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毕业设计91采用数字信号处理器TMS320F240作主控制器.doc
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电气电子毕业设计论文
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毕业设计91采用数字信号处理器TMS320F240作主控制器,电气电子毕业设计论文
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1 第一章 绪 论 我国自 20 世纪 80 年代引进数字信号处理器（ DSP）以来，数字信号处理器已在各个领域得到了广泛的应用， DSP 理论和技术已成为 IT 领域的核心技术。由于 DSP芯片既具有高速数字信号处理功能，又具有实时性强、低功耗、高集成度等嵌入式微计算机的特点，因此在通信、航空航天、工业控制、医疗、国防、汽车等应用领域得到了很好的应用。 电动机的调速控制一般采用模拟法，随着计算机、微电子技术的发展以及新型电力电子功率器件的不断涌现，电动机的控制策略也发生了变化。传统的模拟控制方法已经逐渐被以微控制器为核 心的数字控制方法所取代。 在那些对电动机控制系统的性能要求较高的场合（如数控机床、工业缝纫机、雕刻机、磁盘驱动器、打印机、传真机等设备中，要求电动机实现精确定位），以 MCS-51为代表的单片机已难以满足系统的要求。 为了满足世界范围内运动控制系统的需要， TI公司推出了它的 TMS320X24X系列DSP控制器。 X24X 系列 DSP 控制器将一个高性能的 DSP 核、大容量的片上寄存器和专用的运动控制外设电路（ PWM 产生电路、可编程死区、 SSVPWM产生电路、捕获单元）以及其他功能的外设电路（ 16通道模拟数字转换单元 、串行通信接口、 CAN 控制器模块等）集成在单芯片上，保持了传统微处理器的可编程、集成度高、灵活性 /适应性好、升级方便等优点；同时，其内部的 DSP核可提供更高的运算精度和处理大量数据运算的能力。 X24X 系列 DSP 控制器采用改进的哈佛结构，分别用独立的总线访问程序和数据存储空间，配合片内的硬件乘法器、指令的流水线操作和优化的指令集。 DSP控制器可较好地满足系统的实时控制性要求，实现复杂的控制算法如 Kalman 滤波、模糊控制、神经元控制等。 因为整个电动机控制所需的各种功能都可由 DSP控制器来实现。因此，目标系 统升级容易、扩展性、维护性都很好。同时， DSP控制器的高性能使最终系统既可满足那些要求比较低的系统，更可以满足那些对系统性能和精度要求较高的场合的需要。 这次设计是基于 DSP控制的直流双闭环调速系统。共分为五章，包括了主电路的设计、控制电路的设计及 DSP的软件编程。本文对系统原理进行了阐明，并且对系统中应用到的元器件根据设计要求进行了选择。 nts 2 第二章 方 案 论 证 2.1 设计要求 采用数字信号处理器 TMS320F240 作主控制器，主电路采用三相全控桥，实现对电机的转速控制。技术参数： 直流电动 机额定功率 kwP 185 ，额定转速 min/1600 rnnom ，额定电压VU nom 220 ，电枢内阻 2aR ，额定电流 AI nom 16.1 ，过载系数 5.1 ，飞轮惯量 22 .4 mkgGD ，晶闸管整流装置 40sK， 1recR，反馈滤波时间常数sToi 007.0 ， sTon 05.0 ，速度最大给定 VUn 10* ，转速调节器的输出限幅 VUim 8* 。要求无静差，动态指标：电流超调 %5i，转速时 %10n。 2.2 设计方案论证 1. 模拟控制系统 早期的运动控制系统一般采用运算放大器等分立元件以硬接线方式构 成，这种系统具有以下优点： (1) 通过多输入信号进行实时处理，可实现系统的高速控制。 (2) 由于采用硬接线方式可实现无限的采样频率，因此，控制器的精度较高且具有较大的宽度。 然而，与数字系统相比，模拟系统的几个缺陷也是很显然的： (1) 老化和环境温度的变化对构成系统的元件的参数影响很大。 (2) 构成模拟系统需要的元件较多，从而增加了系统的复杂性，也使最终系统的可靠性降低。 (3) 由于系统设计采用硬接线，当系统设计完成以后，升级 /功能修改几乎是不可能的。 (4) 受最终系统规模的限制，很难实现运算量 大、精度高、性能更先进的复杂控制算法。 模拟控制系统的上述缺陷使它很难用于一些功能要求比较高的场合。