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机械机电毕业设计论文
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毕业设计9单相交直交逆变电源设计,机械机电毕业设计论文
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I 中文摘要 电源是各种电子设备的核心，它有如人体的心脏，是所有电类设备的动力。20世纪 90年代以来，随着电力电子技术飞速地发展，不断涌现出新型电力电子器件，高智商化 IC 和新电路拓扑，创造出十年前意想不到的许多新型稳压电源。现代高频开关稳压电源作为电源的一个分支，由于它具有功率小，效率高，体积小，重量轻，稳压范围宽，可靠安全等一系列特点，现在正越来越受到青睐和推崇。现代高频开关稳压电源技术涉及的内容是极其广泛和复杂的，它横跨了三个学科 :一是微电子精细加工的智能化专用集成电路控制芯片系统 ;二是正在快速更新 的高性能功率半导体 MOSFET 和 IGBT 等电力电子器件 ;三是要合理利用，绕制各种电感器件和变压器所用的磁性材料等几大类。 现代开关稳压电源已广泛用于基础直流电源，交流电源，各种工业电源，计算机电源， UPS不间断电源，医疗和照明电源，雷达高压电源，音响和视频电源等。本文设计的单相脉宽调制逆变电源属于交流电源 (AC-DC-AC 逆变 )，采用电压反馈控制，通过中断功率通量和调节占空比的方法来改变驱动电压脉冲宽度来调整和稳定输出电压。其主电路构成采用的是 Boost电路和全桥电路的组合。控制电路采用了 2片集成脉 宽调制电路芯片，一片用来产生 PWM波，另一片与正弦函数发生芯片做适当的连接来产生 SPWM 波，集成芯片比分立元器件控制电路具有更简单，更可靠的特点和易于调试的优点。 本文详细的分析了该逆变电源的工作过程，并推导了重要公式。最后对该逆变电源进行了计算机仿真和样机实验，验证了其可行性和有效性。 关键词 ： 逆变器 ;正弦脉宽调制 ;场效应管 nts II Abstract Power supply is core and drive of electric equipments. With the flying development of power electronics technology, It has come forth continually that is IC of high intelligence, new type electronic device and topology since 1990s. As aresult, A lot of new type steady-voltage power supply has been created that is indescribable ten years ago. High-frequency switching power supply is a branch of power supply. It possesses many advantages such as low-power, high-frequency, small- volume, light-weight, wide-range of steady voltage, credibility and security. It has been received and upheld by the people. It involves a great deal content that is extensive and intricate. It bestrides subject of three aspects. The first is IC control chip system of micro-electronics; The second is electronic devices of high-performance power semiconductor such as MOSFET and IGBT. The third is various devices of inductance and magnetic materials of transformer how to be utilized and rolled rationally. Steady voltage power supply of modern switching has been applied in the following aspects widely. They are DC power supply, AC power supply, industry power supply, computer power