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基于OFDM系统信道估计以及帧同步算法研究,获取更多毕业论文/毕业设计,请登录360毕业设计网,,或加qq:604664738量身定做！
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OFDM系统新型的频率同步方案的分析摘要 这篇文章涉及一种新方法，在N - OFDM系统利用只一个符号知识里允许明确的频率偏移获得的分析。 这种新方法为一些系统提供了改进，在这些系统中快速和准确的时间频率同步是一个临界点。在我们的提议里， 对载波频率偏移的获得范围的限制可能扩大出N / 2间隔副载波， 而不是以前方法中的1 / 2间隔的副载波。我们还提供一些相关方法的常用公式和我们目前工作可能察觉的微积分。 最后，对一些特定的环节用特定的和随机的频率偏移进行计算机仿真来证实我们的提议。1 介绍 研究与开发确定下一代无线宽带系统正在全世界进行，那样就可以建立 全球信息多媒体通讯村庄。这个系统预计为它的用户提供有信息比率超过2 Mbps的用户服务。最合适的调制选择应该是正交频分复用(OFDM)，作为一种特殊的多载波传输方式，它将信号流通过一定数量的低速的副载波传输 。 使用OFDM的主要原因之一是依照频率选择性衰落增加稳定性， 如果根本一个足够长的时间周期的前缀(拷贝)被包括，因为实际上没有 ISI。 经过有效的在弥散信道上仿真表明这些正交信号在这个信道上进行循环卷积 让我们在一个单个的载波系统里可以看到一个载波出错能引起整个连接失败，同时在一个多载波系统内，只是很小一部分负载波将被影响。 纠错码就可以用来校验这少部分负载波的误差。 从同步要求观点来看，可以被区分为两主要应用：一方面， 广播(数字化音频：或者录像广播轻触， 用连续的数据流，在那里同步有长时间的获得时间基于周期的扩展DVB)，另一方面，脉作冲操作作用在时分复用的收音机通路中需要用特殊训练符号的短序列来实现快速的时频同步。 我们着重目前最新的应用，一些方法可以将帧和载波在两个符号时间内恢复，我们将处理这些问题并且研究这些方法中固有的内在的原因。主要的基于时复信号的传输。通过对两个等分的抽样方式的比较可以得出比较准确的偏移估计。不考虑信道衰落的影响，然而这个与两个等分之间的相关距离有着本质的联系。有一种简单解决方案，在这个方法中提出为了逼近相关相位的比较在这个符号中用到的多个复制必须被丢弃，因为这些复制和传输的空闲载波有关。这些载波增加了估计的方差。其他还有一些方法用第二个符号来校正所捕获的频率，我们现在打算只用一个符号通过时间抽样在这个抽样中相邻的抽样值被复制，来增加捕获的范围，在这个方法中所捕获的载波频率的范围可以延展到 N/2 副载波间距，而用相关方法得到的只是 1/2 副载波间距 2OFDM同步系统的数学描述 让我们看图 1 的下列各项方框图，来考虑在无噪声的情况下N- OFDM 系统的信号发送，传输和同步有关系的课题 (N 是子载波数). 在图 1 X 代表所有子载波所传送的符号， r 是被接受的时域符号，而Y表示在同步后所接收的每个副载波中的符号。让我们现在来表述这些过程： (a)输入向量 X 可以分解为两个部分：第一部份是 S(N 1) 向量表示被传输的OFDM符号，从频率同步的观点来看，这一个符号示一种也别的类型这将会在稍后讨论；第二部份是长度 N(R-1) 的一个零矢量 0 它可以由时间抽样简单形成（其中R表示抽样个数） (b).当每个副载波在载波频率处是衰减因数时,点阵式H是一个对称的对角线点阵式,如载波转移函数H()对应的副载波频率。这一个对角线点阵式从长的前缀的使用开始, 如同在前面的章节中解释的。(c).点阵式 T(T)是DFT(IDFT)以点阵式形式的算子。 通常,在分析中,为了明朗起见我们将会把写在数字下角区分它的大小。(d)点阵式E也是一个表现如一个线性的递增相位的频率分支时域的补偿;这一个点阵式是通过载波的相对频率补偿的对角线点阵式的参数表示的(对互载波间隔的实际频率分支的比率). 完全同步僭越时间现在是 在频率估计之后,在频域中我们获得显然,当EEI时,会出现相干干扰.为了方便,让了我们定义下面的记号: 给予任意矢量z=z(1); z(2);.;z(N)H,(标注的H意思是矩阵的厄密共轭而且N是偶数)我们得自我们可以得出基本上写在下方的a意思是给定矢量的第一部分b是第二部分。同样,下方的o意味着原矢量的单数元件和e意味着偶数元件。这一个定义也可从为对角线的点阵式被主要的对角线的矢量直接的应用得出来。