然而，作为控制系统最早的一种实现方式，它仍然在一些早期的系统中发挥作用：另外，对于一些功能简单的电动控制系统，仍然可以采用分立元件构成。 2. 以微控制器为核心的运动控制系统 首先需要说明的是，这里的微处理器事实上，是指以 MCS-51、 MCS-96 等为代表的 8 位或 16 位单片机。利用微处理器取代模拟电路作为电动机的控制器，所构成的系统具有如下优点： (1) 使电路更简单。模拟电路为了实现逻辑控制需要许多分立电 子元件，从而使nts 3 电路变得复杂。采用微处理器以后，绝大多数控制逻辑可采用软件实现。 (2) 可以实现较复杂的控制算法。微处理器具有更强的逻辑功能，运算速度快、精度高、具有大容量的存储器，因此有能力实现较复杂的控制算法。 (3) 灵活性合适应性强。微处理器的控制方式主要有软件来实现，如果需要修改控制规律，一般不必要改系统的硬件电路，只需对软件进行修改即可。 (4) 无零点飘移，控制精度高。数字控制系统中一般不会出现模拟电路中经常遇到的零点飘移问题，控制器的字长一般可保证足够的控制精度。 (5) 可以提供人机界面， 实现多机联网工作。 3. 以可编程 DSP控制器为核心构成的运动控制系统 为了满足世界范围内运动控制系统的需要， TI 公司推出了 TMS320x24x 系列 DSP控制器。 基于 DSP控制器构成的电机控制系统事实上是一个单片机，因为整个电动机控制所需的各种功能都可以由 DSP控制器来实现。因此，可大幅度缩小目标系统的体积，减少外部元件的个数，增加系统的可靠性。另外，由于各种功能都通过软件编程来实现，因此，目标系统升级容易、扩展性、维护性都很好。 自从晶闸管问世，到 60 年代已生产出成套的晶闸管整流装置，使变流技术产生了 根本性的变革，进入晶闸管时代。到今天，晶闸管 电动机调速系统已成为直流调速系统的主要形式。它可以是单相、三相或更多相数，半波、全波、半控、全控等类型，通过调节触发装置 GT的控制电压来移动触发脉冲的相位，即可改变整流电压dU，从而实现平滑调速。和旋转变流机组及离子拖动变流装置相比，晶闸管整流装置不仅在经济和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。晶闸管可控整流器的功率放大倍数在 410 以上，其门极电流可以直接用 晶体三极管来控制，不再像直流发电机那样需要较大功率的放大装置。在控制作用的快速性方面，变流机组是秒级，而晶闸管整流器是毫秒级，这将会大大提高系统的动态性能。 因为，由于晶闸管多种优点，所以在闭环直流调速系统中选用方案二晶闸管整流器，以获得直流电压。又因三相全控桥可实现电流的连续，方便控制，因而，主电路选用三相全控桥整流电路。 nts 4 第三章 主 电 路 设 计 主电路采用的是三相桥式整流电路。 主电路部分包括从电源开关将电能引入一直到通过电动机把电能转换成机械能供给生产机械能为止中间所有的设备，如： 电源开关、变流变压器 B、晶闸管变流器KBZ和 KBF（包括触发器的脉冲输出部分）、接触器 XC、快速开关 K、平波电抗器 DK、电动机 D等。这部分主要是对输入的电能进行分配、调节和转换等作用，同时也起到对电动机的晶闸管变流器以及电网的保护作用。 随着所要求的输出功率大小不同，主电路中元器件和设备的功率大小数量也大不相同。如小功率装置，可以将上述所有设备（除电动机以外）安装在同一个柜（或箱）中。新的发展趋势是对于小功率装置，也有将所有这些设备（包括调节和控制部分）全部与电动机一起组成一个整体。但是对于大功率（如数千千 瓦）装置，光是晶闸管变流器往往就要装于数个变流器柜中。 3.1 变流变压器的选择 3.1.1 阀相相电压 变流变压器是直流调速系统中的一种关键设备，而其阀相相电压选择得是否适当又是一个影响系统性能的重要因素。电压选得过高，将会使变压器的容量不必要地加大而造成浪费，还会增加运行中的无功功率。选得过低，将影响系统的工作性能或使电动机的最高转速达不到设计的要求。通常在计算时主要考虑以下三个因素： 一、电网电压的波动。当电网电压在低于额定值以下波动时，vU降低，将可能使整流电压 达不到所要求的值。因此，一般要求按规定允许的最低电网电压来考虑。 二、电流变化时产生的电压降。由于负载电流在变压器的绕组和晶闸管及主电路连线上产生压降，当过载电流很大时（如有的电动机允许工作过载电流达 2.5倍额定电流），这个电压降的数值也是不可忽略的。因此，一般要按最大工作电流来考虑。 三、最小延迟角 min，为了防止逆变器颠覆，要合理地选择最小超前角min。