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超声波用开关电源的设计,毕业设计
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0 目录 1 引言 . 1 2 设计方案 . 2 2.1 方案对比选择 . 2 2.2 控制方式的选择 . 2 3 系统结构框图 . 3 4 DSP 外围器件的设计 . 4 4.1 整流滤波电路 . 4 4.2 主控制电路 . 5 4.2.1 56F803 型 DSP . 5 4.2.2 高频逆变单元 . 7 4.2.3 IGBT 驱动模块 . 8 4.3 频率跟踪控制 单元 . 9 4.4 模拟键控制模块 . 10 4.5 保护电路 . 11 4.6 显示电路 . 12 4.7 PWM 产生单元 . 12 5 软件设计与分析 . 14 5.1 主程序流程图 . 14 5.2 模拟控制键子程 序 . 15 5.3 A/D 转换子程序 . 16 6 结束语 . 16 谢辞 . 18 参考文献 . 19 附图 整体电路图 . 20 nts 1 1 引言 随着科学的发展和技术的进步超声波在超声焊接、超声清洗、干燥、雾化、导航、测距、育种等领域的应用日趋广泛。现在的大功率超声波电源大都采用频率跟踪控制或功率控制。这种单一控制方法不仅会降低超声波电源效率，而且会影响输出精度和强度。如何使超声波电源根据实际负载实时，动态调节输出谐振频率和功率，从而保证超声波加工等操作的要求具有重要 的理论研究和实际应用价值。 超声波在工业清洗中的应用是本文设计的重要背景 。 超声波清洗属物理清洗，把清洗液放入槽内，在槽内作用超声波。由于超声波与声波一样是一种疏密的振动波，在传播过程中，介质的压力作交替变化。在负压区域，液体中产生撕裂的力，并形成真空的气泡。当声压达到一定值时，气泡迅速增长，在正压区域气泡由于受到压力挤破灭、闭合。此时，液体间相互碰撞产生强大的冲击波。虽然位移、速度都非常小，但加速度却非常大，局部压力可达几千个大气压，这就是所谓的空化效应。 众所周知，要取得不同大小的颗粒，是把破碎料 放在球磨机内研磨后，经过不同规格筛子层层筛分而得的。筛子长时间使用后，筛孔会被堵塞（如金刚石筛），用其它方法刷洗会破坏筛子，且效果不理想，经过众多厂家的试验后，用超声波清洗，不仅不损坏筛子，而且筛子上面的堵塞颗粒完全被回收。 超声波清洗在各行各业都可用到，以上仅是具有代表性的行业应用，还有许多新的行业和领域都可以使用超声波清洗，期待着广大使用单位和生产厂家共同开发探索。 目前 ,世界上许多国家在研究 超声波电源 上主要 是解决 功率 问题和 功耗 的问题，而我的论文主要是研究 自动跟踪、自动调整 的问题。在控制器的选择上，有多种多样， 从 以前的模拟控制方式到模拟数字一体化的方式，可以说各有各的优势，各有各的缺点。随着科技的不断进步，人们开始了在 DSP 上的研究，利用 DSP 作为控制器来控制 PWM 的脉冲宽度以达到控制频率和功率 的目的。利用 DSP 的控制器有很多优点，一方面减少了元件的使用量 且 减少了故障的出现率；另外保护功能的实现主要在程序，为产品的后期开发提供了方便。 因此， 本文主要研究的是 基于 56F803 型 DSP 的 频率跟踪与功率调节相结合的周期分段移相控制 的设计过程。在本论文中详细介绍了 56F803 型 DSP 的结构以及 高频逆变 模块 和滞 环采样电路 的应用；另外，本论文中对 电路 的一些保护功能如 限流保护 、 过压 压保护、 短路保护都是通过 DSP 编写程序实现的 ，这样使电路简单，成本 较低 并且效果优秀 。 除此之外，还设计了系统的软件流程，包括主程序流程设计 和 PWM 产生 子程序流程设计。 nts 2 2 设计方案 2.1 方案对比 选择 方案 （ 1） ： 以单片机为中心 。 采用单片机智能控制系统的大功率超声波电源，可实现电源频率和输出电压的人工设定。单片机模拟输出的 HPWM（ 混合脉宽调制 信号 ） 可简化硬件电路，大大提高系统的功率因数和效率；同时运用了 HPWM 控制方式与 ZVS（ 零电压开 关 ） 谐振软开关技术，降低了开关管的损耗，抑制了高次谐波，减小了换能器的损耗。实验表明，所提出的电源性能优良，调节方便，可靠性高。 