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脉冲电镀电源的设计,毕业设计论文
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I 摘要 本文针对目前电镀电源在我国的发展速度很快，以及脉冲电镀电源与直流电镀电源有很多优点对脉冲电镀电源进行设计。 本设计首先从脉冲电镀电源的技术性能指标出发，设计了主电路，其中包括整流电路、滤波电路、斩波电路等。 其次，根据主电路的特点，设计了控制电路的硬件和软件，控制电路核心采用 SPCE061A 单片机来实现。控制电路主要完成对晶闸管触发角的控制、功率开关管 IGBT 的开关频率和占空比的控制，还有电流反馈的闭环控制。其中，电流反馈的闭环控制，采用数字 PID 控制算法。 关键词 :脉冲电源 三相整流 直流斩波 滤波 nts II Abstract According to the fast development of the electroplating power in our country ,and there being many advantages of the pulse electroplating power and direct current electroplating power, the pulse electroplating power is designed in this design. This design being firstly from the beginning of the technical specifications of the pulse electroplating power, design the main circuit that includes rectifier, filter,chopper,and so on. Secondly, according to the characteristics of the main circuit ,the control circuit is designed. The core of the control circuit is based on the single chip computerSPCE061A. And the tasks of the control circuit are to control the thyristor s trigger angle ,and the switching frequency of the IGBT ,and the duty ratio,still and the closed loop control of the current feedback.The closed loop control of the current feedback adopts the digital PID control. Keywords: Pulse power,Three phase rectifier, DC Chopping ,Filtering nts III 目 录 第 1 章 绪论 . 1 1.1 电镀电源的发展阶段 . 1 1.2 脉冲电镀电源的优点 . 2 1.3 本设计的内容 . 2 第 2 章 电源总体方案的确定 . 4 2.1 概述 . 4 2.2 脉冲电源工作原理和系统组成 . 4 第 3 章 主电路的设计 . 6 3.1 系统的主电路拓扑结构 . 6 3.2 整流电路的设计 . 7 3.2.1 整流电路方案的确定 . 7 3.2.2 整流变压器的设计 . 9 3.2.3 晶闸管的选择 . 10 3.2.4 晶闸管的保护 . 11 3.3 中间滤波电路的设计 . 16 3.4 斩波电路的设计 . 17 3.4.1 斩波电路的选择 . 17 3.4.2 功率开关器件的选择 . 18 3.4.3 IGBT 的保护 . 19 3.4.4 吸收电路参数计算 . 21 第 4 章 控制电路的设计 . 24 4.1 SPCE061A 单片机概述 . 25 4.2 零电压检测电路的设计 . 29 4.3 过电流检测及保护电路 . 31 4.3.1 电流检测 . 31 4.3.2 电流采样电路 . 32 4.3.3 过电流保护电路 . 32 4.4 晶闸管驱动电路的设计 . 33 4.4.1 晶闸管驱动信号要求 . 33 4.4.2 晶闸管驱动电路 . 