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毕业设计论文
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0283、电压控制 LC 振荡器,毕业设计论文
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- 1 - 电压控制 LC 振荡器 (A 题 ) 作者： 敏、 玉 、王龚亚孙飞军（空 雷达学院）军 赛前辅导教员： 有 、 振 、 振云、刘士平邓训韩铎陈 文稿整理辅导教员： 郭云林 摘 要 该电压控制 LC 振荡器以 89C52 和 MB1504 芯片为核心，采用锁相频率合成技术产生高稳定度的正弦信号，设计了一种 高性能的数模混合自动稳幅电路，包括峰值检波、 A/D 转换、单片机控制等，以满足基本要求部分对输出信号幅度稳定度的要求，同时显示输出正弦信号的峰 峰值和频率。另外，根据发挥部分要求，制作了具有较高效率的丙类功率放大器。 关 键 词： LC 压控振荡器 ， 稳幅电路， DPLL， CPLD 一 方案论证与比较 1 振荡器方案的选择与论证 解决本单元电路有多种方法，其中比较典型的有以下几种： 方案一：采用电压合成方式，其组成框图如图一所示。其原理是用单片机将数字信 号通过 D/A 转换器，变成对应的电压去控制振荡器中的变容二极管，实现电调谐。这种方案电路实现容易、成本低，但振荡器 的输出信号频率稳定度较低， 另外，由于变容二极管压控特性的非线性，使得变容管各点压 控灵敏度不一致，随着外加电 压的增加，压控特性曲线的斜率逐渐变小，变容管的压控灵敏度将降低，因而要求较高的 D/A 分辨率。 图一 方案二：采用直接数字频率合成器（ DDS） ，其原理框图如图二所示。 DDS 是利用计算机查阅表格上所存储的正弦波取样值 ，再通过数模变换产生模拟正 弦信号。通过改变查表速度D/A 转换 VCO单片机 输出nts - 2 - 就可以输出不同频率。用 RAM 存储所需波形的量化数据，按照频率控制字要求，以 K 为步进对相位增量进行累加，以累加相位值作为地 址码读取存放在存储器内的波形数据，经 D/A转换和幅度控制，再经滤波即可得所需波形。 DDS 具有相对带宽很宽、频率转换时间短、频率分辨率很高等优点。 图二 方案三：锁相环（ PLL）频率合成方式，其组成框图如图三所示。锁相环路由鉴相器、LF 和 VCO 组成，它能实现高精度的自动频率跟踪。在 PLL 中，一旦鉴相器两输入信号的频率相同，则 VCO 输出频率稳定的信号。通过单片机控制分频器的分频比，当分频比变化时，就能使输出信号的频率变化。 图三 比较三种方案：第一种方案电路实现容易、成本低，但难于达到题目指标要求； 第二种方案频率稳定度很高，但性 价比较低；第三种方案能够实 现题目基本要求，也比较容易实现发挥部分技术要求，性价比也较高，因此我们选择了方案三。 2 稳幅电路的选择与论证 稳幅电路的实现有多种方案，我们比较了以下两种： 方案一：利用结型场效应管实现稳幅，其原理图如图四所示。当 VDS很小时，结型场效应管可看成阻值受 VGS控制的线性电阻器，通过改变场效应管 VGS大小，可以改变场效应管阻值大小。利用场效应管的这种性 质，可以控制同相放大器增益 的变化，达到稳幅的目的。该方案电路实现容易、电路简单、成本低，但实验表明其稳幅范围不能满足题目要求。 前置分频 程序分频 鉴相参考晶体VCO 低通参考分频单片机数据 输出参考频率源相位 累加器 波形 存储器 数模 转换器 输出频率控制字 K 滤波 nts - 3 - 图四 方案二：利用数字电位器实现稳幅 ，其原理框图如图五所示。在 该稳幅电路中，用数字电位器作为可变电阻接入反馈回路 ，通过单片机改变数字电位器 的阻值大小，来改变同相放大器增益，达到稳幅目的。该方案 实现容易，但市面上购买的数 字电位器高频特性比较差，因而较难实现有效稳幅。 图五 方案三：数模混合自动稳幅电 路。