壳与散热器的接触热阻典型值为0.5K/W,这样,散热器台面到环境的热阻就不能大于0.1K/W,这意味着要有较大的散热器,并需要强制冷风,不太合理.因此,选择另一种电流容量更大的型号为DSEI 30-06A的二极管,其反向耐压为600V,正向电流为37A,结-壳热阻 RthJ-C为1K/W,管壳与散热器的接触热阻典型值为0.25K/W,散热器台面到环境的热阻应小于1.35K/W.如果4个二极管安装在同一散热器上,并使用了绝缘垫,则应考虑绝缘垫的热阻,并且散热器热阻应按1个二极管计算值的1/4选取. 2) 开关器件的设计:开关器件选取电力MOSFET,其耐压为输入电压整流后的峰值为590V,考虑到关断时的过电压以及输入电压的浪涌,开关器件的耐压取800V以上. 流过开关器件的峰值电流按式 Smax=(IOmax+1/2)/kT 式4-29计算为Smax=7.8A 流过开关器件的最大平均电流按式 Smax=(1/2IOmaxDmax)/kT 式4-30 计算为 Smax=3.2A所选开关器件的允许峰值电流应大于7.8A,平均电流应大于3.2A. 电力MODFET的通态损耗应按其电流有效值计算,考虑到计算的简单,可以用开关电流峰值的1/2来计算,即开关器件的通态损耗为 PSon=I2SmaxRDSon 式4-31 =18.15W式中,ISmax为开关器件电流有效值,即5.5A,RDSon为开关器件通态电阻,根据手册选取为0.6. 开关器件的开关损耗可以按通态损耗的1-1.5倍估算,得器件的结温最大值TJM取120环境温度上限TAM为40,得 RthJ-C+RthC-A2.2K/W 式4-32 在电力MOSFET生产厂家提供的手册中,查到型号为IXFH15N80的器件,其耐压为800V,电流为15A,通态电阻0.6,结-壳热阻RthJ-C为0.7K/W,其管壳与散热器的接触器的接触热阻典型值为0.5K/W,这样每个MOSFET所需散热器的热阻应小于1.25K/W. 另外增加一个谐振电感,使电路中4个开关器件都在零电压的条件下开通. 至此,主电路参数设计完毕,设计结果如图4-1所示. 2.控制电路的设计 由主电路的设计可知如图4-2以下参数. 图4-2所示电路的状态空间平均等效电路如图4-3所示.该电路输出电压u0与占空比d间的传递函数可以根据以下得到 C(s)/d(s)=ui0/kT/(LCs2+sL/R+1) 式4-33 =(280/(52/37)/(0.710-347010-6s2+0.710-3s/(52/37)+1) =199.23/(3.291O-7s2+4.9810-4s+1) 设PWM环节中锯齿波的幅值为1V,频率为100kHz,则PWM环节的传递函数为 d/u=1 式4-34 设电压基准源的电压值为220V,而额定输出电压值为220V,则可选择反馈系数为1.采用PI调节器时,控制系统的结构如图4-3所示. 取PI调节器的零点位于滤波环节的谐振角频率处,即1/(R2C1)=1/LC,取C1=1uF,则R2=573,取R2=600,见图4-4 画出该系统的博德图4-5所示. 比例系数KP为0.003较合适,即R1=200K.此时,开环幅频特性的谐振幅降到0dB以下,系统的相位余量约为100,可以预料,系统的阻尼会比较大,超调较小,而响应速度偏慢. 如果采用PID调节器,则有两个零点需要确定,根据开环博德图可以确定,其中一个零点仍置于滤波环节的谐振角频率处,另一个零点则置于第1个零点约1/3频率处较好如图4-6.这时,调整比例系数KP,使开环幅频特性与0dB线的相交点位于wc=104rad/s处,相位余量仍然有80.可以预料,该系统的开环截止频率较PI调节器高得多,因此动态响应速度要加快许多. 第五章 热设计与电磁兼容性设计 1.热设计 热设计的好坏直接关系到开关器件,电解电容等温度敏感元器件的工作温度,因此对电源的可靠性至关重要. 1) 结-壳热阻RthJ-c的选择原则 (1) 电流容量较大的器件通常有较小的热阻,而且通态压降也低,使的发热功率降低,有利于降低温升,但容量较大的器件成本较高. (2) 采用器件并联或电路多重化技术,可以成倍降低热阻,其原理图如图所示,因为器件并联或电路多重化以后,每个器件的热阻虽然没有变化,但是热量被分散于多个散热通道中,相当于多个相同的热阻并联,等效热阻值明显下降.但采用这种办法成本也将成倍提高,而且这时必须考虑的器件的均流问题. 2) 散热器热阻的RthC-A的设计原则 (1) 采用散热面积较大的散热器,可以得到较低的热阻,单增加了体积和重量,而且成本也提高了. (2) 采用强制冷风并提高空气的流速可以达到更好的散热效果,但成本会增加,而且在某种程度上降低了系统的可靠性,并令噪声明显增大.通常在小容量电源中多采用空气制冷,但在功率大于500W-1KW的开关电源中,应采用强制风冷. (3) 合理的散热设计有可能达到事半功倍的效果.