34 nts IV 4.5 IGBT 驱动电路的设计 . 34 4.5.1 IGBT 的驱动电路的要求 . 34 4.5.2 IGBT 驱动电路 . 35 4.6 辅助电源的设计 . 37 第 5 章 软件设计 . 39 5.1 主程序设计 . 39 5.2 外部中断程序的设计 . 39 5.3 AD 转换程序的设计 . 40 5.4 电流采样程序的设计 . 41 5.5 晶闸管触发程序的设计 . 42 5.6 定时器中断程序的设计 . 43 5.7 PID 控制程序的设计 . 43 设计总结 . 52 参考文献 . 53 英文资料原文 . 54 英文资料译文 . 63 致谢 . 72 附录 . 73 nts 1 第 1 章 绪论 1.1 电镀电源的发展阶段 就电镀电源技术来讲，电镀电源的发展经历了 4 个阶段：直流发电机组、不可控整流器、晶闸管整流、高频开关电源。 1交 -直流发电机组 50 年代的电镀电源主要是交 -直流发电机组，即用交流电机带动直流电机，产生直流电压电流。若想调节直流发电机的输出，则把直流发电机的输出作为采样信号，调节交流电机转速以改变直流输出。这种系统始于前苏联；由于具有较高的可靠性，曾一度占据电 镀行业的统治地位。但是经过两次的能量转换，机组的效率低，噪音大且直流电机维修不方便。这类变流设备在有些行业已被国家明令为淘汰产品，但电镀行业仍有少数单位在使用这种高能耗的变流设备。 2不可控硒或硅整流器（带饱和电抗器或者磁放大器） 60 年代发展了硒、硅整流器，它采用变压器原边抽头或者用调压器、饱和电抗方式调压，副边用硒或硅二极管整流作为电镀电源。虽然在技术上比“交 -直发电机组 有了一定的进步，但由于在控制上需要用电机或人力去拖动自耦变压器的调压端，很不方便。这类电源在我国电镀电源生产中所占比例不轻，据1988 年的不完善统计就占到 76%，如 GDA、 GDAJ-F、 GDS 等系列。该列电源结构简单、造价低，但重量大、体积大、效率不高、功率因数也不高，难以实现高精度的控制。 3 晶闸管相控电镀电源 70 年代出现的晶闸管相控电镀电源具有体积小、重量轻、效率高，控制方便等一系列优点。它的出现使得整个 电 化学工业的面目焕然一新。 晶闸管相控电镀电源，在电路结构上主要有两种形式：一是利用晶闸管在供品变压器的原边进行调压，然后在副边用硅二极管整流；二是直接用晶闸管在供品变压器副边进行调压整流。不论哪种形式，都把成熟的调压控制原 理通过电子电路，运用到对晶闸管导通角的控制中，使得晶闸管相控电镀电源的输出特性大大的优于以往的产品。在额定负载情况下，往往能获得令人满意的精度，波纹系数和效率。特别是在效率上，比过去的产品有了显著提高。功率容量的范围也很宽。这些优良特性使得它已经出现，便成为直流电镀电源的主流。至今国内大量使用的仍是一这种电源为主（如 ZDDKF 系列、 KGD 系列等），国nts 2 外工业化国家多在中大、大功率范围使用（如日本 Sanrex 的 MRS-PR 系列，瑞典 HBQ 系列等），我们把它称为第三代滞留电镀电源。 4高频开关电源 运用比较成 熟的共模滤波器的设计技术，开关期间所产生高频干扰可以被有效的抑制，从而达到电磁兼容 (EMC)要求。软开关技术经过多年的发展，现在已经成功的应用到高频开关电源的设计中。基于软开关技术的开关电源利用本身寄生参数或者进行适当调整产生谐振，是开关期间达到零 电 压开通或者零电流关断，减小开通或关断损耗。从而为开关电源向更高频化发展打下了良好的基础。这样一来就会产生一个良性循环：变压器、滤波电感体积可以进一步减小。特别是现代大容量电力电子器件 (IGBT) 的出现，使得开关电源在中、大频率领域的发展前景一片光明。因此，大功 率开关电源必将成为电镀电源的最佳选择。 1.2 脉冲电镀电源的优点 在我国，电镀行业发展较快，随着市场对电镀产品的提高，电镀工艺对电源的要求也越来越高。开关电源产品由于其具有体积小，重量轻，节能节材，调节精度高，易于控制等诸多优点，正逐渐被广大用户所采用。脉冲电镀电源作为开关电源的衍生产品，其应用 于 电镀与直流电镀相比有如下优点： 首先，脉冲电源可通过控制输出电压的波形、频率和占空比及平均电流密度等参数改变金属离子的电沉积过程，使电沉积过程在很宽的范围内变化，从而在某种镀液中获得具有一定特性的镀层。 其次，脉 冲电镀不仅能提高镀层的质量，缩短电镀周期，节约能源，而且能节约贵金属。据估计脉冲电源用于贵金属电镀，可以节约成本 30%左右，它在普通金属电镀以及 Al、 Mg 及合金的阳极氧化等方面也起着越来越重要的作用。 