supply, UPS power supply, power supply of medical treatment and lighting, high voltage power supply of radar, power supply of sound and video frequency and so on. Single-phase Sinusoidal Pulse Width Modulation Inverter Power Supply in this paper belongs to AC power supply (AC-DC-AC convert). Control mode adopts feedback of voltage control. The methods of intermitting power flux and changing duty-cycle can change pulse width of drive voltage that adjust and rectify output voltage ultimately. The main circuit is made up of compounding of Boost and the full-bridge circuit. The control circuit adopts two chips of integrated pulse width modulation. One produces PWM waveform. The other connects chip of producing sinusoidal signal properly, which brings SPWM waveform. Integrated chip is more simple, reliable and laboratorial than discrete component. The operation of inverter power supply is thoroughly analyzed and some important formulas are deduced. Finally, the principle of operation are illustrated and verified on emulation and experimental results. nts III Key words: inverter; Sinusoidal Pulse Width Modulation,MOSFET nts IV 目录 第 1 章 概述 . 1 1.1现代电源发展概况 . 1 1.1.1 交流稳压电源 . 1 1.1.2 UPS及交流净化电源 . 2 1.1.3 工业电源的发展 . 2 1.1.4 直流开关电源 . 2 1.1.5 软开关 PWM功率变换器 . 3 1.1.6 分布电源技术的发展 . 4 1.1.7 功率因数校正技术 . 4 第 2 章 PWM 的工作原理 . 5 2.1 PWM的基本原理 . 5 2.2 PWM型逆变电路的控制方式 . 8 2.2.1 异步调制 . 8 2.2.2 同步调制 . 9 2.3 SPWM波形的生成方法 . 9 第 3 章 逆变电源组成及主电路的设计 . 10 3.1 系统组成 . 10 3.2 主电路组成及工作原理 . 11 3.3 主电路设计 . 11 3.3.1 共模抑制环节 . 11 3.3.2 工频变压器设计 . 13 3.3.3 限流电路设计 . 14 3.3.4 Boost 变换器设计 . 15 3.3.5 桥式逆变器基本原理 . 20 3.4 主电路图 . 21 第 4 章 逆变电路的控制电路设计 . 22 4.1 辅助电源设计 . 22 4.2 控制电路框图 . 23 4.3 SG3524和 ICL8038芯片介绍 . 24 4.3.1 SG3524芯片 . 24 4.3.2 ICL8038芯片 . 25 4.4 控制电路 设计 . 27 4.4.1 利用 SG3524生成 SPWM波形 . 27 4.4.2 驱动电路设计 . 28 4.4.2.1 驱动电路工作原理 . 28 4.4.2.2 驱动电路参数原理图 . 29 4.4.3 过流保护电路 . 30 nts V 4.4.4 反馈调压电路 . 30 4.4.4.1 反馈调压电路工作原理 . 30 4.4.4.2 反馈调压电路主电路图 . 31 4.5 控制电路图 . 32 第 5章 结论与展望 .33 致谢 .34 参考文献 . 36 nts 1 第 1 章 概述 1.1 现代电源发展概况 现代电源技术是综合应用了电力电子、电子与电磁技术、自 动控制及微处理器技术的一种多学科技术。随着电子电源的集成化、模块化、智能化的发展，功率集成技术己模糊了整机与器件的界限。