同样，min也要选择适当。一般 取min为 305 电角度。在可逆变的系统中，min的选取还必须与min相适应。譬如在按minmin 控制原则的有环流可逆系统中，通常是使minmin （实际上由于环流回路中的压降，min可略小于）。在无环流系统中min可小于min，但也不能小得太多，否则可能出现过大的回馈制动电流。一般来说，对于宽脉冲不可逆系统，可取min为 105 （即 98.0min ）。对于窄脉冲可逆系统，可取min为 3025 （即 85.0cosmin ）。 nts 5 变压器阀侧相电压可用下式计 算： 对于采用转速反馈的调速系统 )100(*)/(*)1/(m a xm i nm a xm a xBNBXXUVadDNDDaDNDDNVIIeKC O SKRIIRIIUU(3-1) 式中 XK 换相电抗压降计算系数； UVK 整流电压波动系数； DNI 电动机额定电流（ A）； maxDI 电动机最大工作电流（ A）； BNI 变压器额定电流（ A）； maxBI 对应于时变压器的最大电流（ A）； DaR 电动机电枢回路电阻（）； adR 电动机电枢回路中附加电阻（）； DNU 电动机额定电压（ V）。 公式已经考虑到各种不利因素。当采用三相桥式整流电路并带有转速反馈的调速系统时，一般也可按以下公式来估算： 不可逆系统 : 3/)0.195.0( UU V (3-2) 可逆系统 : 3/)1.105.1( UU V (3-3) 本次设计中采用公式 3/)1.105.1( UU V =（ 1.05 1.1） *220/ 3 =(133 139) (V) (3-4) 因此阀相相电压取为 135V。 3.1.2 阀侧相电流 变流变压器阀侧相电流可按下式计算； 24.1215*816.0* dnIVV IKI (A) (3-5) 式中IVK 变压器阀侧相电流计算系数，其值随所采用的整流电路不同而异。 3.1.3 表功功率 由于变流变压器的网侧功率和阀侧功率不一定相等，所以用变压器的网侧表观功率和阀侧表观功率的平均值来标称变压器的容量，称为表观功率（又称为 视在功率）NS nts 6 425.497515*135*34.2*05.1*2/)( 21 dNVVSTN IUKKSSS (UA) (3-6) 经查 KST=1.05， KV =2.34。 式中 STK 变流变压器表观功率计算系数 1S 变压器网侧表观功率（ VA） 2S 变压器阀侧表观功率（ VA） 3.2 晶闸管的选择 可控硅 在变流器中工作时，必须能够以电源频率重复地经受一定的过电压而不影响其工作，所以正反向峰值电压参数 (VDRM、 VRRM)应保证在正常使用电压峰值的 2-3 倍以上，考虑到一些可能会出现的浪涌电压因素，在选择代用参数的时候，只能向高一档的参数选取。 1断态不重复峰值电压 URM ，由厂家定。 2断态重复峰值电压 UDRM ， UDRM=90% UDSM 3反向不重复峰值电压 URSM ，由厂家定。 4反向重复峰值电压 URRM ， URRM =90% URSM 5额定电压 URM 为 UDRM和 URRM中较 小的那个数值，并按标准电压等级取整数。 3.2.1 额定通态平均电流的计算 通态平均电流 IT是指单相正弦半波电流的平均值。但晶闸管的发热是与通过它的电流有效值的平方成正比，当整流电路结构形式、晶闸管的控制角 及负载性质不同时，通过每一个晶闸管的平均电流 Idv 及电流有效值不同。一般先从已知负载电流Id ，根据电路结构形式，求出 Idv （ Idv =K1 Id）。当整流电路的电感足够大、整流电流连续时，可用下式近似地估算晶闸管的额定通态平均电流： 0.1(TI 0.1(/)0.2m a x pITdI nKIK A175.91/9.0/15*5.1*367.0*)0.2 (3-7) 式中 ITK 晶闸管的电流计算系数； maxdI 最大整流电流（ A），通常maxmax Dd II ； IK 均流系数，通常取 8.0IK 9.0 ，每个桥臂无晶闸管并联时 )1( pn ，0.1IK ； Pn 每个桥臂的晶闸管并联数。 系数 1.0 2.0 是考虑电流取一定的电流裕量，这是考虑到由于元件装置在装置中通风的不均匀以及某些偶然因素而可能产生的短时过载。 nts 7 上式只是一种粗略的估算，为了充分地、合理地使用晶闸管的容量，比较准确的方法最好是根据实际的负载图按照元件的瞬态阻抗曲线求出工作的最高结温。应使最高不超过 额定结温，并留有一定的裕量。 