主动阻尼控制电机力的补偿

CHANGZHOU INSTITUTE OF TECHNOLOGY 附附 录录 英文资料翻译英文资料翻译 英文题目英文题目 Active Damping Control of Linear Hybrid Stepping Motor for Cogging Force Compensation 中文题目中文题目 主动阻尼控制电机力的补偿 二级学院 直属学部 延陵学院 专业 自动化 班级 07 自 Y 学生姓名 顾文斌 学号 07121208 指导教师姓名 高敏 职称 讲师 评阅教师姓名 职称 常州工学院电子信息与电气工程学院 2011 年 6 月 KC015 1 主动阻尼控制电机力的补偿主动阻尼控制电机力的补偿 Tai Sik Hwang1 Jul Ki Seok1 and Dong Hun Kim2 韩国 庆北 岭南大学 电气工程学院 电源转换实验室 韩国 大邱 庆北大学 电气工程和计算机科学学院 步进电动机的构造非常的简单 并且能够在相同位置提供没有波纹的力 尽 管有这些特别的性能 但是 LHSM 在运动中产生的强大的力量是产生误差 机械 力和噪音的最主要原因 为了改变这个故障 我们提出了一种信号的 4 多投 LHSM 控制阻尼的方案 通过一个有限元来分析非线性磁的磁网络 我们做了一 个以非线性功能的 LHSM 模型 信号观测器发出的 这种通过控制来抑制的方法 让精度增大了许多 关键词 控制 闭环控制 补偿 线性电机 LHSMs 推力振动 I 介绍 高速发展运动中的控制系统是人们一直努力研究的领域 为了能够变得更 好 在过去几年中这一需求不断增长 如半导 高精度机械等先进制造产业 相 比传统的旋转螺丝和齿形电动马达 直线的电机具有高可靠性 长的寿命 能 够无空间的减少摩擦 让它能够高精度的运动 在各种各样的直线电机中 LHSMs 认为在速度和本钱上都达到需要 大多 数 LHSMs 由一个 PM 和圈圈绕组构成 并与板结合 利用这种混合构造 LHSMs 可以产生高力和对位置的无纹力 然而 尽管特点 LHSMs 在运动时由于空间 差距会产生明显的力 一般情况下在低速状态下稳定控制 如图用一台相机对 LHSMs 或者系统 力波减少变成成为重要问题是因为 LHSMs 在高速运动时机械滤掉了 低速时周 期性力造成大约 30 微米的误差 振动及噪音使控制变得很不好而且会损坏系统 因此 在低速时稳操作并且小于 5 微米系统受到限制 到目前为止 我们已经尝试了两种主要方法来减少脉冲 一种方法是提高 电机磁设计 3 另一种是使用比较复杂的现代控制的理论 4 一种方法是采 用双永久磁铁的拓扑结构 3 电机所有磁极 4 多投渗透的不同 由于两个 永久磁铁沿小方向的趋势 齿相反方向的力量相互抵消 使得总脉冲减弱 即 使采用磁结构 LHSM 仍包含齿设计缺陷使电机产生非线性磁性并在空气气隙 然而 4 多磁阻力 LHSM 很好的选择 另一种方法 通过波来定位 传感器 4 LHSMs 不好的是 该方法不是根 据电机的实振动的模型 并且由于其复杂计算量使它不易实现 因此 为了范 围内实现高精度的控制力波动必须通过电机的建模来压制 本文提出了一种新适用于对 LHSMs 波减少的方案 利用一种考虑到缺陷的 设计和非线性磁特元分析的磁网络 可以总结出低次谐波振动位置是第四谐波 在此方案中 LHSM 包括周期 性扰动的非线性模型是数学额的建模 图 1 4 LHSM 结构图 图 2 磁密度 a 第一极点和滚之间的一致性 b 第四极和牙齿之间的比较 图 3 比较每个线通量 在任意位信号的动态可以从线性观测器看出 自适应地注入以抵消力波带 来的影响 该控制这里是表明带来了很大的设计缺陷和非线性电机磁场 已有 的实验结果也证明了该振动方法不适用 II II 磁不平衡的原因磁不平衡的原因 图 1 表示的是 4 LSHM 的示意图 此次它的磁密度是上 1 145T 第一个 和第三个磁极有两相线圈绕组结构 每相线圈是第二和第四极主绕组的 1 2 这种复绕组使该系统在 LSHM 3 中产生增强特性 对于一个不用考虑磁太多不是平衡非线性的 LHSM 人们已经用一个称为磁 网络上的商业软件算出利用两个 FEA 非线性的性能 为了了解磁分布和一个 长度为 1 毫米的磁链 无电流永磁转轴设置在 x 方向上的滚内 这将使我们能 够更好地了解 LHSM 在低速时永磁力波动的现象 图 2 显示了磁分布在运动在两 个特定位置的比较 即使用圈标记每个齿正好与滚对齐 但很显然是有一个特 殊的不一样 不一样的是通常认为两个主要 LHSM 磁是相互离开的磁 为了改变 磁效应的不平衡 每个绕组的磁计算如图 3 在这里 