1.3 本设计的内容 本设计完成脉冲电源的设计，其性能指标如下： （ 1）输入参数 电压： 3AC 380V 50HZ （ 2）输出参数 脉冲电流频率： 10001500HZ 连续可调 脉冲电流幅值： 1000A 输出电压： 010V 脉宽： 1020S 连续可 调 频率误差： 0.5% nts 3 脉宽误差： 1% 幅值误差： 0.3% 输出电流波形如图 1-1: 图 1-1 电流输出波形图 Tt o n tiImnts 4 第 2 章 电源总体方案的确定 2.1 概述 设计合理的方案、有效可靠的电路和先进的系统控制算法是脉冲电源总体设计的主要任务，本章分析了脉冲电镀电源的组成和工作原理。 该电源将三相 380 V 的交流电经过整流、滤波、斩波等主要环节得到规定要求的脉冲电流，且脉冲电流的脉宽和频率 可以在规定范围内连续可调，并通过控制三相整流桥的移相角，对脉冲电流幅值进行闭环调节。 2.2 脉冲电源工作原理和系统组成 根据脉冲电源系统的组成原理给出脉冲电源的工作原理略图，如图 2-1所示。把脉冲电源分为主电路和控制电路两部分。其中，主电路包括整流电路、滤波电路和斩波电路。 在一般全桥或者半桥直流电源中，都是将电网电压不可控整流后的直流电压经过变压器升压或者降压，然后再整流得到隔离的直流输出电压。本设计的脉触发角控制f 、 d 控 制电流幅值反馈频率、占空比 给 定触发角给 定控制单元脉冲输出斩波电路滤波电路整流电路3 8 0 V图 2-1 脉冲电源原理框图 nts 5 冲电源可以在上述直流电源的基础上实现。设计逆变型脉冲电源系统由三大部分组成：（ 1）采取可控整流， 使输出的脉冲电流峰值可调。（ 2）由于电源输出电流比较大，采用带脉冲变压器的斩波电路。（ 3）控制电路是系统的核心，它包括主电路功率器件需要的驱动脉冲生成、控制算法、信号采样及处理等。 nts 6 第 3 章 主电路的设计 电源技术要求来看，要实现脉冲电源输出电流的频率、占空比等参数调节范围宽，必定使电路复杂化、造价高、可靠性降低。因此，设计实用、可靠且便宜的电源是选择方案的基本出发点。本章将简述脉冲电镀电源电源的主电路结构、参数选择计算。 3.1 系统的主电 路拓扑结构 主电路包括整流、滤波、斩波电路，主要任务是输出符合要求的脉冲电流波形。其电路如图 3-1： AL1L3L2QF K M 1L 2 1L 3 1L 1 1NR V 1R V 2R V 3R7C7R8C8C9 R92 / D2 / DG1K12 / E2 / EG3K3G5K5G4K4G6K6G2K22 / H2 / H2 / F2 / G2 / G2 / G2 / E2 / EF1F4F3F6F5F2R5C5R2C2R3C3R6C6R1C1R4C4LdCd + RdPV +-VV1 V3 V5V4 V6 V212HL1RSPA+ -+15VOUT-15V2 / J 2 / C 2 / L2 / B 2 / B 2 / BEGCU1R 1 0 C 1 0V D 2I G B TAB2R0C0V D 1V D 3V D 4图 3-1 主电路图 nts 7 3.2 整流电路的设计 3.2.1 整流电路方案的确定 整流电路主要是把三相交流电变为直流电，根据需要可选三相半波可控整流电路和三相桥式全控整流电路。三相半波可控整流电路只用三个晶闸管，接线和控制都很简单，但要输出相同的 Ud 时，晶闸管承受的正、反向电压都较高，且整流变压器二次侧绕组一周期仅导电 120，绕组利用率低，绕组中电流为单方向，存在直流分量， 使铁芯直流磁化，产生较大的漏磁通，引起附加损耗。 工业中广泛应用的三相桥式全控整流电路，是由两组三相半波整流电路串联而成的，一组三相半波整流电路为共阴极接法，另一阻为共阳极。如果它们的负载完全相同且控制角一致，则负载电流 I1d、 I2d应完全相同，在零线流过的电流平均值 0210 dd III，如果将零线切断，不影响电路工作，就成为三相桥式全控整流电路由于共阴极组在电源正半周导通，流经变压器二次侧绕组的是正向电流，共阳极组在电源负半周导通，流经变压器二次 绕组的是反向电流。因此，一周期中变压器绕组中没有直流磁势，且每相绕组的正负半周都有电流流过，变压器绕组利用率提高了。故本设计采用这种整流方式。 由图 3. 1 电路可以看出，在任意时刻电路必须有两个晶闸管同时导通，其中一个属于共阴极组，另一个属于共阳极组，每个晶闸管的最大导通角为 120。晶闸管之间的换相是在同一结构组中进行的，即共阳极与共阳极的晶闸管换相，共阳极与共阴极的晶闸管换相。