在选择可控硅器件参数的时候应根据不同的场合，线路和负载的状态而对一些特定的参数多给予选择的考虑，方可使设备运行更良好，更可靠和寿命更长。 3.2.2 额定断态重复峰值电压（ DRMU ）和反向重复峰值电压（ RRMU ） DRMU 和 RRMU 的选择，由以下公式来决定： )(/)32( VUKnUKUU VUTsVUTR R MD R M 和 5.5 2 63 5 19.0/2/1 3 5*34.2*)32( (3-8) VK=0.9 UTK 晶闸管的电压计算系数； sn 每一个桥臂的晶闸管串联数； UK 均压系数，一般取UK=0.8 0.9，串联的 晶闸管数sn越大，且触发器性能较差时，UK值取得得越低。当sn=1（即不串联）时，UK=1。 3.3 平波电抗器的选择 平波电抗器也称直流电抗器，一般串接在换流器与直流线路之间。其主要作用为 :在直流系统发生扰动或事故时，抑制直流电流的上升速度，以避免事故扩大 ;当逆变器发生故障时，可避免引发换相失败 ;在交流电压下降时，可减少逆变器 换相失败的几率 ;当直流线路短路时，可在调节器的配合下，限制短路电流的峰值 ;可同直流滤波器一起极大地抑制和削减换流过程中产生的谐波电压和谐波电流，从而大大的削弱了直流线路沿线对通信的干扰。 平波电抗器设置在变流器主电路的直流侧。平波电抗器的用途主要是用于减小整流电流的脉动，在负责电流较小时保持电流的连续和限制故障短路电流上升率。正确地选择电抗器的电抗值也是保证调速系统可靠工作和使变流设备获得合理经济指标的一个因素。 计算各种整流电路中平波电抗器的电感值，主要从减小电流脉动、保持电流连续等出发选择电抗器。根据 题设选择限制环流原则的电抗器在按 控制原则的有环流系统中，为把环流抑制在规定的限值内所需要的外加电抗器的电感值 L为 )(806.016.1*%10 135*693.0/*693.0 m i n HIUL dV (3-9) VU 变压器的阀侧相电压（ V）； nts 8 3.4 熔断器的选择 熔断体串接于被保护电路，当电路发生短路或过电流时，通过熔断体的电流使其发热，当达到熔断体金属熔化温度时就会自 行熔断，期间伴随着燃弧和熄弧过程，随之切断故障电路，起到保护作用。 3.4.1 额定电流 快速熔断器串联在桥臂电路中，以保护由于直流侧短路或逆变器颠覆而造成过大的电流时不致使晶闸管损坏，同时也防止故障的扩大，选择快速熔断器的额定电流rNI时，主要考虑到两个原则，一是要保证在正常工作时快速熔断器不过热，二是要使快速熔断器的熔断功 rtI )( 2 小于晶闸管允许的 TtI )( 2 。按照前者原则，快速熔断器的额定电流reI可用下式计算： )(*)2/( AIIre T 或 pIdIT nK IKIre *2 max(3-10) 式中 TI 晶闸管的额定通态平均电流（ A）。 3.4.2 快速熔断器的额定电压 U RE 快速熔断器的额定电压 U可用下式计算 )(4.2 2 32/1 3 5*34.2)(2/* VVUKU VUTRE (3-11) 式中 VU 变压器阀侧相电压（ V）； UTK 元件电压计算系数 除了上述保护，还有很多方法。在要求高的场合，也可以采用多重保护。通常还有 RC 过电压保护、继电保护、封锁触发脉冲等方法。在大功率直流传动系统中，还采用快速开关进行短路保护。 nts 9 第四章 控 制 电 路 的 设 计 4.1 DSP简介 DSP芯片作为可编程超大规模集成电路（ VLSI）器件，通过可下载的软件或内部硬件来实现复杂的数字信号处理功能。 DSP芯片除具备普通微处理器的高速运算和控制功能外，针对高数据传输速率、数值运算密集的实时数字信号处理操作，在处理器结构、指令系统流程方面都做了较大的改进。 20 世纪 60 年代以来，随着计算机、大规模集成电路 (LSI)和超大规模集成电路(VLSI)以及微处理器等技术的进步，数字信号处理技术应运而生，并得到迅速的发展。在过去近 40年的时间里，数字信号处理已在各个领域得到了极为广泛的应用。 事实上，数字信号处理是围绕数字信号处理的理论，实现和 应用等几个方面发展起来的。数字信号处理在理论上的发展推动了数字信号处理应用的发展；反之，数字信号处理的应用又促进了数字信号处理理论的提高，而数字信号处理的实现，则是理论和应用之间的桥梁 。 在数字信号处理系统中，虽然可选用任何一种数字信号处理实现方法，但由于数字信号处理算法一般较复杂，且系统对处理的实时性要求较高，因此，直到 20 世纪70 年代末世界上第一片单片可编程 DSP 芯片诞生之前，数字信号处理的研究主要集中在理论和算法模拟方面，真正实用的数字信号处理系统并不多见。 