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毕业设计
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DZ173直流斩波器,毕业设计
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电力电子课程设计 - 1 - 直流斩波器 1 方案论证 1.1 主电路方案论证 1.1.1 方案 1:升压斩波电路 升压斩波电路的基本原理 工作原理 : 假设 L 值、 C 值很大 ， V 通时， E 向 L 充电，充电电流恒为 I1，同时 C 的电压向负载供电，因 C 值很大，输出电压 Uo为恒值，记为Uo。设 V通的时间为 ton，此阶段 L 上积蓄的能量为 EI1ton V 断时， E 和 L 共同向 C 充电并向负载 R 供电。设 V 断的时间为toff，则此期间电感 L释放能量为 （ 1-1） EVRL VDUoi oCi 1a) 图 1-2 升压斩波电路及其工作波形 a）电路图 b）波形 稳态时，一个周期 T 中 L 积蓄能量与释放能量相等 ，得 （ 1-2） 输出电压高于电源电压，故称升压斩波电路。也称之为 boost变换器 进一步分析： a L 储能之后具有使电压泵升的作用 b 电容 C可将输出电压保持 nts电力电子课程设计 - 2 - 1.1.2 方案 2:降压斩波电路 斩波电路的典型用途之一是拖动直流电动机，也可带蓄电池负载，两种情况下负载中均会出现反电动势，如图 1-3 中 Em所示 。 为使 io连续且脉动小，通常使 L 值较大 。 数量关系 电流连续时，负载电压平均值 （ 1-3） a 导通占空比，简称占空比或导通比 Uo最大为 E，减小 a， Uo随之减小 降压斩波电路。也称为 Buck变换器 。 负载电流平均值 I=Ud/R （ 1-4） 电流断续时， Uo平均值会被抬高，一般不希望出现 斩波电路三种控制方式 a 脉冲宽度调制（ PWM）或脉冲调宽型 T 不变，调节 ton， 应用最多 b 频率调制或调频型 ton不变，改变 T c 混合型 ton和 T 都可调，使占空比改变 EV RLVDMEmUoi oa) nts电力电子课程设计 - 3 - 图 1-1 降压斩波电路的原理图及波形 a）电路图 b）电流连续时的波形 c）电流断续时的波形 1.1.3 升压斩波电路和 降压斩波电路 比效 因为本设计的思想是将电网供电电压为单相 220V 的交流电变为输出电压 U0在 50-200V 之间可调的电压，根据对上面两种基本斩波电路原理的简叙和其波形图，容易发现降压调节电路非常容易满足设计要求，但升压电路则与所提供的电源以及要求输出 U0不合。因而，不宜采用升压电路。对比 可知，本设计应采用方案 2。 nts电力电子课程设计 - 4 - 1.2 控制电路方案论证 1.2.1 方案 1 采用集成芯片 SG3525来设计电路 SG3525 其集成芯片包含了保护电路，驱动电路，只需要将斩波主电路和同步信号产生电路加人其中即可。 另外，采用 IGBT 作为控制开关，其速度相当高，开关损耗小，在电压 1000V以上， IGBT 的开关损耗只有 GTR 的十分之一，与电力 MOSFET相当。在相同的电压和电流的情况下， IGBT 的安全电压较大，而且具有耐压脉冲。 IGBT 的通态压降比 MOSFET 要小，特别是在电流较大的区域。 IGBT 输 入的阻抗高。 交流电源整流电路斩波主电路S G 3 5 2 5控 制 电 路负载从以上方框图可以看出：使用集成电路结构简单明了，并且使用集成电路还有一个更加优越的特性，那就是其可靠性好，体积小，功耗低，调试方便。 1.2.2 方案 2 采用分立式器件来设计电路 如果选用分立式器件来设计电路，电路框图如下所示。从 方框图 可以看出此种方案涉及的电路单元太多，电路结构趋于复杂，对于设计、产品的开发有是极其不利的。 交流电源整流电路斩波主电路控 制 电 路M 5 7 9 6 2 L 型驱 动 电 路负载保 护 电 路P W M 信 号产 生 电 路综合上述两种方案的优缺点，明显体现出了方案 1 极大的优 越性，所以方案 1为本设计电路首 选 。 