单片电源和模块电源已取代了整机电源在一些技术中获得广泛应用，并且派生出新的供电体系一分布供电，使单一的集中供电体系走向多元化。进入 80 年代后，现代电源技术随着工 GBT、功率MOSFET, IPM. MCT 等新元器件出现，谐振变流、软开关、电路拓扑等新理论的支持，功率因数校正、并联均流、有源箱位、微机监控等技术的应用，使现代电源技术逐渐走向高频化。高频化带来的直接好处是使电源装置空前小型化， 并使电子电源进入更广泛的领域。现代电源技术研究总趋势是交流电源以 PWM 为主流，不断提高网侧功率因数，实现功率因数近似为 1 的电源，并向大功率推进 ;直流电源以开关方式为主流，扩大输出电压范围和稳定的多路电压控制 ;进一步提高开关频率和进一步提高功率密度，提高可靠性，降低电磁干扰和增强抗干扰能力，并使电源模块朝着超薄型和微型化发展。 1.1.1 交流稳压电源 从交流电源的发展来看，我国到 80 年代前期，第一代交流电源主要是以稳压电源为主。第一代稳压电源的功能是稳定交流输出电压和频率，这种电源主要用于市电不稳定地区。 从 80 年代后期，随着各种电器及电子产品中装备微处理器的品种逐渐增多，此类产品易于受到瞬间停电及电压波形变化等的影响，造成动作差错及数据丢失，从而对交流电源提出了更高的要求。为此，在八十年代以来，一种具有可任意改变输出电压及抗瞬间断电功能，可以模拟电源线上发生的异常状态，采用线性放大器方式的第二代交流电源问世。这种电源改用微处理器替代原来的简单的控制电路，可以在短时间内进行大量的数据处理作业。进入九十年代以后，绝大部分的电气设备都装备了微处理器及变换电路，而且，为了在nts 2 设备内部将交流输入变换为直流，都备有电容输 入型整流电路，使得输入电流波形产生很大的失真。这种线路阻抗成为导致市场电源电压波形畸变的主要原因，对于连接在同一网侧的其它用电设备带来恶劣影响。这种电源高次谐波的影响形成了社会公害。为了解决高次谐波问题，所采取的对策是 使其它设备不再产生高 次谐波。而交流电源设备，也相应增添快速傅立叶变换等功能，强化其测试能力，并增强其智能水平。这是第三代、第四代交流电源的发展方向。 1.1.2 UPS 及交流净化电源 UPS 电源是一种具有稳压纯净化和无间断地向负载提供连续供电能力的优质交流电源，它担负着向计算机等重 要设备的供电任务。随着计算机等设备的不断发展和日益推广普及，对 UPS电源提出了越来越多的要求，不仅 UPS 要有很好的静态稳定性和很快的动态调节，还对 UPS 的体积和重量提出了更高的要求。 UPS 电源一般采用 SPWM 技术，这种技术在传统上采用平均值电压反馈，在线性负载条件下，显示出良好的性能。但对非线性负载引起的冲击响应较慢，而且控制环节增多使稳定性设计产生困难。虽然可用瞬时值电压反馈的 SPWM 技术来解决，但此种技术仍属于周波内响应，非线性负载的冲击响应仍然很慢。近几年利用电流模式的 SPWM控制技术，基本 上能解决非线性负载的响应很慢的缺点，使得 UPS电源性能不断提高。为了彻底解决现有 UPS电源存在的不足和适应各类用电设备的需求，数控交流稳压电源的研制将是今后的一个重要的方向。 1.1.3 工业电源的发展 变频电源。随着交流调速的广泛应用，变频电源显得越来越重要。我国在中、小功率变频电源的研制方面取得了一定的成就，但由于受到电子元器件的限制，在大功率变频电源的研制和生产上还无法和国外发达国家相比。现国内 80%的变频电源依赖进口。 电子焊接电源。近年来我国在电子控制的焊接电源研究方面取得了一 定的成就，使得电子焊接电源从效率、节能和可控性能上都取得了满意的效果，电子焊机的体积、重量不断减小。 1.1.4 直流开关电源 随着现代科技的发展，各类电气设备对电源的要求越来越高，老式电源己 不nts 3 能满足技术要求，随之而来的开关电源己取代了老式电源。开关电源较老式直流 电源具有体积小，功率密度高 (单位体积输出功率 )等优点。早期直流电源一般采用所谓降压型串联控制方式，这种方式的缺点是，输出电压下降幅度越大，则功率损耗越大，这些功率损耗变成热量散发出来，需要使用较大的散热片。为了消除这一缺点，后来采用了预调节方式 。这种方式可以将施加到串联控制元件上的电压控制在其所需的最低限度以内，从而大幅度减少串联控制元件所消耗的功率。这种电源对减小电源的体积和提高可靠性起了很大作用。为了进一步减小电源体积和减轻重量，提高输出的功率密度，从六十年代开始对开关电源进行研制，电路形式历经分立元件、通用集成电路到专用控制器和单片开关集成稳压器，性能价格比不断提高。开关电源的控制方式传统上分为脉冲宽度调制 (PWM)式、脉冲频率调制 (PFM)式和混合调制式。其中 PWM 技术最为成熟 。 