鉴于以上两种方案均不能 很好地达到题目要求，我们设计了一种数模混合自动稳幅控制电路，其工作原理如下： 数模混合自动稳幅电路由可控增益放大器、峰值检波器、 A/D 转换器、单片机控制和 D/A转换器等五部分组成。当可控增益 放大器的输入信号发生变化时 ，引起输出信号峰峰值发生变化，此时峰值检波器检出峰值电压，经 A/D 转换送到单片机，单片机经过内部比较，输nts - 4 - 出误差数字量，经过 D/A 转换，产生误差电压去调节可控增益放大器的偏置电压，改变放大器的增益，使输出信号幅度发生相应变化，从而使输出信号峰峰值得到稳定。 其原理框图如图六所示。 图六 3 整体方案设计 根据上述关键电路方案选择论证， 设计了总体电路框图如图七所 示。其中，参考晶振为振荡源提供基准信号，振荡源采用 PLL 频率合成方式，压控振荡器由变容二极管和场效应管组成电容三点式振荡器，由于振荡 器输出信号的幅度随频率变化 ，经过数模混合自动稳幅电路输出频率稳定、幅度稳定的正弦信号。该正弦信号一路经过峰值检波 、 A/D 转换后送单片机用于控制和幅度显示；另一路经 过数字测频电路实现实时频率 测量与显示；还有一路提供给丙类功放。 可控增益放大器 峰值检波A/D 转换单片机 D/A 转换 Vi V0nts - 5 - 图七 二 硬件电路设计及参数计算 1. 振荡源 振荡电路采用 MB1504 频率合成器，其内部包含前置分频器，参考分频器，程序分频器和鉴相器，以及为接收串行输入数据的移位寄存器和锁存电路。 PLL 组成框图如图八所示。 图八 压控振荡器（ VCO）采用变容二极管 D1、 D2 和场效应管组成电容三点式振荡器，变容前置分频 程序分频 鉴相参考晶体VCO 低通参考分频单片机数据 自动稳幅电路 峰值检波A/D 转换单片机波段转换丙类功放幅度显示 输出 D/A 转换数字测频数码显示 前置分频 程序分频 鉴相参考晶体VCO低通参考分频nts - 6 - 二极管采用部分接入电路， MB1504 的内部鉴相器通过第 5 脚输出误差电压经 LF 滤波后，加到变容二极管上，改变变容管势垒 电容，从而改变振荡器的振荡 频率，实现电压控制振荡器频率的目的。压控振荡器的输出信号反馈到 MB1504 的第 8 脚，经过 MB1504 内部分频后与参考频率进行相位比较，产生相应的误差电压送 LF 处理，再去控制 VCO，直到锁定。 当锁相环锁定时，输出频率为： rfMf =0， )( ApNM += 其中，0f 为输出频率，rf 为参考频率， M 为程序分频器总分频比， N 为程序分频比， p为前置分频比， A为吞除计数器预置数。 我们采用参考晶体频率为 13.082MHz ，参考频率 KHzfr2= ，则参考分频比65412/082.13 = KHzMHzR 。前置分频器采用 64/65 技术模式，则64)64/2/(,64/2/00= NfAfN ， MB1504 的程序分频器总分频比 ANM += 64 。由于输出频率范围为 15MHz 35MHz ，经计算， A 的取值为 0 28， N 的取值为 117 273，满足MB1504 中 A=0127， N=16 2047 的分频比范围。因此，在上述范围内，改变 N 和 A 的置数值，即可获得频率为0f 的输出正弦信号。 PLL 电路如图九所示。 芯片外电路为 VCO，其振荡频率为+=42422121CCCCCLfjo，式中，jC 为变容二极管的结电容， L 为回路电感。 依题意，输出频率范围为 15MHz 35 MHz，波段覆盖系数为 2.33，一般三点式振荡器达不到这个指标，因此决定分二波段来实现：设低频段为 15MHz 23MHz，中心频率01f 19MHz，选定2C 15p，4C 12p， L2 3.2uH。由上述公式计算得： pCj15 ；高频段为23MHz 35MHz，中心频率02f 29MHz，经计算得 L1 2.1uH。回路参数如图所示， L12.1uH， L2 3.2uH，2C 15p，4C 12p。