nts电力电子课程设计 - 5 - 2 主电路设计及其原理说明 2.1 整流电路的设计 电路原理图如下 1 2 3 4 5 6ABCD654321DCBAT i t l eN u m b e r R e v i s i o nS i z eBD a t e : 1 4 - J u n - 2 0 0 6 S h e e t o f F i l e : F : 文娟 课程设计 电力电子 直流斩波 .dd bD r a w n B y :T 2 2 0 2 2 01234D+ C32 2 0 0 F C40 . 3 3 F2.2 降压斩波电路的设计 2.2.1 电路原理图及波形 降压斩波电路（ Buck chopper)的原理图及工作波形如图 A 所示。图中 V 为全控型器件，选用 IGBT。 D为续流二极管。由图 A（ b）中 V的栅极电压波形 UGE 可知，当 V 处于通态时，电源 Ui 向负载供电 ,UD=Ui。当 V 处于断态时，负载电流经二极管 D 续流，电压 UD 近似为零，至一个周期 T 结束，再驱动 V 导通，重复上一周期的过程。负载电压的平均 值为： （ 2 1） 式中 ton 为 V 处于通态的时间， toff 为 V 处于断态的时间 ,T 开关周期 ,为导通占空比，简称占空比或导通比（ ton/T）。由此可知，输出到负载的电压平均值 UO 最大为 Ui，若减小占空比，则 UO随之减小，由于输出电压低于输入电压，故称该电路为降压斩波电路。 RLUD C1DVC EG1U OU i(a) 电路图 nts电力电子课程设计 - 6 - 图 A 降压斩波电路原理图及波形 本直流斩波电路作用是将直流电压转换为 50 至 200V 可调的直流电压，其工作原理是：当控制脉冲使 Q2 导通后，电容 C 开始充电，输出电压 U0加到负载 R 的两端， 在电容 C充电的过程中，电感 L 内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加，此时，续流二极管 D因反向而截止，经过时间 Ton 后，当控制信号使截止时，中电流减小，在两端的感应电动势使导通，中储存的磁场能量通过续流二极管传送给负载，当负载中电压低于电容两端的电压时，便向负载放电，经过时间 off 后，控制脉冲又使 Q2 导通上述过程重复发生 nts电力电子课程设计 - 7 - 3 控制电路的设计 3.1 脉宽调制电路的设计 根据 IGBT 的特点，采用脉宽调制（ PWM）控制方式对开关管的占空比进行控制 . 3.2 驱动电路的设计及 其原则 由于驱动 IGBT 所需要的功率较大，由 SG3525 产生的 PWM 信号不能直接驱动 IGBT，因此必须要设置驱动电路，一个理想的 IGBT 驱动电路要有以下的原则： 1. 动态的驱动力强，能为 IGBT栅极提供具有前后沿的驱动脉冲， IGBT会在导通及关断时产生较大的开关损耗，特别是在斩波电路中，由于其工作频率较高使开关损耗更为突出。 因此，驱动电路必须具有足够是瞬时电流吞吐能力，才能使 IGBT 栅极电压建立和消失的够快，从而使开关损耗降到最低。 2. 能向 IGBT 提供适当的正向和反向栅压， IGBT导通后的管压降与所加的栅源电压 有关，在漏电压一定的情况下， UGB 越高， UDB 就越低，器件的导通损耗就越小，这有利于充分发挥管子的工作能力，但是，并不是 UGB越高就好，一般不允许超过 20V，因为如果一发生过流或者短路，栅压越高，电流的幅值就越大， IGBT 的损坏的可能性就越大，通常，综合考虑取 UGB为 15V。 IGBT在关断的期间，由于电路中的其他部分在工作，会在栅极产生一些高频振荡信号，这些信号轻则会使本该截止的 IGBT 处于微通的状态，增加管子的功耗，重则使电路处于直通的状态，因此，在处于截止状态的 IGBT加一个反向的电压，一般是 5 到 15V，使 IGBT 在栅极出现开关噪声时仍然可以关断。 3. 有足够的输入输出隔离能力，由于 IGBT 与工频电网有直接电的联系，而控制电路一般不希望如此，因此驱动电路具有电隔离能力可以保证设备的正常工作，同时也有利于维修调试人员的安全，但是，这种隔离是不能影响正常工作的。 4. 当 IGBT 处于负载短路时或过流状态时，能在 IGBT 允许是时间内通过逐渐降低栅压自动抑制故障电路，实现 IGBT的软关断，当 IGBT处于负载短路或过流状态时，过高 di/dt 会产生过高的电压尖峰，使 IGBT 承受不住而损坏，因此驱动电路应该具有定时栅压的控制能 力，由于电路中电容的存在， IGBT 在导通时会出现尖峰电流，驱动电路的逻辑栅压应能够抑制这一瞬间的尖峰电流，并在尖峰电流过后，恢复正常栅压，以保障电路的正常工作。 