方案 （ 2） ： 以 DSP 为中心 。 DSP(Digital Signnal Processing)即数字信号处理 ,随着信号和微电子技术的进一步得到了越来越广泛的应用。其运算精度和动态范围都比单片机有着很大的优势，并且其在功耗上也大大降低，在工业中得到了更好的应用。 DSP 多处理器的内部结构特别适合 FIR 和 IIR 滤波器， 有着很高的运行速度，可以实现现在工业规格的要求。 经过以上两种方案的分析 比较，考虑到 频率和电压可调的目标以及功耗、简易性的要求，选择第二种方案。 2.2 控制 方式 的选择 方案（ 1）： 选用 PWM 专用集成芯片作为主控芯片。如 PWM 芯片 SG3525具有很高的温度稳定性和较低的的噪声等级，具有欠压保护和外部封锁功能，能方便地实现过压、过流保护，能输出两路波形一致、相位差为 180的 PWM信号 。 方案 （ 2） ： 采用通用的 AT89S51 单片机 作为 控制器，单片机通过 模拟的PWM，经处理后通过 功率放大器驱动电机 。 方案 （ 3） ： 采用 56F803 型 DSP 作为控制器。 目前 DSP 已非常普遍， 采用56F803 型 DSP 作为控制电路的核心处理器它内置 2 KB SRAM， 31 5 KB FLASH，同时，其 40 MHz 的 CPU 时钟频率比其他单片机具有更强的处理能力。6 路 PWM 信号可以实现高频逆变电路开关管 MOSFET 的移相控制。 12 位 AD 转换器采集可以实现电压和电流采样并满足采样数据精度的要求。利用56F803 型 DSP 中定时器的捕获功能可以精确计算相位差大小，实现系统的频率跟踪控制。串行外设接口 SPI 与 MCl4489 配合使用可以实现对 5 位半数码管的控制从而实现系统频率和功率的显示 。另外， 56F803 还支持 C 语言与汇编语言混合编程的 SDK 软件开发包可以实现在线调试 经过讨论和老师的指导，我 们 采用了方案（ 3）作为我的设计。采用方案（ 1）能够满足基本要求， 但是这种方案可控性不好、功能单一，每扩展一种功能就要增加相应的硬件电路，使控制器成本增加很多 ；采用方案（ 2）能满足设计基nts 3 本要求，而且价格便宜，购买方便，但是现场编译不太方便；而方案（ 3）集中了前两种方案中的优点 ， 还弥补了它们存在的缺陷 ； 而且处理速度快，运行稳定可靠， 符合 工业清洗和除尘的 严格 要求 。 自动 控制复杂， 换能器 需要一定的逻辑输出 才能可靠运行。 而这类 DSP 都有丰富的片上资源， 比较强大的处理能力， 一般都不需要外扩其他器件就可以构成一个完整的系统。片上系统的优点在于减小了布线的麻烦，提高了系统的整体性能。 2.3 PWM 调制方式 脉宽调制（ PWM）控制方式就是对逆变电路开关器件的通断进行控制，使输出端得到一系列幅值相等的脉冲，用这些脉冲来代替正弦波或所需要的波形。也就是在输出波形的半个周期中产生多个脉冲，使各脉冲的等值电压为正弦波形，所获得的输出平滑且低次斜波谐波少。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制，即可改变逆变电路输出电压的大小，也 可改变输出频率。 在一个周期内，每个功率开关器件导通 120 度电角度，每隔 60 度有两个开关器件切换。因此， PWM 调制方式可以有以下五种： (1)on_pwm 型、 (2)pwm_on型、 (3)H_pwm-L_on 型、 (4)H_on-L_pwm 型和 (5)H_pwm-L_pwm 型。 前四种方式又称为半桥臂调制方式，即在任意一个 60 度区间，只有上桥臂或下桥臂开关进行斩波调制。其中，方式 (1)和 (2)为双管调制方式，即在调制过程中上桥臂和下桥臂的功率开关都参与斩波调制。方式 (3)和 (4)又称为单管调制方式，即在调制过程中只 有上桥臂或下桥臂的功率开关参与斩波调制。方式 (5)又称为全桥调制方式，即在任意一个 60 度区间内，上、下桥臂的功率开关同时进行斩波调制。 在全桥调制方式中，功率开关的动态功耗是半桥调制方式中的两倍。与半桥调制方式相比，全桥调制方式降低了系统效率，给散热带来困难。因此，考虑到功率开关的动态功耗，在 PWM 调制方式上应选择半桥调制方式。