在这种电路中般采用双脉冲或宽脉冲的触发方式保证每隔 60导通一个晶闸管，触发电路设计在后面章节给出。 三相全控整流电路分析： 下面讲述可控整流电路在阻性负载情况下输出与输入的关系，图 3-2 为在触发角为 时的电路波形。 Ud1 为相电压波形， Ud2 为线电压波形。由波形对应关系可以看出，各自然换相点既是相电压的交点，同时也是线电压的交点。由于输出整流电压为共阴极组中处于通态的晶闸管对应的相电压与共阳极组中处于通态的晶闸管对应的相电压的差，因此输出电压为线电压在正半周期的包络线(图中 Ud2 。从图中可以看出，当 060时，输出电流连续 :当 60120时，输出电流不连续 ;当 a =120时输出平均电压为零，所以应该分别对待 . nts 8 图 3-2 三相全控桥式整流电路电压波形图 当 060时，电流连续时输出电压平均值 Ud 与输入电压有效值 U2 的关系为： 通过晶闸管的电流 IT 与负载平均电流 Id 的关系为： 三相全桥整流电路输入电流有效值 I2 与负载平均电流 Id 的关系为： 当 60120时，电流不连续时输出电压平均值与输入电压有效值 U2 的关系为： 13TdII 222 2 1 2 2 0 . 8 1 63 2 3 3d d dI I I I 23626 s i n 2 . 3 4 1 c o s23dU d t U 2 3 2 2 236 3 66 s i n c o s 2 . 3 4 c o s2dU U t d t U U nts 9 通过晶闸管的电流 IT 与负载平均电流 Id 的关系为： 三相全桥整流电路输入电流有 效值 I2 与负载平均电流 Id 的关系为： 下面讲述可控整流电路在感性负载情况下输出与输入的关系，认为电感足够大，使负载电流连续， 且其波形基本上为一条水平线 。感性负载时导电规律与阻性负载相同， 当 060时， 电路整流输出电压 Ud 波形与阻性负载使一样。当 60时，有前面分析可知， 阻性负载的输出电压波形断续，对于大电感负载，由于电感 L 的作用，在电源线过零后，晶闸管仍然导通， 直到 下一个晶闸管触发导通为止，这样输出电压波形中出现负的部分。当 =90时， Ud 波形正负面积相等，平均值 Ud=0，所以 感性负载使电路移相范围为 90。感性负载时电流连续，晶闸管导通总是 2 /3， Ud 波形每隔 60重复一次，所以整流电压输出平均值 Ud 与输入电压有效值 U2 的关系为： 通过晶闸管的电流 IT 与负载平均电流 Id 的关系为： 三相全桥整流电路输入电流有效值 I2 与负载平均电流 Id 的关系为： 3.2.2 整流变压器的设计 整流变压器起到隔离和降压的作用。对变压器进行设计时，考虑到变压器磁化曲线的非线性，在铁心中要得到正弦磁通，激磁电流必定要含有三次谐波。当变压器采用 -Y 联结时 ，可以供给产生正弦磁通所需要的三次谐波电流，这样主磁通将保持接近正弦，当然电势也就接近正弦。因此本文设计的变压器是原边采用绕法，副边采用 Y 绕法。 整流变压器的计算和选择： 1.变压器副极电压电流的计算 整流桥输出电压： Ud=100V 13TdII22 0 . 8 1 63 ddI I I 2 3 2 2 236 3 66 s i n c o s 2 . 3 4 c o s2dU U t d t U U 212 0 . 5 7 73 3dT d dII I I 22 0 . 8 1 63 ddI I Ints 10 由三相桥式全控整流电路可知： 所以： 当 090时，2U与 成反比关系， =0时， 2U 取最小值， 2U =42.7V； =90时， 2U 取最大值。 本设计中取 U2=50V 则， =35 变压器二次侧绕阻同一周期内流过电流波形为方波，其正半周为 120 ，其负半周也为 120 ，所以二次侧绕阻电流有效 值 为： Id=100A 则 I2 =81.6A 2.整流变压器容量计算 整流变压器副级功率为： 三相全控桥式整流电路变压器原级功率与副级功率相等，故 1 1 13 3 5 0 8 1 . 6 1 2 2 4 0P U I W 因此整流变压器容量为 3.2.3 晶闸管的选择 晶闸管的选择是保证晶闸管工作在其安全工作区内，主要包括额定电压、额定电流。在高压或大电流的晶闸管装置中，如所要求的电压、电流值超过了单个元件所能承受的额定值时，可以把元件串联或并联起来使用，所以，还需要判断是否需要晶闸管并联 或串联。 1 晶 闸管额定电压 Vked 2 3 2 2 236 3 66 s i n c o s 2 . 