根据以上的原则，本设计选用光耦合驱动芯片 HL402作为驱动电路，nts电力电子课程设计 - 8 - 他的运行频率为 40HZ，具有软降栅压，软关断等功能。同时， HL402的保护电路比较齐全。他设置了三个可控的时间电路以控制、延迟栅压时间和软关断时间，当过流出现时，可立即或延迟降低栅压，限制了过流值的继续增大，防止了过流瞬间造成的锁定现象，随着栅极电压的降低， IGBT 进入放大区，其压降有 所增加，短路电流明显的减小，短路的承受时间被延长， IGBT 能在延长的时间内判断是否为真的故障电流，如果是瞬时的过流，可在过流结束后立即将栅压恢复到正常栅压，如果是真的过流，可在延长的时间的末端将栅极电压软关断，切断过流。 3.3.3 控制电路方框图 P W M 脉 冲 信号 调 制信 号 给 定信 号 放 大并 驱 动控 制 信 号输 出 控制电路如下： C 11845236791 01 11 21 31 41 51 6135791 11 31 51 71 924681 01 21 31 51 61 82 0H L 4 0 2C 3 C 4+ 2 5 V0 V+ 1 5 V+ 1 5 VR 1负 反 馈R 2S G 3 5 2 5R 7R 4C 2R 6R 3R 5R 1 9R 1 1C 5R 8D 1I G B TD W 3D W 2R 1 2C 6C 7C 8C 9R 9D W 1原理简要： 本 控制电路 是 以 SG3525 为核心构成 ,SG3525 为 美国 Silicon General 公司生产的专用 ， 它集成了 PWM 控制电路 ,其内部电路结构及各引脚功能如 图 2(a)所示 ,它采用恒频脉宽调制控制方案 ,内部包含有精密基准源 ,锯齿波振荡器 ,误差放大器 ,比较器 ,分频器和保护电路等 .调节 Ur 的大小 ,在 11,14 两端可输出两个幅度相等 ,频率相等 ,相位相差 , 占空比可调的矩形波 (即 PWM 信号 ).然后，将脉冲信号送往芯片HL402，对微信号进行升压处理，再把经过处理的电平信号送往 IGBT，对其触发，以满足主电路的要求。 nts电力电子课程设计 - 9 - 4 主电路参数计算和元器件的选择 4.1 开关管 IGBT的选择 （ 1）、开关管 IGBT 的耐压值，当开关管截止时，续流二极管导通，稳压电源的全部输入电压都加在开关管的集射极间，因此，开关管的耐压值 VCBO必须大于前级整流电路的输出电压 Uwi，考虑到其他因素的影响，开关管集射级间电压 按下式选取： （ 2） .当开关管导通时，负载电流及电容充电电流都通过开关管，因此开关管的集电极电流必须大于负载电流，开关管的最大集电极 IB可由下式求得： 式中 I0为负载的电流， Uwi为整流输出电压， toff为开关管的截止时间 （ 3） .续流二极管的选择 当开关管截止时，续流二极管导通， 滤波电感内存储的能量通过续流二极管传输到负载由此可知，续流二极管的正向额定电流必须大于开关管的最大集电极电流当开关管饱和时，集电极间的电压可以忽略不记，续流二极管的耐压值必须大于前级整流电路的输出电压 Uwi （ 4） .电感的选取 电感可以由下式求得， 式中 U0为输出电压， Ui是输入电压， omin为电感续流的临界负荷电流。 （ 5）、输出电容可以按照经验值取 1000 F/A （ 6）、根据以上的原则，我们先设占空比为， 0 1，要得到U0的输出值在 50V到 200V 可调，此时如果取 U0 取最大值为 200V，由降压斩波电路的参数 Ui = U0，将变压器的变比定为 10： 1，则整流输出电压大概为 22V 0.9=19.8V，由 Ui = U0 此时如果选择=0.396，则输出电压 U0为 50V，如果选择 =0.1 时可以得到输出电压约为 200V，符合条件。 因此，我们选择变压器的变比为 10： 1， nts电力电子课程设计 - 10 - 5 芯片资料 5.1 HL402 结构图 工作原理 HL402的原理框图如图 2 所示。图中， VL1为带静电屏蔽的光耦合器，用来实现与输入信号的隔离。由于它具有静电屏蔽功能，因而显著提高了 HL402的抗共模干扰能力。