同时，在半桥调制方式中，双管调制方式不增加功率开关的动态损耗，并解决了由单管调制所造成的功率开关散热不均，提高了系统的可靠性，但是实现起来较复杂。 因此本设计采用本系统的开关采用占空 比为 50的 PWM 信号移相控制。传统移相控制方法有二种：一种是采用 UC3875 产生移相控制波形但电路复杂，不便于调试。精度低：另一种是采用单片机，这种方法大部分采用正弦表产生移相波形，程序冗长、复杂、可读性差。本系统采用周期分段控制方法实现移相控制波形 ，避免了以上缺陷 。 3 系统结构框图 nts 4 超声波电源系统主要由 220V 电源、整流滤波、高频逆变单元、匹配网络、检测电路、 PWM 产生电路和驱动电路组成， 系统整体硬件方框 如图 1 所示。 图 1 系统整体硬件电路方框图 220V 单相交流电经过二极管不可控整流电路得到直流电压，然后经过由MOSFET 组成的高频逆变电路得到满足换能器要求的高频电压。为减少高频工作条件下 MOSFET 的开关损耗，高频逆变电路采用带辅助网络的全桥结构。超声波电源与换能器匹配的好坏将决定整个电路的控制效果。匹配主要指为使发生器输出额定电功率，进行阻抗变换匹配。以及为使发生器输出最高效率进行调谐匹配。 通过检测整流滤波后的电流，经过 A/D 转换送到 DSP 进行控制对比。在键盘控制下实现人机交流， 通过程序设置然后输出信号，在驱动电路 下实现高频逆变电路开关管 MOSFET 的移相控制，调节 电压、频率 。对换能器电压、电流的检测实现鉴相控制。显示单元实时对电压、电流、频率进行显示。程序设计中的保护模块对整个系统的过压、过流进行保护。 4 DSP 外围器件 的 设计 4.1 整流滤波 电路 常用整流电路有半波、全波、桥式、倍压整流等形式。本文采用桥式整流电路， 采用不可控方式， 利用二极管单向导电性这一特性可以组成整流电路，将交流电变为脉动的直流电流，整流时四个二极管两两轮流导通，无论是正半周还是负半周流过 1 端口的电流的方向是一致的，所以它的电压：U34=0.9U12; 电流 I34=0.9 (U12/RL)。一般的直流电路都需要较理想的一条直线似的的直流电压 ， 这就要平滑脉动的电压使其达到 ,这种措施就是滤波 。 滤波电源 220VAC 整流 滤波 高频 逆变 网络 匹配 换能器 负载 电流检测实现功率控制 驱动模块 PWM 软开关控制 CAPCOM DSP A/D 转换 电压和电流检测 实现鉴相控制 显示电压 电流、频率 键盘控制 nts 5 11222 2 0 VD1D3D2D4C1C2器一般由电感或电容以及电阻等元件组成 。利用电容两端电压不能突变只能充放电的特性来达到平滑脉冲的电压的目的。 D1、 D2、 D3、 D4 四个大功率二极管进行桥式整流， C1、 C2 两个电容分别用于滤除整流后的高低频成分， U34为输出电压 ，后面接高频逆变单元 。 电路如图 2 所示。 图 2 整流滤波电路 路原理图 4.2 主控制电路 由设计方案可以确定单片 机主控制电路选用 56F803 型 DSP，现在详细介绍该 DSP 的特点和连接方式。 4.2.1 56F803 型 DSP 采用 56F803 型 DSP 作为控制电路的核心处理器它内置 2 KB SRAM， 31 5 KB FLASH，同时，其 40 MHz 的 CPU 时钟频率比其他单片机具有更强的处理能力。 6 路 PWM 信号可以实现高频逆变电路开关管 MOSFET 的移相控制。 12 位 A D 转换器采集可以实现电压和电流采样并满足采样数据精度的要求。利用 56F803 型 DSP 中定时器的捕获功能可以精确计算相位差大小，实现系统的频率跟踪控制。串行 外设接口 SPI 与 MCl4489 配合使用可以实现对 5 位半数码管的控制从而实现系统频率和功率的显示。另外， 56F803 还支持 C 语言与汇编语言混合编程的 SDK 软件开发包可以实现在线调试。 TMS320C5000 平台，是一种高性能、低功耗、 16 位定点 DSP。运行速度为 406000MIPS，价格较低，是 TI 公司 DSP 的主流产品。 主要特点有：根据数字信号处理的要求， DSP 芯片一般具有如下的一些主要特点： （ 1） 在一个指令周期内可完成一次乘法和一次加法。 （ 2） 程序和数据空间分开，可以同时访问指令和 数据。 （ 3） 片内具有快速 RAM，通常可通过独立的数据总线在两块中同时访问。 （ 4） 具有低开销或无开销循环及跳转的硬件支持。 （ 5） 快速的中断处理和硬件 I/O 支持。 （ 6） 具有在单周期内操作的多个硬件地址产生器。 3 4 nts 6 （ 7） 可以并行执行多个操作。 （ 8） 支持流水线操作，使取指、译码和执行等操作可以重叠执 。 它的组成方框图 如图 3。 图 3 56F803 型 DSP 的内部组成框图 此系列 DSP 采用先进的修正哈弗结构和 8 总线结构，使处理器的性能 大大提高。其独立的程序和数据总线，允许同时访问程序存储器和数据存储器，实现高度并行操作。 片内存储器以及外围电路的主要性能如下： （ 1） 存储空间 多总线结构。片内有 3 条 16 位数据总线（ CB、 DB 和 EB）、 1 条 16位的程序总线（ PB），以及 4 条对应的地址总线。 地址线 20 根，可寻址程序空间 1M 字，数据和 I/O 空间空间各 64K。片内 ROM 容量为 4Kx16 位。片内双寻址 RAM 容量为 16x16 位。 （ 2） 在片内外围电路 软件可编程等待状态发生器和可编程分区与逻辑电路。带有内部振荡器或用外部始终源的片内锁相环时钟发生器。 2 个高速、全双工多通MAC ALU 17x17 位乘法器 40 位 ALU 40 位加法器 比较、选择和存储 舍入、饱和电路 指数编码器 移位寄存器 累加器 40 位桶形移位寄存器 40 位累加器 A （ -16,31） 40 位累加器 A 寻址单元 8 个辅助寄存器 2 个寻址单元 电源管理单元 缓冲串行口 多通道缓冲串行口 定时器 锁相环时钟发生器 主机接口 软件等待状态发生器 通用 I/O JTAG 测试仿真控制 外 围 总 线 DMA Ch0 Ch1 Ch2 Ch3 Ch4 Ch5 程序 /数据总线 程序 /数据 ROM 程序 /数据 RAM A（ 150） B（ 150） nts 7 道缓冲口。增强型 8 位并行主机接口。 2 个 16 位定时器。 6 通道 DMA控制器。具有符合 IEEE1149.1 标准的在片仿真接口 JTAG。 （ 3） 电源、时钟与封装 单周期定点指令的执行周期为 10ms。 I/O电源电压为 3.3V，内核 1.8V。可用 IDKE1、 IDLE2 和 IDLE3 指令控制芯片功耗以工作在省电方式。时钟输出信号可以被关断。 144 脚的薄型四角引脚扁平封装或 144 脚的球栅阵列封住。 4.2.2 高频逆变单元 高频逆变单元包括高频逆变和网络匹配两个环节。 经过二极管不可控整流电路得到直流电压， 然后经过由 MOSFET 组成的高频逆变电路得到满足换能器要求的高频电压。 功率场效应管是一种单极型的电压控制器件，不但有自关断能力 ,而且有驱动功率小 ,开关速度高、无二次击穿、安全工作区宽等特点。由于其易于驱动和开关频率可高达 500kHz，特别适于高频化电力电子装置 。 为减少高频工作条件下 MOSFET 的开关损耗，高频逆变电路采用带辅助网络的全桥结构。此电路结构解决了传统零电压开关 (ZVS)PWM 电路变压器漏感小且滞后桥臂难于实现 ZVS 问题。同时，根据电流增强原理，此电路结构可 在任意负载和输入电压范围内实现零电压开 关，大大减少了占空比丢失， 以及为使发生器输出最高效率进行调谐匹配。 在射频电路传输系统中，设计阻抗匹配网络是一项重要环节。如果能设计一个很符合实际需要的阻抗匹配网络，使传输系统获得阻抗匹配，不但能得到最大有效输出功率，还 具有滤波和选择频带的性能 。 超声波电源与换能器匹配的好坏将决定整个电路的控制效果。因此，应该对匹配网络每个参量 (高频变压器匝比 K，输出匹配电感 Lf)进行严格的计算。 其实高频中的阻抗匹配并不是很容易达到，这里主要讲一下输出匹配网络的任务： （ 1） 使负载阻抗与放大器所需要的最佳 阻抗相匹配，以保证放大器传输 到负载的功率最大。 它起着匹配网络的作用。 （ 2） 抑制工作频率范围以外的不需要频率，即应该有良好的滤波作用。 （ 3） 在有几个电子器件同时输出功率的情况下，保证它们都能有效地传送功率到负载，但同时又应该尽可能地使这几个电子器件彼此隔离，互相不影响。 匹配主要指为使发生器输出额定电功率，进行阻抗变换匹配。 