DSP芯片的问世弥补了这个不足，从此，数字 信号处理的理论研究结果被广泛应用到低成本的实际系统中，并且推动了新的理论和应用领域的发展。可以毫不夸张的说， DSP芯片的诞生及发展对近 20年来的通信、计算机、控制等领域的技术发展起到了十分重要的作用。 数字信号处理技术已广泛应用于数字通信、雷达、遥感、语音合成、图象处理、电动机及运动控制、测量与数字控制、高清晰度电视、数字音响、多媒体技术、生物医学工程及机器人控制等领域。随着科学技术的发展和数字时代的到来，其研究范围和应用领域还在不断地发展和扩大。 目前，数字信号处理的实现方法一般有以下几种： 一、在通用计 算机（如 PC机）上用高级语音编程实现。 二、在通用计算机系统中加上专用的加速处理机实现。 三、用通用微处理器或单片机实现。 四、用专用 DSP 芯片实现。 五、用通用可编程 DSP芯片实现。 nts 10 在上述几种实现方法中，第一种方法的缺点是速度较慢，一般用于数字信号处理算法的模拟；第二种和第四种方法专用性强，应用受到很大的限制，第二种方法也不便于系统的独立运行；第三种方法只适用于实现简单的数字信号处理算法；只有第五种方法才为数字信号处理的应用打开了新局面 11。 典型的数字信号处理系统输入信号可以是语音、电流、电压、温 度等模拟信号；输入信号经模拟数字信号转换（ A/D）以后，送入数字信号处理部分进行处理，此数字信号处理的实现可采用以上任意一种方法，最后，经过处理的信号经数字模拟转换（ D/A），内插、平滑、滤波等处理后输出模拟信号。 TMS320F240简介 : 作为 TI公司较早推出的 DSP控制器， F240 为后来各个型号的 DSP 控制器的设计奠定了基础，同时也为单片数字控制系统的设计建立了一个标准。 TMS320F240主要由 CPU、存储器和片上外设三部分组成，其主要特点如下： 采用改进型哈佛结构，具有分离的程序总线和 数据总线，使用四级流水线作业，并且允许数据在程序存储空间和数据存储空间之间传输，从而提高了运行速度和编程的灵活性。指令执行速度为 20MIPS，几乎所有的指令都可以在 50ns 的单周期内执行完毕 9。 存储器可寻址空间 224K字（ 64K字程序空间， 64K字数据空间， 64K字 I/O空间， 32K字全局空间）；片内有 16K字的 FLASH EEPROM。 双 10 位 A/D 转换器，共 16 个输入通道，转换时间为 6s。事件管理器中有 3个定时 /计数器， 4个捕获单元等。 采用 TI 公司的 TMS320LF240x 芯片作为控制器 。 TMS320LF240x 芯片作为 DSP 控制器 24x系列的新成员，是 TMS320C2000平台下的一种定点 DSP芯片。从结构设计上讲， 240x 系列 DSP 提供了低成本、低消耗、高性能的处理能力，对电机的数字化控制作用非常突出。 TI公司的 TMS320F240器件是基于 TMS320C240型 16位定点数字信号处理器（ DSP）的新型 DSP控制器。由于 F240器件片内集成了 544字双口 RAM、双 10位模数转换模块、串行通信接口以及提供死区功能和 12路比较 /脉冲宽度调制通道的事件管理器模块，并将存储器和外设集成到控制 器内部，使得 F240 在诸多微机控制系统中得到了广泛的应用 6。 4.2 前向通道设计 4.2.1 电流检测 nts 11 电流转换器是用于将主电路电流（交流或直流）变换成一个与主电流成线性关系的直流电压信号送至电流调节器，作为电流反馈信号以实现电流的闭环控制。在采用半导体电子调节器的现代控制系统中，整个控制系统都工作在低电压（一般在 15V以下），因此不希望控制系统与高电压的主电路产生直接的电连接。这样，电流变换器还将起到另外一个作用，就是使控制电路与主电路进行电的隔离。通常采用的电流检测方法有交流互感器、直流互感器、霍 尔效应电流变换器等。其中最常用的为前面两种。采用交流电流互感器的电流变换器 为了准确地取出电流反馈信号，而且能使主回路与控制回路相互隔离，以保证设备和操作安全，目前在直流调速系统中，常采用交流互感器或直流作为电流检测元件。 由于网侧电流有效值 I 与阀侧整流电流dI之间存在着一定的比例关系，例如，对于三相桥式整流电路，dII 816.0 ，因此通过测量网侧交流电流就可以反映出dI的大小。 交流互感器的连接方式有多种多样。可使三相分别采用三个交流电流互感器，通过整流和滤波后输出一个直流电压fiU。当主电路三相电流完全平衡时，也可只采用两只交流电流互感器按 V形接法，这样可以节省一只交流电流互感器。