3 4 c o s2dU U t d t U U 2 1002 .3 4 c o sU 222 2 1 2 2 0 . 8 1 63 2 3 3d d dI I I I 2 2 23 3 5 0 8 1 . 6 1 2 2 4 0P U I W 12 1224022B PPPW nts 11 确定晶闸管额定电压时，考虑到晶闸管在恢复阻断时引起的换相过电压，以及在操作和事故过程中产生的各种过电压影响，额定电压必须留有 (23)倍的余量。即 其中 Vm为晶闸管承受的最大正反向峰值电压， 在本设计中 2晶闸管额定电流TI晶闸管额定电流的计算原则是必须使额定电流 IT 大于实际流过晶闸管 的电流平均值 TavI。考虑过载系数，通常取 12 倍。 晶闸管通态平均电流 TavI由三相全控桥式整流电路可知，流过晶闸管的电流有效值为： 3晶闸管并联支路的确定 所以，不需要晶闸管并联。 3.2.4 晶闸管的保护 晶闸管在使用中，因电路中电感的存在而导致换相过程产生 Ldi/dt，或系统自身出现短路、过载等故障 .所以要做好晶闸管的过电压、过电流保护。 1晶闸管的过电压保护 晶闸管对过电压很敏感， 当正相电压超过 其断态重复峰值电 UDRM 一定值时晶闸管就会误导通，引发电路故障；当外加反向电压超过其反向重复峰值电压URM 一定值时，晶闸管就会立即损坏。因此，必须研究过电压的产生原因及抑制过电压的的方法。 过电压产生的原因主要供给的电功率和储能发生了激烈的变化，使得系统来 2 3ked mVV 1.57TT av II 2 3 3 6 7k e d mV V V26 6 5 0 1 2 2mV U V 0 . 5 7 73dTdIII 0 . 5 7 7 1 0 0 0 . 3 6 81 . 5 7 dT a vII 2 3 0 . 5 6 0 . 7 40 . 8 0 . 9 mp kedVnVnts 12 不及转换，或者系统中原来积聚的电磁能量来不及消散而造成的。主要表现为雷击等外来冲击引起的过电压和开关的开闭引起的冲击电压两种类型。由雷击或高压断路其动作等产生的过电压是几微妙 或几毫秒的电压尖峰，对晶闸管是很危险的。由开关的开闭引起的冲击电压又分为如下几类 1）交流电源接通、断开产生的过电压 例如，交流开关的开闭、交流侧熔断器的熔断等引起的过电压，这些过电压由于变压器绕阻的分布电容、漏抗造成的谐振回路、电容分压等使过电压数值为正常值的 2 至 10 倍。一般低，开闭速度越快过电压约稿，在空载情况下断开回路将会有更高的过电压。 2）直流侧产生的过电压 如切断回路的电感较大或者切断时的电流值较大，都会产生比较大的过电压。这种情况常出现在切断负载、正在导通的晶闸管开路或者快速熔断器熔体烧断等 原因引起电流突变场合。 3) 换相冲击电压 包括换相过电压和换相振荡过电压。换相过电压是由于晶闸管的电流降为零器件内部各结层残流载流子复合所产生，所以有叫载流子积蓄效应引起的过电压。换相过电压之后，出现换相振荡过电压，它是由于电容、电感形成共振产生的振荡电压，其值与振荡结束后的反向电压有关。反向电压越高，换相振荡过电压也越大。 针对形成过电压的不同原因，可以采取不同的抑制方法，如减少过电压源，并使过电压幅值衰减；抑制过电压能量上升的速率，延缓已产生能量的消散速度，增加其消散途径；采用电子线路进行保护。目前最 常用的是在回路中接入吸收能量的元件，是能量得以消散，常称之为吸收回路或缓冲电路。 常见的晶闸管过电压有交流侧过电压和直流侧过电压，对这些过电压的主要处理措施如图 3-3： 图 3-3 晶闸管保护措施 F 壁雷器 D 变压器静电屏蔽层 DRCDRC4RC3RVRC2RC1CTFnts 13 C 静电感应过电压抑制电容 RC1 阀侧浪涌过电压抑制用 RC 电路 RC2 阀侧浪涌过电压抑制用反相阻断式 RC 电路 RV 压敏电阻过电压抑制器 RC3 阀器件换相过电压抑制用 RC 电路 RC4 直流侧 RC 抑制电路 RCD 阀期间开关断 过电压抑制用 RC 电路 阻容吸收回路 通常过电压均具有较高的频率，因此常用电容作为吸收元件，为防止振荡，常加阻尼电阻，构成阻容吸收回路。阻容吸收回路可接在电路的直流侧、交流侧、后并接在晶闸管的阳极与阴极之间。吸收电路最好选用无感电容，接线应尽量短。 阻容保护三角形连接时，电容器的电容量小但耐压要求高联接时，阻容保护星形连接时，电容器的电阻值要大但耐压要求低、电阻值也小，通常增大 C 能降低作用到晶闸管上的过电压 L di/dt 和 dv/dt，但过大的 C 值不仅增大体积，而且使 R 的功耗增大，并使晶闸管导通时的 di/dt 上升。