图中 Q1、Q2、 Q3、 Q4 是 MOSFET，型号 IRLML2402 N， 进行高频逆变； L1、 L2、 Lf实现网络匹配功能。 MOSFET 基极接驱动 ，换能器功率为 80W。 高频逆变单元电路图 如图 4 所示 。 nts 8 图 4 高频逆变 单元 示 电路图 4.2.3 IGBT 驱动模块 作为功率开关器件， IGBT 的工作状态直接关系到整机的性能，所以选择或设计合理的驱动电路显得尤为重要。采用一个性能良好的驱动电路，可使 IGBT工作在比较理想的开关状态，缩短开关时间，减小开关损耗，对提高整个装置的运行效率，可靠性和安全性都有重要的意义。 驱动电路必须具备两个功能：一是实现控制电路与 被驱动 IGBT 栅极的电隔离 ;二是提供合适的栅极驱动脉冲。对驱动电路的要求，可归纳如下： （ 1） IGBT 和 MOSFET 都是电压驱动，都具有一个 2.5 5V 值电压，有一个容性输入阻抗，因此 IGBT 对栅极电荷非常敏感，故驱动电路必须很可靠，要保证有一条低阻抗值的放电回路，即驱动电路与 IGBT 的连线要尽量短。 （ 2） 用内阻小的驱动源对栅极电容充放电，以保证栅极控制电压 Uge,有足够陡的前后沿，使 IGBT 的开关损耗尽量小。另外， IGBT 开通后，栅极驱动源应能提供足够的功率，使 IGBT 不退出饱和而损坏。 （ 3） 驱 动电路要能传递几十 kHz 的脉冲信号。 （ 4） 在大电感负载下， IGBT 的开关时间不能太短，以限制出 di/dt 形成的尖峰电压，确保 IGBT 的安全。 （ 5） IGBT 的栅极驱动电路应尽可能简单实用，最好自身带有对 IGBT 的保护功能，有较强的抗干扰能力。 本文驱动电路采用 IR2110 型驱动模块。 美国 IR 公司生产的 IR2110 驱动器。它兼有光耦隔离（体积小）和电磁 隔离（速度快）的优点，是中小功率变换装置中驱动器件的首选品种。 R2110 采用 HVIC 和闩锁抗干扰 CMOS 制造工艺， DIP14 脚封装。具有独立的低端和高端输入通道；悬浮电源采用自举电路，其高端工作电压可达 500V， dv/dt=50V/ns， 15V 下静态功耗仅 116mW；输出的电源端（脚 3,即功率器件的栅极驱动电压）电压范围 10 20V；逻辑电源电压范围（脚 9） 5 15V，可方便地与 TTL， CMOS 电平相匹配，而且逻辑电源Q1Q2Q8Q7D5D 1 2D 1 0D 1 1D6D9C4C5C3C8C6C7R1L2L1换能器 AL334V T I G 1V T I G 2V T I G 3V T I G 4nts 9 地和功率地之间允许有 5V 的偏移量；工作频率高，可达 500kHz；开通、关断延迟小，分别为 120ns 和 94ns；图腾柱输出峰值电流为 2A。 它的内部功能原理图，如图 5。 图 5 IR2110 的内部功能原理图 IR2110 是基于自举驱动原理的功率 MOSFET 驱动电路。 R2110 还具有比较完善的保护功能 (如欠压检测、抗干扰、外部保护闭锁等 )。一个 IR2110 可以同时驱动单桥臂的上下二个 MOSFET,因此 ,使用少量分立元件和一 路控制电源就可以实现一个桥臂 MOSFET 的驱动控制，这样大大减小了驱动电路的体积和成本。 VTG 接口接高频逆变单元 MOSFET 的基极 ， 驱动芯片 IR2110 用于驱动电路如图 6 所示。 图 6 驱动 单元 电路 4.3 频率跟踪控制 单元 超声波电源系统采用频率跟踪和功率调节相结合的控制策略，从而使发生器在输出最大功率时可达到最高效率。此种控制策略主要通过控制 PWM 的周期 (也就是控制开关频率 )和 PWM 控制波形的移相角来实现。 系统的控制策略的实现。采用锁相法实现频率跟踪控制。使用 KT20A/P 型电流传感器和 KV20A P 型电压传感器分别检测换能器二端的电压和电流，经1829310411512613714I R 2 1 10LOUSROUDDSDU S SC O MUBH I NL I NU C CGNDV C CD 1 3C9R25 0KR31 0KV T I GGNDC 1 0V C C R45 0KR55 0KV T I GD8nts 10 过滞环控制得到电压和电流的方波信号。 