由于标准的交流电流互感器二次电流都是 5A，额定负载电压均为 3V左右，但控制系统一般要求能达到 10V左右，因此，整流元件和负责电阻容量都较大，功耗和发热也较多。为此，可采用专门制造的二次电流为 0.1A 的交流电流互感器或在标准互感器二次侧 再加一组 5/0.1A的变压器。上述电路中，电流检测信号fiU是通过电位器 W 取出，其大小可以调节，但是极性不能改变，如果想改变极性只能靠改变整流器的极性，输出信号可作为零电流检测信号。用交流互感器检测直流电流时，把交流互感器的原边接在晶闸管变流器的交流回路中，它的副边通过桥式整流，把交流电流转换成直流电压。图4.1显示出了使用三个交流互感器的检测电路，从电位器上取出的直流电压就是电流反馈电压fiU。 nts 12 图 -1 电流检测电路 如 果主电路是三相零式整流电路，在主电路电流中包含有直流分量，它将使电流互感器饱和，致使输出减小。为消除此缺点。可将交流电流互感器改用。 4.2.2 转速检测 通常采用测速发电机作为转速检测装置。测速发电机有交流、直流两种。交流测速发电机有 CK型及 AT型。它具有结构简单、价廉、无碳刷接触、易维护且无碳刷压降造成的误差等优点。但用在直流调速系统中时，需要进行整流变换，影响反馈信号的准确度，因此直流调速系统通常选用直流测速发电机来检测转速。为了保证测速发电机输出电压与转速之间有严格的比例关系，其关键是严格保证测速发 电机磁场恒定。直流测速发电机磁场有两种形式：永磁式 (CY 型测速发电机 )及他励式 (ZCY 型测速发电机 )。永磁式电机在使用时，需注意所处环境温度不能太高或有强烈振动，否则，永久磁铁的磁性将会很快减弱，使检测数据不准。他励式电机在使用时，为使励磁电流保持不变，最好采用恒流电源。此外，在使用测速发电机的时，不要使其负载电流太大，以免测速发电机电枢反应过大而影响测量精度。选用测速发电机时，最好使它的额定转速与主电动机额定转速相适应，如做不到这一点，则需考虑增设齿轮变速装置或直接选用直流电动机 测速发电机的配套设备 R31C0 . 1 u FR P 4 R P 3R32图 -2 速度检测电路 nts 13 4.2.3 DSP 中的模拟数字模块 TMS320F240 DSP 控制器的模拟数字转换提供了 20 个用于同外电路接口的引脚，其中 ADCINO ADCIBN15 共 16 个引脚用于模拟信号的输入；其他 4 个引脚分别为REFHIV 、 REFLOV 、 CAV 、和 SSAV 。 在 X24X 系列器件上，除了数字电源引脚外，模拟电源引脚和用于和外部模拟电源相连接，提供 了片内模拟数字转换模块需要的模拟电源。应该注意的是，在设计系统时，连至和的模拟引线应该尽可能短，以使二者正确匹配，同时还应使用其他的减噪技术以确保转换。 模拟信号输入引脚 ADCINO ADCIBN7 属于模拟数字转换单元 1，引脚 ADCIN8ADCIBN15则属于模拟数字转换单元 2。其中，引脚 ADCIN0、 ADCIN1以及 ADCIN8、 ADCIN9与数字 I/O模块复用，通过对控制寄存器进行适当编程，可将 4个模拟输入引脚用作数字 I/O。应该注意，如果对这 4个引脚所输入的模拟信号进行转换，其转换精度要低于专用模拟 信号输入引脚（ ADCINO ADCIBN7 和 ADCIN8 ADCIBN15）。下列方程近似给出了转换后得到的数字结果 6： R E F L OR E F H IR E F L OVV V ）（模拟输入电压数字结果 *1023模拟数字转换模块具有以下功能： 一、可同时对两个输入通道进行采样和转换（每个模拟数字转换单元一个）。 二、每个模拟数字转换单元都可进行单独或连续的采样、保持和转换操作。 三、每个模拟数字转换单元使用一个二级 FIFO 结果寄存器来存放转换后的数字值。 四、模拟数字转换控制可由软件指令、器件引脚上的外部信号跳 变或每个通用定时器的定时 /比较输出和捕获引脚上跳变等时间启动操作。 五、模拟数字转换控制寄存器的某些位是可投影的（缓存），可在任何时候将新的内容写入而不影响正在进行的转换操作。新值先进入到缓存器中，仅在当前转换操作完成后才自动地从缓寄存器装载到工作寄存器中，下一个转换过程将由这个新值决定。 六、当每次转换结束时，中断标志设置；如果中断未被屏蔽且以被使用，则此时将产生中断请求。 七、执行两次转换操作后，如果在第三次转换完成时仍然没有读取相应 FIFO 结果寄存器中的值，则第一次转换的结果数据将丢失。 每个模拟数值 转换单元在 1 个模拟转换预定标时钟周期内完成输入采样，在 4或 4.5个预定标时钟内完成转换。