增大电阻 R 有利于抑制振荡但过大的 R 不仅使抑制振荡的作用不大，反而降低了电容抑制 Ldi/dt 的效果 ,并使 R 的功率增大，所以一般希望 R 小一些 (约 5100)。为降低电阻的温度电阻功率应选电阻上可消耗功率值的 2 倍左右。 a 交流侧的阻容保护星型接法 b 交流侧的阻容保护三角形接法 图 3-4 交流侧的阻容保护接法 由硒堆及压敏电阻等非线性元件组成的吸收回路 上述阻容吸收回路的时间常数 RC 是固定的，有时对时间短、峰值高、能量大的过电压来不及放电，抑制过电压的效果较差。因此，一般在交流装置的进出线端还并有 硒堆或压敏电阻等非线性元件。硒堆的特点是其动作电压与温度有关，温度越低耐压越高；另外是硒堆具有自恢复特性，能多次使用，当过电压动作后硒基片上的灼伤孔被熔化的硒重新覆盖，又重新恢复其工作特性。压敏电阻是以氧化锌为基体的nts 14 金属氧化物非线性电阻，其结构为两个电极，电极之间填充的粒径为 1050 m 的不规则的 ZNO 微结晶，结晶粒间是厚约 1 m 的氧化铋粒界层。这个粒界层在正常电压下呈高阻状态，只有很小的漏电流，其值小于 100 A 。当加电压时，引起了电子雪崩，粒界层迅速变成低阻抗，电流迅速增加，泄漏了能量，抑制了过电压，从而使晶闸管得到保护。粒浪涌过后粒界层有恢复为高阻态。 1）、交流侧过电压阻容保护 下图给出阻容保护常用的接线图，其中电阻 R、 C用下面关系式近似计算 ： ZU 整流变压器的阻抗电压，以额定电压的百分数表示，对于本设计，ZU= 4%10%; 0I 变压器空载电流，以额定电流的百分数表示，对于本设计0I=4%10%; 2U 变压器二次相电压有效值 (V); S 变压器每相的平均视在容量 (VA)。 电容的耐压CU5.1= 5035.1 =130V 阻容电流：CI=CfCU2= 13010 194.25014.32 6 =0.12A 电阻的功率226 RIC= 94.212.06 2 =1.5W 选用的电容为： 5 F /200V 选用的电阻为： 0.5 /2W 2)非线性阻容吸收装置保护（压敏电阻） 压敏电阻 RV 的选择 UmA1 228.0 U = 50328.0 1.1 =168V 选用压敏电阻的型号为： MYD14K271 3)直流侧过电压阻容保护 直流侧过电压保护一般采用在晶闸管两端并联阻容吸收的方法。吸收电阻与吸收电容的经验计算公式为 : KC =(24) 3101TI =(24) 31017.57 =0.1150.23 F 电容耐压CU5.1= 5035.1 =130V 2 22200 2225 0 52 . 3 2 . 3 2 . 4 91 2 2 4 0 1 0122406 6 0 . 1 2 . 4 950UURSISC I FU nts 15 RK =1030 阻容电流：CI=2KCfC U= 13010 194.25014.32 6 =0.12A 电阻的功率取 2W 选用的电容为： 0.5 F /200V 选用的电阻为： 20 /2W 2. 晶闸管的过电流保护 由于半导体器件体积小、热量小、特 别像晶闸管这类高电压大电流的功率器件，结时，热量降来不及散发，使得结温迅速升高，最终将导致结层被烧坏。 产生过电流的原因是多种多样的，例如，交流装置本身晶闸管损坏，触发电路发生相邻设备故障影响等。 晶闸管过电流最常用的是快速熔断器。由于普通熔断器的熔断特性动作太慢，在熔断器尚未熔断之前晶闸管已被损坏；所以不能用来保护晶闸管。快速熔断器由银制熔丝埋于石英沙内，熔断时间极短，可以用来保护晶闸管。 使用中快速熔断器的接法有快速熔断器与晶闸管相串联的接法如图（ 1） ,快速熔断器接在交流侧如图（ 2） ,快速熔断器接在直 流侧如图（ 3），这种接法制能保护负载故障情况，当晶闸管本身短路是无法起到保护作用。本设计采用与元件串联的快速熔断器作过载与短路保护。 图 3-5 快速熔断器连接图 快速熔断器的选择 通过晶闸管电流有效值TI=58A, 故选用 RLS-70 的熔断器，熔体电流为 70A。 nts 16 3.3 中间滤波电路的设计 直流滤波电容器dC的参数计算 在三相全控整流电路中，输出直流的基波脉动频率为 300Hz。为了保证整流输出电压为一平直电压，滤波电路的时间常数，即滤波电容器dC和直流电源的等效负载电阻 R 的乘积应远远大于整流输出电压的基波脉动周期，实际应用中一般取 6-8 倍即可。