KV20A/P 型磁平衡式电压传感器 ,利用霍尔效应，采用磁补偿原理 ,原边电路与付边电路绝缘，在测量电压时被测电压通过电阻 R 与传感器连接，输出电流与被测电压成正比 ,也可以测直流 ,交流 ,脉动电压。 KT20A/P 型电流传感器 同KV 20A/P 型电压传感器结构原理类似，其可测直流、交流、脉动电流频率范围 0 100KHz，输出电流正比于被测电流 。 该滞环的回差为 Lv。 然后，对二路方波信号经过异或门和 D 触发器得到相位差波 形和相位差符号。相位差波形送入 DSP 的捕获口 ,计算出相位差大小 T，相位差符号送入 GPIOA7 口获得符号标志量 flag。当 TO， flag=0 时，表示电压超前电流。此时，应该减小开关管的频率 f；当 TO， flag=l 时，表示电压滞后电流，此时，应该增加开关管的频率 f,然后把频率量转化成时间量附给 DSP模值寄存器 ,从而改变输出 PWM 信号 的周期。 检测接口接电流传感器 KT20A/P和电压传感器 KV20A P 的输出 ， 滞环采样电路 如图 7。 图 7 滞环采样电路 电路 4.4 模拟键控制模块 电路 如图 8 所示。 图 8 模拟键控制电路 R 1 31KR 1 41KR 1 51KV C C启动停止增频R 1 21K降频D1 D2 D3 D4R 1 11 0 KR61 0 KR74 . 7 KR84 0 KR91 0 KR 1 04 0 KD 1 4D 1 53 . 3 V1 2 V检测接口D 1 084U4L M 3 9 3nts 11 为了使模拟键控制符合人的日常习惯，考虑到成本，采用独立开关模拟超声波电源的启动、停止、增频的控制。 当按下按钮时，该端口被 DSP 控制中心认定为高电平，调用相应的控制程序执行相应的功能。 4.5 保护电路 当 IGBT 驱动模块检测到欠压、过压、短路信号后， IR2110 模块 11 脚 LIN迅速响应，送给主控器 56F803 型 DSP 的 D8 端，这个 I/O 口此刻被认为低电平 ，内部程序执行 JDQI 为低电平， KM1 线圈通电，继电器动作， 关断 IGBT 驱动模块电源，停止 PWM 输出，同时故障指示 D16 灯亮，如图 9 所示。 图 9 欠压、过压、短路 保护电路 在大功率直流开关电源中应该设过热保护电路 。 本文采用温度继电器来检测电源装置内部的温度，当电源装置内部产生过热时，温度继电器就动作，使整机告警电路处于告警状态，实现对电源的过热保护。如图 10 在保护电路中将P 型控制 感 热晶闸管放置在功率开关三极管附近，根据 TT102 的特性 (由 Rr 值确定该器件的导通温度， Rr 越大，导通温度越低 )，当功率管的管壳温度或者装置内部的温度超过允许值时， 感 热晶闸管 就导通，使发光二极管发亮 告警。 配合光电耦合器，就可使整机告警电路动作， 通过 DSP 的 D12 动作 JDQ1 为高电平 保护开关电源。 过热保护电路图如图 10 所示。 图 10 过热保护电路 V C CR 1 65 0 KD 1 7D 1 61122AK IM 1112233BK IAQ58 5 5 0DINAYUANJ D Q 1V C CR 2 01KQ8T T 1 0 2Rr4 0 KC 1 7V C CU5R 2 71kD 1 2nts 12 4.6 显示电路 MCl4489 是美国 MOTOROLA 公司生产的串行接口 LED 显示驱动管理芯片。 其输入端与系统主 CPU 之间只有 3 条 I/0 口线相联，用来接收待显示的串行数据。输出端既可以直接驱动七段 LED显示器，也可以驱动指示灯。 MCl4489内部集成了数据接收、译码、扫描输出、驱动显示所需的全部电路，仅需要外接一 具电流设定电阻就可以对 LED 的显示高亮度进行控制。每个 MC14489 芯片 它的引脚图如图 11 所示。 图 11 MC14489 引脚图 可以用以下任意一种显示方式进行显示： 5 位 LED 数字加小数点显示； 4位半数字加小数点带符号显示； 25 支指示灯显示； 5 位半数字显示。该芯片内含的译码器电路可输出七段格式的数字 0 9， 16 进制的字母 A F 以及 15 个字母和符号。显示电路如图 12 所示。 图 12 显示电路 由图可知，用 MC14489 构成显示电路既不用加任何限流电阻，也不用附加反相或驱动电路，电路设 计非常简捷。 