也就是说，在 5或 5.5个模拟数字转换预定标时钟nts 14 周期得完成全部的采样 /转换操作，为了保证转换精度，整个模拟数字转换模块进行一次模拟数字转换所需要的时间为 5.5或更多，同时，转换所需要的 5或 5.5个模拟数字转换预定标时钟周期与 5.5s的最小转换时间必须在所有的系统时钟（ SYSCLK）频率条件下都要满足。因此，用户必须选择合适的模拟数字转换模块输入时钟预定标因子。使整个模拟数字转换的 采样 /转换时间大于等于 5.5 s。预定标因子应满足以下公式 4： SYSCLK时钟周期 *预定标因子 *5.5 5.5s本次设计中系统的给定是在 DSP的 ADCIN 口外接一个电位器实现对 DSP的给定。 4.3 后向通道设计 4.3.1 D/A 转换器 一、 DAC 0832及其接口电路 DAC 0832 是 8 位分辨率的 D/A 芯片，与 DAC 0830、 DAC 0831 同属于 DAC0830系列 D/A芯片，是美国国家半导体公司产品，是目前国内应 用最广的 8位 D/A芯片。 下图为 DAC0832 的管脚设置： 图 -3 DAC0832 引脚图 各引脚功能如下： DI0 DI7： 8位数字量的输入端，与 CPU 数据总线相连，用于输入 CPU送来的待转换数字量， DI7为最高位。 CS ：片选端，当 CS 为低电平时，本芯片被选中工作。 ILE:数据锁存允许控制端，高电平有效。 nts 15 1WR ：输入寄存器写选通 信号，低电平有效。 2WR ： DAC寄存器写选通信号，低电平有效。 XFER ：数据传送信号，低电平有效。 IOUT1 ：电流输出 1端。当输入数据为全 0时， IOUT1 =0；当输入数据全为 1时，IOUT1 为最大值。 IOUT2 ：电流输出 2端。 Vref ：基准 电压输入端，电压范围（ -10+10） V之间。 DGND:数字信号接地端。 AGND: 模拟信号接地端，最好与参考电压共地。 本次设计中 DAC0832 是将 DSP输出的数字信号转换成模拟信号，采用直通工作方式，两个寄存器的 5 个控制信号均预先置为有效，处于数据接通状态，输出端将接一个运放，使最 后输出的是一个电压信号，给定于触发电路的控制端，实现通过 DSP对电动机进行控制。 二、 D A转换器的主要技术指标 1分辨率 其定义是当输入数字量发生单位数码变化（即 1LSB）时，所对应的输出模拟的量变化量，是对输入量变化敏感程度的描述。通常定义为满刻度值与 2n 之比（ n 为D/A 转换的二进制数）。显然，二进制位数越多，分辨率就越高，即 D/A 转换器对输入量变化的敏感程度越高。例如，若满量程为 5V，根据分辨率定义则分辩率为 5V/2n。设 8位 D/A转换，即 n=8 本次设计采用 D/A 转换器输入数字量是 8位的，因而 5/ 28 =19.55mV，即二进制数最低位的变化可引起输出的模拟电压变化 19.55mV，该值占满量程 0.1955%。 2.转换误差 转换误差是指输入模拟电压的实际值与理想值之差，即最大静态转换误差。转换误差通常用输出电压满刻度 FSR的百分数表示，也可以用最低有效位 LSB的倍数表示 8 位 D/A 转换器， RV 5v，转换误差为 2/1 LSB，这就表示输出电压的绝对误差等于输入为二进制数 00000001(28)时输出电压的一半即 mVVnR 77.92*252*28 (4-1) 若输入为二进制数 l0000000(128D)，则输出电压为 2.5V 77.9 mV。 转换误差是由于参考电压偏离标准值、运算放大器的零点漂移、模拟开关的压降及电阻值的偏差等原因引起的。转换误差分为比例误差、失调误差和非线性误差等几类。前二者呈现一定的变化规律，属于线性误差，在计算机技术中常用硬、软件相结合的办法来减小它 们。非线性误差没有一定的变化规律，在有的 D/A 转换器说明书中nts 16 单独给出线性误差，可供选用时参考。 3.建立时间 建立时间是描述 D/A转换速度快慢的一个参数，用与表明转换速度。其值一般用输人数字量有满刻度值变化即从全 0列全 1 的变化时，输出模拟量 (电压或电流 )达到满刻度值 1/2LSB(或与满刻度值相差的百分比 )时所需要的时间来描述。建立时间包括两部分：一是距离运算放大器最远的那一位输入信号的传输时间；一是运算放大器达到稳定状态所需的时间。输出形式为电流的转换器的建立时间是较短，输出形式是电压的转换器，由于要加上运 算放大器的延迟时间，因此建立时间要长一些。 4.温度控制 在满刻度输出的条件下 ,温度每升高 1 ,输出变化的百分数。