PWM 型开关电源所使用的变换器均是在高压大电流情况下强制关断 ，随着电子设备工作频率的不断提高，这种变换器在开关瞬间需耗大量功率，而且，电压、电流在开关时尖峰过大，还需要在开关器件以及高频变压器两端再加上尖峰吸收电路也消耗一定的功率，为此，现在 PWM 型电源最佳工作频率在 300kHz 以下。如何提高开关电源的工作频率、降低谐波干扰和提高效率将成为以后开关电源研究的方向。 1.1.5 软开关 PWM 功率变换器 六十年代开始得到发展和应用的 PWM 功率变换技术是一种硬开关技术。此种功率变换器的开关频率不宜太高，否则开关损耗太大，变换效率大大降低。提高开关频率是开关变换技术的 重要发展方向之一。随着电力电子器件的不断发展和应用，电源技术朝着研究开发高频软开关技术方向发展。所谓“软开关”是指零电压开关 (ZVS)或零电流开关 (ZCS )，它是应用谐振原理，使开关变换器的器件电流 (或电压 )按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断 ;电压过零时，使器件开通，从而使器件开关损耗为零，大大提高变换效率。在七十年代到八十年代中软开关技术主要以串 (并 )联谐振技术和准谐振、多谐振技术为主，它的特点是开关频率恒定，所以当输入电压或负载变换时，为保持开关变换器输出电压基本不变，只要改变它的占 空比，是一种恒频率控制方式，比较简单。 它虽然用了软开关技术，但是其输出电压和频率有关，为保持输出电压在各种运行条件下基本不变，必须调制频率，即采用变频控制。控制方式不如 PWM 简单。因此，八十年代后期和九十年代开发了能实现恒频控制的软开关技术，即 ZCS(或nts 4 ZVS) PWM 变换技术。从而大大提高了电源变换效率，减小了开关损耗，使得开关频率不断提高。 1.1.6 分布电源技术的发展 分布式电源是在集中式电源基础上发展的一种系统供电形式，八十年代中期在国外数字供电系统中首先使用，被认为是数字系统供电 的革新。分布电源是指在一个数字系统中的每一块 PCB板或模块都有自己的靠近其负载点的 DC/DC转换器，分布式电源目前应用最广的是通讯、雷达等系统。分布式电源是将 220V或 380V 的交流电经过 AC/DC 转换变成直流后，再经 DC/DC 变换成低压直流电源作为中间模块，每块负载板再按照所需要的电压、电流等级选用合适的中间模块。分布电源一般都采用高频开关方法，它的效率、体积及抗干扰性与原来的集中式供电相比均有很大的提高，是今后通讯等设备供电系统的发展方向。 1.1.7 功率因数校正技术 传统的 AC/DC 变换技术易使网 侧功率因数降低和向电网注入谐波电流，产生电力公害。为了克服这一问题，过去常采用一种被动式解决方法，即根据电网的无功功率和谐波情况进行补偿，例如用无功补偿器 (SVC )、无功发生器 (SVG)、无源电力滤波器、有源电力滤波器等。进入七十年代后期，随着电力电子器件的高性能化，拓扑电路的创新，使得有源功率因数校正技术得以快速发展，除了能将电网中的无功功率和谐波进行补偿外，还将使电网进入潮流可以灵活控制的新阶段 ;特别是进入八十年代，中等容量的有源电力滤波器，己成为用电单位电网入口处谐波综合治理的一个重要部件。目前 在大容量电源装置中，实施功率因数校正技术已成为国际电力电子学界研究的热门话题，特别是九十年代以来，有关这方面的研究文章不断增加。限制用电设备从电网吸收无功功率和谐波电流，进一步促使功率因数校正技术向广度和深度方向发展。应该说，目前国内在这方面的研究工作，特别是三相功率因数的校正技术，还处于研究、开发和完善过程中。 nts 5 第 2 章 PWM 的 工作原理 2.1 PWM 的基本原理 在采样控制理论中有一个重要的结论 :冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同。冲量即指窄脉冲的面积。 这里所说的效果基本相同，指环节的输出响应波形基本相同。如把各输出波形用傅式变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。例如图 2-la, b, c 所示的三个窄脉冲形状不同，图 2-la 为矩形脉冲，图 2-lb 为三角形脉冲，图 2-lc 为正弦半波脉冲，但它们的面积 (即冲量 )都等于 1，那么，当他们分别加在具有惯性的同一个环节上时，其输出响应基本相同。脉冲越窄，其输出的差异越小。当窄脉冲变为图 2-ld 的单位脉冲函数 （ t） 时，环节的响应即为该环节的脉冲过渡函数。 （图 2-1 形状不同而脉冲相同的各种波形 nts 6 上述结论是 PWM 控制的重要理论基础。下面分析如何用一系列等幅而不等宽的脉冲代替一个正弦半波，把图 2-2a 所示的正弦半波波形分成 N 等份，就可把正弦半波看成由 N 个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 /N，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线，而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。