MC14489 芯片采用特殊的设计技术，使其电源引脚在大电流工作的情况下仍具有最低的尖峰和较小的 EMI（电磁交互干扰）。 本设计显示输出频率。 4.7 PWM 产生单元 前面已经说明 本设计采用占空比为 50的 PWM 信号移相控制 ， PWM 控制的核心是控制波形的周期。 在每个 PWM 周期中把开关管的控制波形分为 4 段每段波形中 DSP 模值寄存器 PWMCM 的值等于计数器 PWMVAL 的值。变量 Count 代表输出的是第V c cV s sD 1 3D 1 4D 1 55 6 F 8 0 3V c cV s sD A T A I NC L O C KE N A B L Eb a n k 1b a n k 2b a n k 3b a n k 4b a n k 5hgfedcbaM C 1 4 4 8 9abfcgdeD P Y1234567abcdefg8 dpdp1abfcgdeD P Y1234567abcdefg8 dpdp2abfcgdeD P Y1234567abcdefg8 dpdp3abfcgdeD P Y1234567abcdefg8 dpdp4abfcgdeD P Y1234567abcdefg8 dpdp5R 1 71Knts 13 几段波形 ,当 Count=l 或 Count=3 时把波形 I 或 的模值 MODUL01(I 和 的模值相 同 )赋给模值寄存器。当 Count=l 时 ,PWM 模块的 0 通道和 3 通道分别输出高电平和低电平。当 Count=3 时 PWM 模块的 0 通道和 2 通道分别输出低电平和高电平；当 Count=2 或 Count=4 时把波形 或 IV 的模值 MODULO 2(和 IV 的模值相同 )赋给模值寄存器当 Count=2 时， PWM 模块的 O 通道和 3 通道都输出高电平。当 Count=4 时 PWM 模块的 0 通道和 2 通道都输出低电平。然后，按照上述方式循环输出波形 。 PWM 重载中断框图如图 13。 图 13 PWM 重载中断 图 重载中断开始 Count=1 或 Count=3？ 模值寄存器赋值 模值寄存器赋值 Count+ Count=2? Count=1? Chnnel_0=modulo2 Chnnel_3=modulo2 Chnnel_0=modulo1 Chnnel_3=0 Count=4 Count=3 Channel_0=0 Channel_3=0 Count=0 Channel_0=0 Channel_3=modulol Count=4 返回 N Y N N Y N Y Y nts 14 5 软件设计与分析 软件是整个控制系统的灵魂， 其设计结构的合理性与片内资源的优化分配恰当，会给程序的运行带来较高的执行效率，其功能完善则可以节约硬件电路成本， 根据本系统的控制要求 ，各功能子程序则要相互联系而又独立的完成相应功能。 5.1 主程序流程图 主程序流程图如图 14 所示 。 图 14 主程序流程图 初始化设置 T=0？ 步长 =100 flag=0 A/D 采样 PI 调节 计算 MODUL01 MODUL02 PWM 重载中断 ff-=m ff+=m 10T100? m=10 m=1 m=0.1 10T10? T1 开始 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 nts 15 主程序结构是整个软件的核心，是一个顺序执行的无限无限循环的程序，主程序应不停地顺序查询各种软件标志， 根据其变化调用有关的子程序和相应的中断服务子程序，以完成对各种实时事件的处理。 在程序中，频率跟踪部分出现相位差时，先给频率赋一个较大步长 (m=100)然后随着相位差的减小逐渐减小步长直到相位差为零。 5.2 模拟控制键子程 序 模拟键控制子程序 流程图如图 15 所示。 图 15 模拟控制键的程序流程图 停止 PWM 输出 判断停机 ？ 判断 降频 ？ 调用 降频 子程序 判断 增频 ？ 调用 增频 子程序 判断 开始 键闭合 ？ 调用延时 判断 开始 键闭合 ？ 判断设防 ？ 判断保护端口？ 