该项指标表明了温度变化对 D/A转换精度的影响。 5.电源抑制比 高质量的 D/A转换器要求开关电路及运算放大器的电源电压发生变化时，对输出电压的影响极小。通常把输出电压的变化与相对应的电源电压变化之比称为电源抑制比。 此外，还有线性度、功率消耗及输入高、低逻辑电平的数值等技术指标，在此忽略。 4.3.2 触发器 一、对触发器的基本要求 触发器是保证晶闸管正确、可靠 触发的关键单元。对触发器的基本要求是： 1.触发信号必须保持与主电路的电源频率同步，并保持一定的相位关系； 2.触发信号应能在一定的范围内移相，其所需的移相范围应根据各种变流器的整流电路而定。 3.触发器应有足够的输出功率，为使晶闸管快速导通，通常采用强触发。触发脉冲必须要有一个陡而高的前沿。这一点特别是对大功率装置中的每一桥臂采用多串或多并元件时尤为重要。 4.由于受晶闸管门极允许的电流、电压和功率的限制，触发脉冲的强度不得超出晶闸管规定的允许值。否则有可能使晶闸管门极烧 毁。 触发电路种类繁多，按所采用的元件类型来分有：阻容移相式、单结晶闸管式、三极管式、磁放大器式、固体组件式等触发电路。按同步用移相电压波形的不同，又分为正弦波、锯齿波、三角波等方式。各种电路各有特点，但在直流电动机晶闸管调速系统中用得较普遍的有正弦波移相触发电路和锯齿波移相触发电路。 二、移相电压为正弦波的触发电路 nts 17 这种触发电路主要包括移相控制环节和脉冲形成环节两部分，移相控制环节由同步信号电压 u 、控制电压ku和三极管 1T 组成。由三极管 2T 、3T和 4T 组成的单稳态电路可产生一个宽触发脉冲。 由同步变压器二次绕组引入的与主电路相位同步的正弦波电压 u ， 经过电阻3R和电容 1C 滤波后变为 u ，然后与 直流控制电压ku叠加在三极管 1T 的基极 1b 点上。只有当 u +ku的信号为负值时， 1T 截止， 2T 处于饱和导通状态才使3T、 4T 截止。此时 +15V电源通过 MB 、 12R 、 2T 对电容6C进行充电，其极性为右正左负。当 u +ku的信号由负转向正值时， 1T 立即导通，在 1T 导通的瞬间，电容 4C 向 2T 产生一个负脉冲，迫使 2T立即截止。3T、 4T 通过电阻10R和二极管6D从电源获得一个饱和基极电流而导通。脉冲变压器 MB通过 4T 流过电流而开始输出脉冲。在 4T 导通的 瞬间，电容6C通过 12R 、 4T 、9R放电。此放电电流 2i 一方面加速 2T 的迅速截止，另一方面维持 2T 的基极 2b 点为负电位，使 2T 继续截止。 但是随着6C上放电电压的逐渐降低， 2b 点的电位逐渐由负向正升高，当 2b 升至 +0.7V 时， 2T 导通，3T和 4T 截止，输出脉冲终止。一直稳定到下一个周波当 1T 重新由截止变为导通时，重复上述过程。 由上可见，这种电路的特点是 ： 1.产生脉冲的初始点是ku和 u 的相交点。只要改变ku的大小和极性，ku和 u 的相交点随之改变，因而触发脉冲的相位也随之移动。当ku=0 时，脉冲是在0t点开始产生，当ku0时，脉冲前移，即由 C点向 M 点移动，变流器工作在整流状态。当ku0， 移到 30处，如继续增大ku、ki也随之增大，如果没有设置i限制环节，则 |ki|将有可能大于 |i (峰值 )|造成丢失脉冲。但是在加入u以后，此时 2D导通，iiii kb 1。由于6R比5R的阻值 小得多（通常取6R=(1/3 1/5) 5R，故值i较大。因此在 =30附近，随着移相角继续减小， |ii |值增长很快。这样随着ku的增大， 几乎不再减小，而可以较准确地被限制在 min =30附近。 3.当kuci满足近似条件。 忽略反电势对电流环影响的条件： 13*cimlTT (5-11) 现在 113 * 3 * 5 00 . 1 8 * 0 . 0 2mlTT ci满足近似条件。 五、计算调节器电阻和电容 按运算放大器取 R0=40K，的电阻和电容计算 00* 0 . 1 8 * 4 0 7 . 2iR K R K K 取 7K FRCii 37/02.0/ 0 取 3 F 0 34 * 0 . 0 0 74 / 0 . 74 0 * 1 0o i o iC T R F 取 0.8 F 按照上述参数，电流环可以达到的动态指标为 =4.3 5%：，满足设计要求。 5.1.2转速环的设计 一、确定时间常数 1.电流环等效时间常数为
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