以实际的频率相关同步方法2,4得出主要的结果如果从对分解的观点来看,同步符号成为二等份可以公式化,而且通过在在图 2中同一的符号之间相对的相位移动的比较,我们列出在同步符号二分化的标准通过使用频率更迭的观念DFT运算法则,每半份可以表示成服从偶数和单数分布的载波符号。是一个斜构件频率移动点阵式,其干对角线遵从如下:使用或偶数或单数的载波,角度算子补偿了偏差信息(幅度范围是1/2相干空间): 为了解决不清楚的地方,7包含第二符号不同的调整着功能的评估可能跨越的频率分支的范围。相似的,4呈现了一个演示频域的交叉相关性的分析。这方式与DFT算子的正交特性相同,两者的频域的二等份是在互相关之后，在时域方式中7它获得了相同的统计量.对频率分量初始化的基本策略是缩短二维傅立叶变换和使用大量的载波间隔,例如相位变量不能超过.因此个别不同长度的符号对于载波间隔方差的增长时伴随判断的变换时必须的.(图 3).3 通过过量采样来增加取值范围我们的提议主要的方法,事实上在第2节中是基于对允许频率变量的估计两者的同一数值的比较而来的.同时得注意,在邻近的采样中,过采样没有真正的引入一个复制顺序.被评论的主要事实是,在时间领域通过比较平滑的采样,来提供变量信息.当然,在时间领域中对采样之间的比较可能更直观,这将增加重要的取值范围.在时域或者频域的过采样是广为人知的,他与其它领域的零填充是有联系的(在这情况中,我们只要通过分析二者之一的过采样就可以了).在一般的情况下,频率变量要比一个互载波间隔来得大,如下:代表的是频率变量的小数部分,而是整数部分(是相干间距,Z). 因此,变量矩阵能够由两个处于对角位置的复数的积来明确的表示.让我们推想那一个在情商中被描述的方法(9)最佳地运行，而且因此，我们能够以非常高的准确度来评估部分频率偏移量:在频域中, 那种不确定的整数相干间距是通过这样表达的:其中I表示一个恒等点阵式.情绪商数的结果(16)引导我们到一个循环的矢量HX,那不是ICI 出现但是在初版和现实之间有一个未知的差别而且相干符号的实际位置频率不确定的原因是什么也未知。当过采样问题能在更迭的观念这个适当的形式被公式化的时候及DFT运算法则在第一和第二频域的二等份:因此，标准序列表示如下:当等式18中时因为子载波符号的第二部分是假设的，因此可以表示为：由奇偶抽样之间的相关性可以得出：我们可以观察到等式20（直接互相关）由于矩阵W的存在不可以提供所需要的频率捕获，但是我们可以提出二选一制的：这边的矩阵A是如下定义的：其中的是由等式9进行小数部分的频率偏移估计得出的。矩阵B的结构是由结果产生的，经过一些数学变换等式21可以得出：在K循环行列式恒等式矩阵组中等式23变成：如果我们把矩阵B看作式参变量矩阵Bs其中s为s循环行列式恒等式矩阵中任意变化的参量： 我们来观察等式24中的主要系数可以得出如下形式：倘若一个对角矩阵，它的正数元素为（N-(K-S)）负数元素为（K-S）于是可以得出：等式27得出了一个很重要的结论：这个量的角度与实际的偏移值k无关，这个信息包含在模数中：我们来观察当s=k时的矩阵的模数，所以这个量的模的估计可以用等式27来描述，此时随机的偏移量s为（1，2，.N）提供了载波间间隔的最大正数值：4概率探测的分析 在当前这一部分中我们提出了计算在多径加高斯白噪声的信道下可以探测到的正数倍的偏移量可能性的范围，记得由等式18给出的被抽样信号的奇数和偶数部分的表达式包含了加性噪声：其中：这个探测的过程是以相当于N点的随机变量给出：我们可以简单的得出下面的结果：探测的可能性可以表述为下面N维空间的问题假设任意的k是合适的正数倍偏移.为了得出简单的结论，我们找到了这个可能性的适当的范围，这个可以由给出的等式32很好的得出下式：这个仍然式N维空间的问题，同意我们也可以得出误差概率的合适的范围，这个作为探测Pd可能性的补充。我们现在来讨论单独可能性的计算，一个一般的随机变量Zs可以倍分解为下列式子。其中是作为平均值的一个精确的值，是作为两个线性相关的高斯随机变量，服从Chi-squared分布.假设在正常的情况下，合适的探测中，噪声能量的变化很小。和相比可以忽略。在这样的情况下可以被简单的看成服从Rice分布，现在我们来提出另外一个可行的近视值可以简化问题。可以被分解成两个正交的分量，其中一个是沿着方向的，另外一个是积分方向的。其中和分别代表任意角的积分成分和相位这个方法在7中提及到也用于其他应用这个在2中提到 再假设SNR很高，这个可以近视为：这边涉及到的随机变量的统计特性是一样的，分析的关键点实际上就是是一个高斯随机变量，另一个问题就是在一定条件下服从Rice分布的可以近视的看成服从高斯分布。 