执行保护子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 Y用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 N用正转子程序 调用设防子程序 nts 16 当主控器上电后 ,程序依次扫描判断开始、降频、增频、保护端口，有相应按键闭合时 就先调用延时去抖动，再次判断以确定这个按键确实动作了，然后执行相应功能子程序。只有当开始键按下去时才判断增加、降低频率功能键，若没有动作时返回判断开始键状态，若有动作就执行相应功能的子程序。 5.3 A/D 转换子程序 A/D转换就是模数转换，顾名思义，就是把模拟信号转换成数字信号。本系统用到 A/D转换的单元是电流检测实现功率控制单元。当检测到的模拟信号送到 DSP的 D5端口时，通过软件控制 A/D转换的过程， A/D转换子程序框图如图 16。 图 16 A/D 转换子程序的流程图 6 结束语 超声波清洗源于二十世纪六十年代，自超声波技术问世以来，科学家们发现：一定频率范围内的超声波，作用于液体介质里，可以达到清洗的作用。经过一段时间的研究和试验，不仅得到了满意的效果，而且发现其清洗效率极高，由此超声波清洗机被逐渐运用于各行各业中去。在应用初期，由于电子工业的限制，超声波清洗设备电源的体积比较庞大，稳定性及使用寿命不太理想，价格昂贵，一般的工矿企业难以承受，但其出色的清洗效率及效果，仍然让部分实力雄厚的国有企业一见倾心。随着电子工业的飞速发展，新一代的电子元 器件层出不穷，应用新的电子线路以及新的电子元器件，超声波电源的稳定性及使用寿命进一步的提高，体积减小，价格逐渐降低。二十世纪八十年代末，第三代超声波电源问世，既逆变电源，应用最新 IGBT元件。新的超声波电源具有体积小，可靠性高，寿命长等特点，清洗效率得以进一步提高，而价格也降到了大部分企业可以接受的程度。 一定频率范围内的超声波作用于液体介质内可起到清洗工件的作用。这一清洗技术自问世以来，受到了各行各业的普遍关注。超声波清洗机的运用极大地提高了工作效率和清洗精度，以往清洗死角、盲孔和难以触及的藏污纳垢之处一直使人们备感头痛，新技术的开发和运用使这一工作变得轻而易举。近年来，随着电子技术的日新月异，超声波清洗机也同我们日常生活离不开的收音机一样，开启A/D电源 延迟 设D75开/漏 启用A/D转换 获取A/D结果 返回 nts 17 经过了几代的演变，技术更加先进，效果更加显著，同样，它的价格也越来越多的被社会所接受，在各行各业中逐渐被广泛运用。 本文的设计采用频率跟踪和功率协调控制的数控式新型超声波电源具有以下特点 :(1)采用带辅助电路、电流增强型的 ZVS全桥变换器实现了所有开关管的 ZVS； (2)实现了频率跟踪与功率控制的协调控制策略，跟踪精度可达 4Hz能够满足超声焊接、超声清洗等控制的要求； (3)采用周期分段控制策略实现 ZVS的移相控制，使得程序简化； (4)采用 IR2110型集成驱动，驱动简单减小了系统的体积，降低了成本。 nts 18 谢 辞 转眼间四 年的时间就要过去了 ， 这也意味着大学生活就要结束 ,我们要走向社会了 .回忆起这四 年的点点滴滴 ,无论是在生活上还是在学习上 。如果没有各位老师和同学的帮助， 我想我是不会进步的 。 本课题的选题是在陈老师的精心点拨和悉心指导下完成的。老师平日里工作繁多，但在我做毕业设计的每个阶段，从外出实习到查阅资料，设计草案的确定和修改，中期 检查，后期详细设计等整个过程中都给予了我悉心的指导。 在论文完成之际，我首先感谢母校 河南科技学院的辛勤培育之恩。其次，感谢机电学院给我提供了很好的设计环境。河南科技学院的各位领导、老师和同学对我的学习给予了很大的支持和帮助，使我在这里不仅体会到了学习的乐趣，而且也感受到了集体给我的关怀，在此谨对他们表示衷心的感谢。论文结束之际，感谢我的指导老师。他的专业知识丰富、才思敏捷、治学严谨，而且认真负责，耐心讲解问题，对我的毕业设计给予了很大的指导和帮助，使我能够顺利的完成毕业设计，在此向他们表示衷心的感谢！同 时还要感谢其他教育过我的老师们，他们在这五年期间，也给了我很大的帮助。在此致以诚挚的谢意和崇高的敬意。 最后，我要向在百忙之中抽时间对本文进行审阅、评议和参加本人论文答辩的各位老师表示感谢 nts 19 参考文献 1
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