既有： dCR=（ 68） /300=（ 2027） S310 得： dC=（ 2027） 3 110 FR 取 R =10100 则 dC=2002000 F 实际中选用 dC=2000 F 滤波电容的耐压值按整流最大输出电压选取，即 117V.实际取用耐压为450V。 限流电抗器的dL参数计算 dL作用主要是限流，限制流过晶闸管的电流尖峰，改善网侧功率因数。dL一般可以按照下面的式子进行计算求取： ddCL=(2023) FmH 310 则 dL=（ 2023）dC310 =1011.5 mH 因此dL可以按照 10mH ， 100A 选择。 在选用dL和dC时 ,除了考虑限流、滤波功能外，还需要考虑到在电源额定工作状态下，斩波器因某种原因突然停止工作时，储存在中dL的能量将转移到dC中，此过程会使端dC电压升高 ，此电压则直接加到 IGBT 上，因此选择时也dL不能取的太大。值应dL该满足 : 22dddd IUCL （ k-1） 2 其中 k 为升压系数，一般取 1.2。如果与的取值不能满足上面的关系式则需要适当的增大dC或者减小dL。 本设计中 nts 17 22dddIUC（ k-1） 2 =80 mH 因此前面的取值在 10mH 合理范围内，无需调整。 3.4 斩波电路的设计 斩波电路是本设计关键的部分，整个脉冲电源的性能都取决于该电路工作状态，系统大部分的高频振荡干扰也来源于此。因此在设计斩波电路时，除了要实现 DC-DC 变换电气性能以外，还要设计功率器件 的保护 电路 、 驱动电路和功率回路布线等各种辅助电路。采用一些特殊工艺来减小干扰，保证整个系统的工作性能。 3.4.1 斩波电路的选择 直流斩波器是一种把恒定直流电压变换成为负载所需的直流电压的变流装置。它通过周期性的快速通、断，把恒定直流电压斩成一系列的脉冲电压，而改变这一脉冲列宽度或频率就可实现输出电压平均值的调节。斩波电路按照电路的拓扑结构可以分为基本的不带隔离变压器的斩波器和带隔离变压器的斩波器两类。基本的斩波器是通过控制开关管，在静电熔、电感等储能滤波元件将输入的直流电压变换为符合负载要求的直流电压或电流。这种变换器适用于输入输出电压等级相差不大，且不要求电气隔离的应用场合。 基本的斩波器有多种电路接线形式，根据 其电路结构及功能分为 4 种基本类型。 1）降压斩波（ buck） 2）升压斩波（ boost） 3）升降压斩波（ buck-boost） 4）丘克斩波（ CUK） 在电力电子的实际应用中，斩波变换器常常要用变压器进行电气隔离，即带隔离变压器的斩波器。 变压器型中按开关管输出电路的形式可分为单端变换器和双端变换器。而双端变换器又分为推挽型、半桥型、和全桥型。单端变换器可分为单端正激型和单端反激型。本设计选用单端正激型变换器。 脉冲电镀电源要求输出电压为 10V，电流为 1000A，所以需要采用隔离式的斩波电路。可用于本电源设 计的斩波器有正激式和桥式的，本设计基于正激电路结构简单和成本低的优点选用这种斩波电路。 正激变换器磁复位电路的设计 nts 18 正激变换器具有电路结构简单、输入与输出电压隔离、可以多路输出等优点，适用于低压大电流的场合。该变换器有一个固有的缺陷，就是它的变 压器必须要磁复位，因此必须采取复位电路。磁复位的基本思路是 :变压 器原边绕组 (或副边绕组 )上的正向电压伏秒面积应该等于负向电压伏秒面积。 常用的磁复位技术包括 RCD箝位技术， LCD箝位技术，有源箝位技术和 ZVT箝 位技术 。这里选用 RCD箝位技术。 单端正激型变换器的主电路 如图 3-6： 图 3-6 斩波电路原理图 当功率开关管导通时，整流二极管 VD3 同时导通，输入电能通过 VD3 传递给负载 R.V 关断时， VD3 停止导通，电感性负载通过 VD4 继续向负载供电。同时变压器中的存储能量通过 RCD 钳位电路消耗，防止磁通饱和。 3.4.2 功率开关器件的选择 工作于开关状态的功率半导体器件是现代电力电子技术的核心，晶闸管这种半控型功率开关元件的问世标志着现代电力电子技术时代的开始。现代电力电子器件是指全控型的电力半导体器件，可分为双极型、单极型和全控型 三大类。现代电力电子器件向着全控化、集成化、高频化、多功能化和智能化方向发展。 双极型功率开关器件的主要特点是通态压降低、阻断电阻高和电流容量大，适用于较大容量的变流系统。其主要有电力晶体管 (GTR)、门极可关断晶闸管(GTO)和静电感应晶闸管 (SITH)等。其中 GTR 具有控制方便和通态压降低的优点，但存在二次击穿问题和耐压难以提高的缺点。一般应用于几十千伏安以下、开关频率低于 10k Hz 的场合。 