如果把上述脉 冲序列用同样数量的等幅而不等宽的矩形脉冲序列代替，使矩形脉冲的中点和相应正弦等分的中点重合，且使矩形脉冲和相应正弦部分面积 (冲量 )相等，就得到图 2-2b 所示的脉冲序列。这就是 PWM 波形。可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的 图 2-2 (a) (b) PWM 控制的基本原理示意图 原理， PWM 波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周，也可以用同样的方法得到 PWM 波形。像这种脉冲 的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM 波形，也称为 SPWM (Sinusoidal PWM)波形。在 PWM 波形中，各脉冲的幅值是相等的，要改变等效输出正弦波的幅值时，只要按同一比例系数改变各脉冲的宽度即可。以上介绍的是 PWM 控制的基本原理，按照上述原理，在给出了正弦波频率、幅值和半个周期内的脉冲数后， PWM 波形各脉冲的宽度和间隔就可以准确计算出来。按照计算结果控制电路中各开关器件的通断，就可以得到所需要的 PWM 波形。 但是，这种计算是很繁琐的，正弦波的频率、幅值变化时，结果都要变化。nts 7 较为实用的方法是采用 调制的方法，即把所希望的波形作为调制信号，把接受调制的信号作为载波，通过对载波的调制得到所期望的 PWM 波形。通常采用等腰三角形作为载波，因为等腰三角形上下宽度与高度成线性关系且左右对称，当它与任何一个平缓变化的调制信号波形相交时，如在交点时刻控制电路中开关器件的通断，就可以得到宽度正比于信号波幅值的脉冲，这正好符合 PWM 控制的要 求。当调制信号波为正弦波时，所得到的就是 SPWM 波形。一般根据三角波载波在半个周期内方向的变化，又可以分为两种情况。三角波载波在半个周期内的方向只在一个方向变化，所得到的 PWM 波形 也只在一个方向变化的控制方式称为单极性 PWM 控制方式，如图 2-3 所示。如果三角波载波在半个周期内的方向是在正负两个方向变化的，所得到的 PWM 波形也是在两个方向变化的，这时称为双极性 PWM 控制方式，如图 2-4 所示。 图 2-3 单极性 PWM 控制方式原理图 nts 8 图 2-4 双极性 PWM 控制方式原理 2.2 PWM 型逆变电路的控制方式 在 PWM 逆变电路中，载波频率 cf 与调制信号频率 rf 之比 N= cf / rf 。根 据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况， PWM 逆变电路可以有异步调制和同步调制两种控制方式。 2.2.1 异步调制 载波信号和调制信号不保持同步关系的调制方式称为异步方式。在异步调制方式中，调制信号频率 rf 变化时，通常保持载波频率cf固定不变，因而载波比 N是变化的。 这样，在调制信号的半个周期内，输出脉冲的个数不固定，脉冲相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，同时，半周期内前后 1/4 周期的脉冲也 不对称。当调制信号频率较低时，载波比 N 较大，半周期内的脉冲数较多，正负半周期脉冲不对称和半周期内前后 1/4 周期脉冲不对称的影响都较小，输出波形接近正弦波。当调制信号频率增高时，载波比 N 就减小，半周期内的脉冲数减少，输出脉冲的不对称性影响就变大，还会出现脉冲的跳动，同 时输出波形和正弦波之间的差异就变大，电路输出特性变坏。因此，在采用异步调制方式时，希望尽量提高载波频率，以使在调制信号频率较高时仍能保持较大的载波比，改善输出特性。 nts 9 2.2.2 同步调制 载波比 N 等于常数，并在变频时使载波信号和调制信号保持同步的调制方式称为同步调制。在基本同步调制方式中，调制信号频率变化时载波比 N 不变。调制信号半个周期内输出的脉冲数是固定的，脉冲相位也是固定的。 2.3 SPWM 波形的生成方法 根据前面讲述的 PWM 逆变电路的基本原理和控制方法，可以用模拟电路构成三角波载波和正弦调制波 发生电路，用比较器来确定她们的交点，在交点时刻对功率开关器件的通断进行控制，就可以生成 SPWM 波形。但这种模拟电路结构复杂，难以实现精确的控制。现在用来产生 SPWM 波形的大规模集成电路芯片已得到了广泛的应用，例如， SG3524, SG3525, HEF4752 和 SLE4520 等这些集成芯片做适当的连接均可以产生 SPWM 波形，采用集成芯片可以简化硬件电路，降低成本，提高可靠性。另外，随着微机控制技术的发展，使得用软件生成 SPWM波形变得比较容易，因此，目前 SPWM 波形的生成和控制也常采用微机来实现。