nts - 7 - D11SV161C03102D21SV161C098pGNDGNDGNDGNDGNDGNDR71kC1256pC1347pC160.22uC10104C150.01R11100R13100R12100GNDGNDGNDGNDC1410uVCCL247uHR141MGNDLE D CLKOSCin1OSCout2Vp3Vcc4Do5GND6LD7Fin8CLK9Data10LE11FC12Fr13Fp14QP15QR16U1 MB1501D31SS23D41SS23R101KR15470C1810uC190.047UR161.5KGNDC173PR12.2KQ12SK302C215PC412PL30.22UC53.3uR247R347R4680R5680R610KR84.7KQ22SC9018C6102GNDGND GNDC147Pf OUT+5R9100R17100R18100Y113.082ML123MHz36MHzK1RELAY-SPDTGNDGNDQ22SC8050双稳态触发器R151KR161KL215MHz23MHzL32.2u图九 2. 波段转换分析 振荡回路要求变容管电容变化能够覆盖整个频段，即要求：变容管的变容比 cK 2fK 。 fK为波段覆盖系数，等于振荡器的最高振荡频率（maxf ）与最低振荡频率（minf ）之比，即0min0maxminmaxCCCCffKf+= ，0C 为回路固定电容与分布电容总和，maxC 为变容管的最大结电容，minC 为变容管的最小结电容。 cK 为变容管的变容比，等于变容管的最大结电容（maxC ）与最小结电容（minC ）之比，即minmaxCCKc= 。 本设计课题频率覆盖系数 33.21535minmax=MHzMHzffKf， 44.533.222=fK ，即要求变容管的电容比cK 要大于 5.44，而在时间较紧张的竞赛阶段，从市面上购得的变容管难以达到这个要求。 nts - 8 - 在电感不改变的情况下， 仅仅依靠普通变容管是不能实现本设计指标要求的频率覆盖范围的。解决的方法是在谐振回路中加入波段转换开关，将振荡器 15Hz 35Hz 的频段一分为二，即： 15MHz 23 MHz 和 23MHz 35 MHz。于是， 频率覆盖系数 35.2)(,53.1152321minmax1=ffKMHzMHzffK 频率覆盖系数 32.2)(,52.1233522minmax2=ffKMHzMHzffK 如上所述， 设置两个电感 L1 和 L2， 则可通过普通变容管实现频率覆盖。 在实际设计中，通过单片机控制继电器，变换 LC 回路之电感 L，实现频段之间的自动切换。 3. 数模混合自动稳幅电路 由于振荡源输出信号的幅度随频率改变，特别是在高频段信号幅度有所下降，为了满足 题目要求输出电压峰峰值 VVVpp1.01 =的要求，我们设计了数模混合自动稳幅电路。其电路如图十所示。 可控增益放大器的工作原理为：由单片机控制的 D/A 转换电路输出的误差电压，作为放大器的可控偏置电压源BBV ，改变晶体管发射结电阻ber ，从而改变放大器的增益vA ，达到稳幅的目的。原理公式描述如下： ()+=+= 1)()1(2)(RVVVRIVRIVRrRAonBEBBTLEQTLEQTLbeLv其中， 为晶体管的电流放大倍数， LR 、EQI 分别为可控增益放大器的交流负载和发射极静态电流，TV 、)(onBEV 分别为晶体管的热电压和导通电压。 nts - 9 - 图十 4. 峰值检波电路 本电路采用二极管检波电路，对自动稳幅电路的输出正弦信号进行峰值检波，再经 A/D 转换送到单片机用于输出信号峰峰值的控制和显示。 5. A/D 转换电路 本电路对峰值检波输出的信号进行 A/D 变换后送单片机， 用于控制稳幅电路和输出信号峰峰值的显示。具体电路如图十一所示： nts - 10 - IN-026msb 2 -1212-220IN-1272-3192-418IN-2282-582-615IN-312-714lsb2-817IN-42EOC7IN-53ADD-A25IN-64ADD-B24ADD-C23IN-75ALE22ref(-)16ENABLE9START6ref(+)12CLOCK10IC4ADC0809D0D1D2D3D4D5D6D7GNDR0(1)2R0(2)3R9(1)6R9(2)7CKA14QA12CKB1QB9QC8QD11IC874LS90ALEGND456IC3 B74LS00123IC3 A74LS00WRRD8910IC3C74F00INT_ 0GND+5+5ADC0809D7. 