GTO 是目前能做到耐压最高、电流容量最大的功率开关器件之一，现在最大容量可达 5000V, 4500A。但其关断增 益小，门极反向关断电流较大，需设置专门的驱动电路，开关频率一般为 12kHz,多应用在200KVA 以上的大容量变流设备中。 SITH 是大功率场控开一准器件。它的通态电阻小、开关速度快，可用于高频感应加热电源。但其制造工艺复杂，成本较nts 19 高。单极型功率开关器件的典型产品主要有功率场效应晶体管 (MOSFET)和静电感应晶体管 (SIT)。它们属于电压控制器件，驱动功率小。 MOSFET 的电流容量和耐压难以提高，多用于中小容量、开关频率较高的场合。 SIT 的输出功率大，多用于高音质音频放大器、通讯设施和空间技术等领域。 混合 型功率开关器件是由单极型和双极型功率开关器件集成混合制造，利用耐压高、电流密度大、导通压降低的双极型器件作为输出级，同时利用输入阻抗高、响应速度快的单极型 MOS 器件作为输入级，兼有两者的优点。这类器件的典型产品有绝缘栅双极晶体管 (IGBT )、 MOS 晶闸管 (MCT)和功率集成电路(PIC)等。 MCT 是晶闸管和 MOSFET 的混合集成，它阻断电压高，电流容量大，通态压降和损耗小，开关速度高，开关损耗小，是最有发展前景的全控型功率半导体器件。但现在实际应用很少。 PIC 是指功率开关器件与驱动电路、控制电路、保护电路 等的总体集成，使强电和弱电达到完美的结合，完成了信息与动力的统一，推动电力电子技术进入智能化时代。但其耐压和电流容量很小。 IGBT是 MOSFET 与 GTR 复合形成的一种新型器件，自八十年代中期以来发展十分迅速，开关频率已超过 20kHz。它既具有功率 MOSFET 的电压驱动、开关频率高、无二次击穿问题等优点，又具有 GTR 通态电流大、反向阻断电压高等优点。近年来，在开关电源、电机控制以及其它要求开关频率高、损耗低的中小容量变流设备中， IGBT 有取代功率 MOSFET 和 GTR 的趋势，成为应用最广泛的功率开关器件之一。 基于以上对各种常用全控型功率开关器件的对比分析，本文设计采用 IGBT作为功率开关器件。 IGBT 参数计算： 额定电流的选择 : IGBT 额定电流的选择要考虑实际电路中的最大额定电流，负载类型，允许过载的程度等因素。一般取电流最大值两倍的裕量。 即 Ice=2Ie=2100=200A 额定电压的选择 : 考虑电网瞬间尖峰、电压波动、开关电流引起的电压尖峰等，选择耐压值为两倍加在其上的电压。根据系统的设计参数选 用 IR 的 IGBT ，型号为 :GA200SA60S,其耐压值 600V,额定电流 200A。 3.4.3 IGBT 的保护 1过电压保护 IGBT关断时，它的集电极电流下降率较高，集电极高的电流下降率将引起集电极过电 压。为了保护 IGBT，必须对其两端的过电压进行控制，以免过电压nts 20 超过其额定值而导 致 IGBT的损坏。抑制 IGBT集 .发射极电压的电压尖峰的方法有两种 :一种是增大栅极电阻 RG，另一种是采用缓冲电路。然而， RG的增大将减缓IGBT的开关速度，从 而增加了开关损耗，因此这种方法不可取。缓冲电路又称吸收电路，主要用于抑制电力电子器件的内因过电压、 dv/di和 di/dt，减小器件的开关损耗。缓冲电路可 分为关断缓 冲电路和开通缓冲电路。关断缓冲电路的基本思路是将电容并联于器件两端，利用电容 器上的电压不能突变的原理来抑制尖峰电压，即吸收器件的关断过电压和换相过电压， 减小 dv/dt，同时减小器件的关断损耗。开通缓冲电路是利用电感与器件串联来抑制器 件开通时的过电流冲击和 di/di并减小器件的开通损耗的。由于开通缓冲电路很容易实现，下面将着重介绍关断缓冲电路。在实际应用中， IGBT的关断缓冲电路有 RC吸收 和RCD吸收两种。 (1) RC吸收电路 IGBT的 RC缓冲电路如图 3_7中吸收电容 CS与电阻 Rs串联后并联于 IGBT的集电极和发射极两端构成了 RC吸收电路。为了限制吸收电容 Cs的放电电流， 将其串联了一个电阻 R，但是由于电阻 R的串入，使得 IGBT关断时的过电压吸收效 果较单电容缓冲电路要差，而且 Rs阻值越大，吸收效果越差。所以在实际应用中，Rs阻值取得较小，这样既可有较好的吸收效果，同时对开通时的电流尖峰又有抑制作用。 (2) RCD吸收 在 RC吸收电路的吸收电阻上并联一只二极管就构成了 RCD吸收
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