因此,热设计应该在满足结温不超标的前提下,将性能与成本结合考虑,达到综合最优. 3) 变压器和电抗器的设计 变压器和电抗器在工作中也会产生损耗,并以热的形式向环境中散发,铁心和绕组的温度都会升高.由于铁心材料特性,绕组绝缘材料特性等的限值,变压器和电抗器的温度不能过高,因此必须进行合理的热设计,在保证可靠性和经济性的前提下,使变压器和电抗器在合理的温度下正常工作.表6-3给出了不同等级的变压器所允许的工作温度上限. 变压器和电抗器的损耗可以分为铁损和铜损两部分. (1) 铁损又可以分为磁滞损耗和涡流损耗两部分.一般来说,磁滞损耗和工作功率成正比.开关电源中变压器和电抗器通常采用铁氧体,非晶或纳米晶体材料为铁心,这些铁心材料的生产厂商通常都会提供在常用工况下其材料的比损耗曲线,既单位重量或单位体积的损耗功率值，这给设计工作带来很大方便，设计时只需要根据工作效率，最大工作磁通密度等参数，在曲线中查出对应的比损耗值，在乘以所选磁心的重量或体积即可。 (2）变压器和电抗器的铜损与绕组的电阻有关,是电流流过绕组导体电阻产生的损耗.由于工作频率较高,高频电流倾向于集中在导体的表面,而中心部分电流密度较低,因此导体对高频交流电流的电阻会大于导体的直流电阻. 变压器和电抗器可以放置在风道中,以加强散热.但最主要的还是要设法降低其发热量,通过合理地选择铁心材料和设计绕组,可以最大限度的降低其损耗,从而减少发热. 2.电磁兼容性设计 1)降低电磁干扰 开关电源的电磁兼容性设计主要从传导和辐射两个方面进行. A 降低差模传导干扰可以在电源线间并联电容,可以采用差模滤波器.该滤波器能够更为显著的降低流过电源的差模干扰电流,达到更好的效果. B 降低共模传导干扰可以从两个方面入手,首先应该在电路和结构设计上尽量减小CCOMM,使共模电流减小,从而减小流过电源线与屏蔽地的共模传导电流,另一方面,可以在电路中加入共模滤波器. 2)降低辐射干扰的设计 A低频段,主要是采用磁屏蔽的方法阻止干扰信号的传播,如机箱屏蔽,强干扰元件屏蔽等, B中频段,对于磁场耦合的途径,可以采用磁屏蔽的方法.对于分布电容耦合的途径,可以采取电场屏蔽的方法,这时屏蔽体应采用良导体,而且应接地.对于传导干扰,可以采用在输入和输出端假EMS滤波器的方法,滤除传导干扰, C高频段,通常可以采用在开关器件及二极管两端并联RC吸收电路或降低开关器件开关速度的方法来有效的降低干扰信号的幅值,但都会付出增加开关损耗的代价.软开关技术,可以在提高电路效率的同时大幅度降低干扰信号强度. 第六章 技术发展及实验分析 1 目前，电力电子技术在器件、电路及控制这3个主要的支柱技术方面都取得了长足的发展，并逐渐趋向成熟，当前的主要问题是电力电子装置设计、工艺的复杂性同各应用领域对电力电子技术迫切的需求之间的矛盾13。随着电力电子装置技术性能和要求的提高，其设计难度越来越大、设计周期越来越长、设计成本越来越高，这些问题严重阻碍了电力电子技术的发展和应用领域的拓展。 解决这一问题最为有效的途径，是采用系统集成的方法使多种电力电子器件组合成为标准化模块，并封装为一体，构成集成电力电子模块4。通过集成，可以使复杂的电路转化为外部结构相对简单的小型化器件功能模块。集成技术对设计中的技术和工艺的难点进行了“封装”，使设计人员不再需要过多地介入模块内各部分的具体细节，而是通过选择一个或几个集成标准化模块并适当组合，就可完成装置的设计，相应的安装、调试过程也大为简化。原有装置中的诸如分布参数、电磁兼容等关键技术问题也可通过模块的整体优化设计加以解决，从而全面提高电力电子装置的技术性能和可靠性，使结构更复杂、功能更丰富的电力电子系统成为可能，进一步拓展电力电子技术的应用领域。 因此，电力电子集成技术具有美好的前景和重要的研究价值，是电力电子技术的未来发展方向。 所谓电力电子集成技术，是指用集成化的方法将构成电力电子系统的功率器件、相应的驱动、保护、控制电路以及辅助电源、传感器、无源元件等以组合的形式封装为1个独立整体，成为1个功能相对完整的、具有一定通用性的元件。利用集成模块，可以方便灵活的构成各种不同性能要求和应用目的的电力电子装置与系统。这一概念如图1所示意。 就目前的封装技术水平而言，可以有以下几种不同的混合集成技术方案： （1）控制、驱动和功率电路均采用商品化的元件 即所有的元器件都采用已经封装的形式，经过合理的结构和电路设计，经二次封装形成集成模块。这种集成方法达到了解决技术难点、提高灵活性、降低装置设计难度和成本的目的，具有一定的实用价值。 （2）控制和驱动电路采用商品化元件，而功率电路采用未封装的裸片(Die) 由于功率元件采用未封装的芯片，因此可以通过改进布线工艺较好的解决功率电路的寄生参数和电磁兼容问题，显著提高性能。目前，
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