每个极性在它们之间比 较容易被忽略 这表明 对于左边的绕组 右侧的三个绕组 LHSM 联动总是大了 近 6 因此 为了对力做更准确的估计 该 LHSM 磁不平衡必须体现在磁网络中 III III 建模与主控制方案建模与主控制方案 A LHSM 建模与磁不对称 图 4 改良磁路不对称磁 要考虑流量分布不对称 最好在原来的磁把两种不同的磁势 Fm1 和 Fm2 一起插入一个不对称因素 如图 4 所示 Pm 代表永磁渗 图 5 简化的相同磁路 图 6 LHSM 力模型的效应框图 忽略波成分 5 各个分支的渗透计算公式 5 0 1 cos 4 ABn n PPPn 1 5 0 1 cos 4 ABn n PPPn 2 5 0 1 cos 2 Bn n PPPn 3 5 0 1 cos 2 Bn n PPPn 4 5 0 1 3 cos 4 ABn n PPPn 5 5 0 1 3 cos 4 ABn n PPPn 6 5 0 1 cos An n PPPn 7 5 0 1 cos An n PPPn 8 2 t xx p 9 Pt 是极距离 x 指明移动的位置方向 在 01 11PP 和 02 PP 3 P 4 P 5 P 4 的条件下简化磁路图如 5 所示 然后可以这样计算总渗透比例率 22 0134 222 10 113111 coscos2sin2cos 3cos4 21421421 11 PP PPPP PP 10 22 0134 222 20 113111 coscos2sin2cos 3cos4 21421421 11 PP PPPP PP 11 利用上述渗表达式 10 和 11 储的磁能量 1m W 和 2m W 在图 5 的两个电路中 可以很容易的分别利用 2 11 2 mm F PP 和 2 22 2 mm F PP 得到 用计算能量后 LHSM 每个部分产的齿由下式计算 2 12 11234 222 0 31212211 sinsin2cos2sin 3sin4 24141 11 m cog WPm fPPPP xptP 12 2 22 21234 222 0 31212221 sinsin2cos2sin 3sin4 24141 11 m cog WPm fPPPP xptP 13 该 LHSM 力与磁不同式样如下式 121234 cos1cos 22cos 33cos 44 ripplecogcog Ffffxfxfxfx 14 第一 第二 第三和第四次谐波产生的力和相同的顺序波相应的是成正比 的磁不平衡 图 7 波少总体控制图 使用位置力模型 对电机成方程是 1 eripple dv FF dtm 15 v是转速 m是 质量 e F 表示力 考虑力影响的 LHSM 的模块图如图 6 所示 T K 是力常数 为了减少力影响 组件需要从电流 速度以及电机的机械参数来观察 为 了设置 状态空间表达最重要 从 15 可以得到如下式 1 xv 21cos 1xfx 1 3 sin1 f xx 16 下一个非线性形式可以从 16 2 2113 sin1xvfxx x 3112 cos1xvfxx x 17 然后 整体状态方程可以得到一个直接的扩展 xfxg x u yh x 2468 2 13 12 2 15 14 2 17 16 2 19 1 8 1 4 9 16 xxxx m x x x x x x f xx x x x x x x x x x 1 0 0 0 0 0 0 0 0 m g x 1 h xx 2468ripple Fxxxx 18 B 主动控制方案 相反 线性系统 非线性系统 18 尚未完全解决一般意义上的问题 但 是有几种特别的非线性估计类的解决方案 6 在这里 我们通过原来的近似 的系统选线性 19 设计 这里选择 12345 T Kk k k k k 1246811 11 e T q xxxxxk ikyx mm 2 2321 xyxkyxg 32 xyx 2 4531 4xyxkyxg 54 xyx 2 6741 9xyxkyxg 76 xyx 2 8951 16xyxkyxg 98 xyx 19 2468 ripple Fxxxx 像这样的是 Hurwitz 矩阵 7 这种观察器的 00fxKhxdddd 设计方法需要既不方程 也不是输入 这使得该方法有易于实现的优势 随着速度的增加 高阶力容易达到电流控制器的 c w 由于 ripple high x F 的产生 高波抑制很容易包含控制器产生的错误 所以这种现象是不可取的 即 20 e ripple highripple c FxFx s w w 因此 取消了控制器的动态效果 力动命令应