0接峰值检波输出图十一 6. D/A 转换电路 本电路由单片机控制 D/A 转换芯片组成，将经过单片机内部比较输出的数字误差 量转换成模拟信号，去调整自动稳幅电路的增益，使之达到稳幅。其电路图如图十二所示。 nts - 11 - GND3GND10Vcc20Iout111lsbDI07Iout212DI16DI25Rfb9DI34DI416Vref8DI515DI614msbDI713ILE19WR218CS1WR12Xfer17U1DAC0832WRDAC083223184U2ANE5532AGND+5+5+12-12VoutD7.0D0D1D2D3D4D5D6D7AGNDAGND图十二 7. 丙类功率放大电路 将 VCO 的输出信号进行功率放大，使负载获得满足要求的功率。为了获得较高的整机效率，本电路末级选用丙类功率放大器。电路图如图十三所示： 图十三 本谐振功放的输出由 L1， C1 和 L2， C2 两级 L 型匹配网络级联组成，匹配网络电路如图十四所示。图中 RL为实际负载， Re 为放大器所需要的负载， Rs 为匹配网络的转换等效负载。 BG2 及其电路为激励级。 nts - 12 - 50RLL1L2C2C1RsQe1=5Qe2=2Re图十四 设计过程所用基本公式为 )1/()1/(2221 eLseeQRRQR +=+ 1101101/eseeQRCQRL=， 220220/1eLesQRCQRL=其中，002 f= 具体设计计算结果如下： 依题意， = 50LR ， MHzf 300= ，设定有载品质因数 2,521=eeQQ ，则： )(260)51(10)1()(10)21/(50)1/(221222=+=+=+=+=eseeLsQRRQRR匹配网络的参数为： )(212501030222)(11.0103022102)(10651010302121)(28.051030226026022602261016101pRfQCHfQRLpQRfCHQfRLLeesesee=对于输入回路的设计，我们使用了同样的设计方法，在实验中，根据经验，选择参数如下： C4=52p,L4=0.12uH,L3=0.25uH,C3=101 事实上，由于高频电路的分布参数影响较大，在实际制作过程中，个别参数需作适当调整。 8单片机硬件系统 nts - 13 - 采用单片机系统完成从键盘读取控制指令、 手动输入频率、 按两种步进值增减频率、数字测频实时测量当前真实频率，并提供数码 显示功能。电路图如图十五所示。具体设计如下： 1）单片机选用 89C52，内部有 8K 字节的 FLASH ROM 和 256 字节的 RAM，足以满足系统需要。 2）为了提高系统的稳定度，采用 Xicor 公司内置 EEPROM 看门狗的集成块， 在这里我们只用了其中的看门狗功能。 EA/VP31X119X218RESET9RD17WR16INT012INT113T014T115P1.0/T1P1.1/T2P1.23P1.34P1.45P1.56P1.67P1.78P0.039P0.138P0.237P0.336P0.435P0.534P0.633P0.732P2.021P2.122P2.223P2.324P2.425P2.526P2.627P2.728PSEN29ALE/P30TXD11RXD10IC189C52CS/WDI1SO2WP3VSS4SI5SCK6RESET7VCC8IC6X25045/RESETGNDA1B2C3G2A4G2B5G16Y77Y69Y510Y411Y312Y213Y114Y015IC574F138+5D0D1D2D3D4D5D6D7GNDALER6100OC11D22D33D44D55D66D77D88D9C118Q127Q136Q145Q154Q163Q172Q181Q19IC274F573D0D1D2D3D4D5D6D7ALEY112MHzC427PC327PGNDGNDR51K+512345673X4键盘接口KEYR12KR22KR32KR42K+5/RESETINT_ 