结果这个概率可以表示为：这里新的随机变量也是一个服从高斯分布的，它的均值和方差可以表示为：最后我们得出：在Q函数的条件下的表达是工程学上的惯例，由此可以得出最后的评论：在等式40中没有引起很大的误差概率，这些由很大的就表示有出现误差的子载波，如果相邻子载波的间隔为一个或者间两个子载波间隔，这个就可以被忽略。从这些就可以得出在高信噪比的条件下这个近似是可行的。五计算机仿真为了验证我们的理论，我们对频率偏移纠正算法做了一些仿真，我们提出把这个过程分为两个阶段：第一步进行小数部分的频率偏移估计，这个在等式9中有提出，然后进行第二布估计，第二步中用第一步估计的结果利用在第三部分介绍的方法来进行正数部分的估计。最后是将两步分估计的结果相加。我们先AWGN信道下分别用信噪比为10dB和20dB的信号仿真，第一个结果是由确定的在范围频率偏移扫描 图4a 和b显示了平均频率估计和这些情况的误差估计另以方面，我们拟定了一千个在范围内独立随机分布的频率偏移，然后我们画出了在载波间间隔的信噪比提及的误差柱状图。假设第一步运行合理(见图5a，b)，即使是在10db的情况下误差也能控制在5以内，均值和标准差的估计在表格1中也给出了。 最后，我们已经考虑那早先的方案为了是要评估我们的方法检波的或然率。从图 6 可以得出，如果估计误差比载波间隔小的话，小数和整数部分的都能够正确的得出。从我们现在的观点来看，这些方法已经由作者5,9在7中提出，最后我们得出仿真的结果与理论相符合。 如果它保证信道不在一个 OFDM 符号里面发生很大的变化。我们的方法也将会在移动无线信道中运用。在这种情况下，我们已经理论上得出了它的措施与信道状态无关。然而，对时变环境的分析将取决于时间同步的性能，这将在以后的研究中去解决。6.总结 在这篇论文中，我们为基于时间抽样信号的OFDM系统中的频率同步提出了一个新的方案，在这个新的方案中和以前只能估计1/2子载波间隔的估计相比它能对N/2的子载波间隔作出准确的估计。其中包括了方法的引出以及检波的或然率的分析参考文献 1 J.A.C. Bingham, Multicarrier modulation for data transmission: an idea whose time has come, IEEE Comm. Mag. 28 (5) (May 1990) 514.2 G.W. Lank, I.S. Reed, G.E. Pollon, A semicoherent detection and Doppler estimation statistic, IEEE Trans. Aerospace Electron. Systems, AES-9(2) (March 1973) 151165. 3 E.A. Lee, D.G. Messerschimitt, Digital Communication, Kluwer Academic Publishers, Dordrecht.4 P. Moose, A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency o set correction, IEEE Trans. Comm. 42 (October 1994) 29082914.5 A.V. Oppenheim, R. Schafer, Discrete-time Signal Processing, Prentice-Hall, Englewood Cli o, NJ, 1989.6 J.M. Paez-Borrallo, S. Zazo, M.J. Fdez-Getino, A new method for time-frequency synchronization in OFDM systems, Proceedings VTC99, Houston, TX (USA), May 1999, pp. 24082412.7 T.M. Schmidl, D.C. Cox, Robust frequency and timing synchronization for OFDM, IEEE Trans. Signal Process. 45(12) (December 1997) 16131621.8 R. Van Nee, R. Prasad, OFDM for Wireless Multimedia
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