采用软件来 生成 SPWM 波形的基本算法有自然采样法、规则采样法、低次谐波消去法。 nts 10 第 3 章 逆变电源组成及主电路的设计 其主电路的构成采用 Boost 电路 (DC-DC)和全桥式逆变电路 (DC-AC)的组合。控制电路由 2 片集成脉宽调制电路芯片 SG3524 和一片正弦函数发生芯片ICL8038 所构成。对主电路、控制电路的工作过程及相关参数的设计给出了详细分析，并推导、给出了重要公式。 3.1 系统组成 图 3-1 是 系统主电路和控制电路框图。交流输入电压经过共模抑制环节后，再经过工频变压器降压，然后 整流得到一个直流电压， 实现（ AC-DC）的转换。此电压经过 BOOST 电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V ( 50Hz/220V 交流输出时 )。 DC-AC 变换电路采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光藕隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测器件，其具有足够的响应速度，能够在MOS 管允许的过流时间内将其关断 输出输入光耦隔离M O S 管 驱 动电压检测及调节电路过流保护电路辅助电源电路加法器（ 1 V 基 础 ）精密全波整流正弦波信号发生器脉宽调制器控制电路过流保护电路光 耦 隔 离 M O S管驱动电路分相及光耦驱动脉宽调制器控制电路工频变压器反馈变压器图 3-1 系统主电路和控制电路框图 nts 11 3.2 主电路组成及工作原理 此主电路由以下几个环节组成，共模抑制环节，工频变压器，整流电路，限流电路， Boost升压电路，桥式逆变电路和滤波电路。 工作原理：输入电压通过共模抑制环节，去掉高频燥声，然后工频变压器降压。变压器降压后的电压经整流电路得到一个直流电压，此直流电压的数值大概为 150V,要注意的是整流后的直流电压要先经过限流电路，以防止刚开始给电容充电时冲击 电流过大会减短电容3C的使用寿命 (有时甚至被损坏 )。同时，此直流电压作为 Boost 电路的输入，经 Boost 电路升压后得到的直流环电压大概为315伏，此电压经桥式逆变电路， 得到一系列的脉冲宽度不同的、幅值一样的方波 (即以正弦波为基波的 SPWM 波 )，然后在经过输出滤波环节，则可得到符合要求的交流输出电压 (220V/50Hz或 110V/60Hz) 3.3 主电路 设计 主要对 共模抑制环节，工频变压器，限流电路， Boost升压电路， 进行了相关的参数设计，对 桥式逆变电路 说明了工作原理。 3.3.1 共模抑制环节 交流电网是电 子设备的主要干扰源，绝大部分干扰均由此串入到电子设备中。传统做法是电源变压器加屏蔽、次级绕组加旁路电容、接地等来解决。对于某些精密系统和屏蔽室电源而言，除以上措施外，还要在交流电源输入端加高频扼流圈和旁路电容 (见图 3-2)。该电感 (1L , 2L )不能加磁芯 (以免饱和 )，而线径要选得较粗。此外，绕组排列也不能太密集，否则，线间分布电容 L1 L2会形成高频通道。 1L 2L 一般只能做到几十微亨，对高频噪声阻流作用不强。若在某些精密系统和屏蔽室交流电源输入端串联两只空心电感来增加抗干扰能力，它们的体积一般很大，这对中小型设备是不实用的。 本电源采用如下方法解决 :把两个线圈 1L 和 2L 都绕在同一只磁环上，两组线圈匝数相同，线间排列均匀一致。用 MXO-2000 & 18 8 5(单位为 :mm)的磁环作磁芯。 1L 和 2L 绕组各绕 70圈，导线线径为 0. 6mm,电感量为 6. 6 毫亨线圈外部用屏蔽层封装，交流电源从同名端 A, B输入，从另两端 C, D送出至电子设备。nts 12 由于输入电流通过两绕组所产生的内磁通是互相抵消的，磁芯不会饱和，而加入 高导磁磁芯后，电感量大大提高 (可很方便的做到毫亨级 )，抑制干扰能力大大增强。当然，两跟电源线上的差分干扰信号在磁芯内所产生的磁通并不能互相抵消，但这类信号绝大部分被电容 C旁路 (C1为 0. 33uF, C2 为 0. 47uF)，危害不大。对于其它干扰信号 (如共模信号 )，由 于自电感电势和互感电势是相同的，如同接入高阻抗器件，故能起到普通高频扼流圈的作用。 交流220输入输出图 3-2 传统扼流圈原理图 输出交流220输出图 3-3 共模抑制环节 电路原理图 nts 13 3.3.2 工频变压器设计 工频变压器的设计要求是 :P=200W，一次侧电压为 220V/50Hz，二次侧电压为90V/50Hz 。根据设计要求，本文选择的铁芯型号为 YEI1-40 x 64，此型号铁芯的有关参数如表 3-1所示 : 表 3-1 YEI1-40 64 型号铁芯参数 主要参数说明 : 1L :窗 口宽度 )(mm ； h:窗口高度 )(mm ； P:铁芯额定功率 )(W ； B:空载时的磁感应强度 )(T ； Kc.