0A0A1GNDRDWR1234J2MB15011234J3LCD_DISPMB1501_CLKMB1501_SDMB1501_PEGNDDC+5GNDLCD_SDLCD_CLKMB1501_PEGATECOUNTER_LCOUNTER_HCLR_COUTERADC0809DOGDOGMB1 50 1 CLKMB1 50 1 SDAGC_CSDAC0832D7. 0C/TD/T图十五 三 软件设计 1 单片机程序设计 软件编程是实现系统智能化、完善功能的重要 途径，也是本题发挥部分要求的关键，软件的主要任务是：实现键盘管理、显示 等人机接口；接收数字测频系统采集的数据，经过内部处理显示频率。主程序流程图如图十六所示： 主程序采用查询方式检测是否有键按下， 如果当前是数据输入模式，可手动输入工作频段内的任意频率。如果当前是功能模式 ，可通过相应按键来按两种步进间隔改变频率，测量并显示当前的频率值和输出峰峰 值。功能模式和数据模式通过一个模式键来切换。 （ 1） 主程序框图 nts - 14 - 图十六 2 CPLD 程序设计 数字测频是利用数字频率计的原理,先将被测信号 fin经过放大和波形变换变成方波信号，用高速计数器在固定的门控时间 内(在此处为 1ms),测得被测脉冲个数的数值 N, 由下面公式: /Nfin= 即可得出此时的输入频率 fin 该电路由 ALTERA 公司的可编程逻辑器件 MAX EPM7128SLC84-15 组成， 为单片机提供测频数值，测频频率可达 60MHz，足可满足本题要求。框图如图十七所示： 开机 初始化，置初值 15MHz显示 15MHz有键按下？N判断键值频率步进控制 手动输入频率显示频率值 测量当前频率 显示峰峰值 频率步进 1MHz频率步进100KHz nts - 15 - 图十七 四 测试方法、数据及结果分析 1. 使用仪器 (见表一 ) 表一 编号 名 称 型 号 1 惠普无线电综合测试仪 HP 8921A 2 日立 100MHz 示波器 HITACHI V-1060 3 100MHz 双踪存贮示波器 GOS-6103 4 60MHz 数字存贮示波器 TDS 210 5 频率计 DF 3340 6 LCR 数字电桥 YB2811 7 单片机仿真器 伟福 H51/S 1ms 门控信号 16 位计数器 8 位锁存器 8 位锁存器 与单片机的接口电路 频率输入 波形变换 nts - 16 - 2. 测试方法与数据 1) 频率范围 振荡输出波形，用示波器显示，观察无明显失 真，用数字频率计测得其频率范围为15MHz35 MHz。由于在锁相频率合成技术中使用了晶体 振荡器，因而输出信号频率的稳定度优于 10 5。 2) 输出电压峰峰值 调谐振荡源的振荡频率，用示波器测得稳幅电路输出幅度如表二所示。 表二 fo(MHz) 15 25 35 输出峰峰值 Vp-p(V)1.05 1.0 0.95 3) 谐振功率放大器的指标 用示波器测出输出负载 RL（ 50） 上的峰峰值 Vp p， 得到输出功率LppRVP2)21(20= ， 用万用表直流电流档测 出功率放大器的电流 Ico，得出功率放大器总功率coccDIVP = ，并得到效率 c P0/PD,实测数据如表三所示： 表三 RLRL串联（串 CL） Vp-p 4.2V 3.8V Ico 0.25A 0.25A P0 44.1mW 36.1mW PD 3W 3Wc1.47 1.20 备注 RL=50,CL=20p,VCC=12V 4) 各项功能指标的实现情况列表四如下。 nts - 17 - 表四 测试项目 题目要求 测试结果 输出波形 无明显失真的正弦波 好 输出频率范围 15MHz 35MHZ 达到要求 输出频稳度 优于 10-3 优于 10 5输出电压峰
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