图中的 V2为脉冲放大器，晶体管 V3、 V4可用于实现驱动脉冲功率放大， V5为降栅压比较器，正常情况下由于引脚 9输入的 IGBT 集电极电压 VCE不高于 V5的基准电压 VREF而使得 V5不翻转，晶体管 V6不导通，故从引脚 17、 16输入的驱动脉冲信号经 V2整形后不被封锁。该驱动脉冲经 V3、 V4放大后提供给 被驱动的 IGBT 以使之导通或关断。一旦被驱动的 IGBT退饱和，则引脚 9输入的集电极电压取样信号 VCE将高于 V5的基准电压 VREF，从而使比较器 V5翻转后输出高电平，使晶体管 V6导通，并由稳压管 VD2将驱动器输出的栅极电压 VGE降低到 10V。此时，软关断定时器 V8在降栅压比较器 V5翻转达到设定的时间后，输出正电压使晶体管 V7导通，并将栅极电压关断降到 IGBT 的栅极发射极门槛电压，以便给被驱动的IGBT提供一个负的驱动电压，从而保证被驱动的 IGBT 可靠关断。 nts电力电子课程设计 - 11 - 5.1.1 HL402 参数的选择 由于 HL402 内含一个具有静电屏蔽层的高速光耦合器，因而可以实现信号隔离，它抗干扰能力强，响应速度快，隔离电压高。并具有对被驱动功率 IGBT 进行降栅压、软关断的双重保护功能。在软关断及降栅压的同时还将输出报警信号，以实现对封锁脉冲或分断主回路的保护。它的输出驱动电压幅值很高，其正向驱动电压可达 15 17V，负向驱动电压可达 10 12V，因而可用来直接驱动容量为 150A1200V 以下的功率 IGBT。 5.1.2 极限参数 HL402 的极限参数如下： 供电电压 VC： 30V（ VCC为 15 18V， VEE为 10 12V）； 光耦输入峰值电流 If： 20mA； 正向输出电流 IG： 2A（脉宽 2s 、频率为 40kHz、占空比 0 05 时）； 负向输出电流 IG： 2A（脉宽 2s 、频率为 40kHz、占空比 0 05 时）； 输入、输出隔离电压 Viso： 2500V（工频 1min）。 HL402 的电源电压 VC的推荐值为 25V（ VCC 15V， VEE 10V）；光耦合器输入峰值电流 If为 10 12mA。 nts电力电子课程设计 - 12 - 5.1.3 HL402 主要参数 下面是 HL402 的主要电参数： 输出正向驱动电压 VG： V CC 1V； 输出负向驱动电压 VC： V EE 1V； 输出正向电压响应时间 tON1s （输入信号上升沿0 1s ， If 010mA ）； 本设计中， HL402 的主要电参数 及其周围电路参数如下： 高饱和压降的 IGBT（ VCES3 5V）， C5、 C6、 C7的推荐值分别为： C5取3000pF， C6取 200pF， C7取 1200pF，此时降栅压延迟时间 t1约为 2s ，降栅压时间 t2约为 10s ，软关断时间 t3约为 4s 。 C1、 C3的典型值为 0 1F ， C2、 C4为 100F 25V， VD4、 VD5可取 0 5V。 5.2 SG3525 芯片 5.2.1 SG3625 的主要结构图 SG3525 是定频 PWM电路，采用 16 引脚标准 DIP封装。其各引脚功能如图 2(a)所示，内部框图如图 2(b)所示。脚 8为软起动端。 （ a） SG3525 的引脚 nts电力电子课程设计 - 13 - （ b）内部框图 图 2 SG3525引脚及内部框图 各引脚具体功能： 1、 2 脚：为误差放大器正反向输入端，因 3525内部误差放大器性能不好，所以在控制模块中没 有使用。 3 脚：为同步时钟控制输入端， 4 脚：为振荡输出端； 5、 6脚：为振荡器 Ct、 Rt 接入端 ,f=1/Ct(0.7Rt+3Rd 7 脚：为 Ct放电端，改变 Rd 可改变死区时间 8 脚：慢起动，当 8脚电压从 0V 5V 时，脉宽从零到最大。 9 脚：补偿（反馈输入）端， 9 脚的电压决定了输出脉宽大小。 10脚：关闭端，当 10脚电平超过 1V，脉宽关闭。 11、 14 脚：脉冲输出端，输出相位相反的两路脉冲。 12、 15 脚：为芯片接地和供电端 13脚：输出信号供电端。 16脚：输出 +5V基准电压。 nts电力电子课程设计 - 14 - 5.2.3 主要电路及 其功能 1）锁定电路 电路主要作用是当 IC
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