铁芯占空系数； Sc.铁芯有效截面积 )( 2mm ； (1)初、次级线圈匝数的计算 由公式 CfBSUN 44.4 可计算 1N 2N 分别为： 匝3401032.242.15044.4 220 41 N 匝140340220901122 NUUN（ 2）初、次级电流计算 由公式UPI3可计算 1I 2I 分别为： 安5 2 4.02 2 032 0 01 I 安283.19032002 I（ 3） 初、次级导线截面积的计算 尺寸（ mm） P B Kc Sc( 2mm ) 1L h L H W T / 410 20 60 120 110 210 1.2 0.95 24.32 nts 14 导线的截面积和直径可分别由式JIS和 Id 71.0 来计算（其中mmAJ 5.2 ） 211 2 0 96.05.2524.0 mmJIS mmId 513.0524.071.071.011 222 5 13.05.22 83.1 mmJIS mmId 80 4.028 3.171.071.022 (4)核算铁芯窗口填充系 数 0S： YEI1 型铁芯的窗口截面积， St:线包漆包线的总面积。计算0S和 TS的数值分别为 : 2210208170804.03402 0 9 6.01 2 0 06020mmSmmhLST 由窗口填充系数的公式OTC SSK 可以得： 95.017.01 2 0 0208 OTC SSK 由验算结果可知，此变压器的设计是合理的。 3.3.3 限流电路设计 由图 3-1 系统图可知，整流电路先经过 Rf（ 10W 的陶瓷电阻 ） 给电容 C3充电，当 C3 的电压上升到某一值时会使接触器的触点的状态发生改变。在本次设计中， VUKRKRC 70,1,11 321 ，此时，结点 2的电压 2U 为： VURR RU C 570111 132122 如下图 3-4所示，由于 2U 为 5V，即运算放大器 OP1的输入为 5V。又运算放大器的接法是射级跟随器形式，故其输出电压 VUOUT 51 。这个电压足以使光耦 6N136导 通，并且 6N136 中的晶体管处于饱和导通状态，晶体管的集电极电压cU=15V-0.7V=14.3V，又 OP2 的接法为射一级跟随器形式，故其输出电压VU OUT 3.142 ， OP2 的输出接到节点 1，节点 1直接接到接触器的线包 (选用的接nts 15 触器的工作电压为 VUDC 9)，故接触器的工作状态发生改变，常开触点变为常闭触点，常闭触点变为常开触点，由图 3-1 系统图 可知，此时给3C充电 的支路已不经过限流电阻fR，而是由另一条支路直接充电。 图 3-4 限流电路控制原理图 电容3C的参数选择： 设网侧的电压为 220V/50Hz，则经过变压器降压后的电压为 90V/SOHz，它 的瞬时值电压形式为 : tttU m 50s i n12750s i n902s i n2 此电压经过整流器后的瞬时电压为： tttU mmu 50s in12750s in902s in2 由上式可知，给3C充电的峰值电压为 127V，考虑到一定的裕量可选择电容的电压等级为 200V。综合考虑，选用了电压等级为 200V，电容值为 1000 uF 的电解电容。 3.3.4 Boost 变换器设计 Boost 变换器的别名又叫升压变换器、并联开关电路或开关型升压稳压器。 线路 如图 3-5 所示 由开关 S、电感 L、电容 C 组成。完成把电压 Vs 升压到 Vo 的功能。 nts 16 Boost 的工作过程是这样的。当开关 S 在位置 A 时，图 3-6(a)电流 Li 流过电感线圈 L，在电感线圈未饱和前，电流线性增加，电能以磁能形式储在电感线圈L 中。 图 3-5 (a)Boost 电路原理图 (b)由晶体管和二极管组成的 Boost 电路 此时，电容 C 放电， R 上流过电流0I, R 两端为输出电压0V，极性上正下负。由于开关管导通，二极管阳极接 Vs 负极，二极管承受反压状态。所以电容不能通过开关管放电。开关 S 转换位置到 B 时， 构成电路如图 3-6(b)， 由于线圈中的磁场将改变线圈 L 两端的电压极性，以保持 Li 不变。这样线圈 L 磁能转化成的电压lV与电源sV串联，以高于OV电压 。 向电容 C、负载 R 供电。高于oV时，电容有充电电流 ;等于OV时，充电电流为零 :当oV有降低趋势时，电容向负载 R 放电，维持OV不变 。 基本 输入、输出电压关系式的推导。设开关动作周期为 Ts, D1接 nts 17 通时间占空比， D2 为断开时间占空比，它们各自小于 1，连续状态时 1
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