VIPower M0-5 硬件设计指南 V3 0

硬件设计指南硬件设计指南 VIPower 高边驱动器 M0 5 M0 5Enhanced Rev 3 0 September 2009 作者作者 Lud k BERAN Peter BRAUSCHKE M0 5 高边驱动器硬件设计指南 2 版本历史 版本日期作者变更 1 0 2006年8月 Lud k Beran Peter Brauschke 文档创建 1 1 2006年8月 Lud k Beran Peter Brauschke 增加免责声明 微小调整 2 0 2007年8月 Lud k Beran Peter Brauschke 2 2 2章 增加混合式 HSDs的电源反接保护 2 4章 增加 M0 5Enhanced 产品介绍 3章 增加 模拟电流检测 微小调整 3 0 2009年9月 Lud k Beran Peter Brauschke Jochen Barthel Massimo Leone Benedetto Rubino 3 7 3章 增加 K系数校正方法 5章 增加 开关感性负载 6章 增加 为灯泡负载选择HSD 7章 增加 HSD的并联使用 8章 增加 ESD保护 9章 增加 可靠性设计 微小调整 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 3 1 概述概述 6 2 2 一般性说明一般性说明 7 2 1 2 1 应用原理图应用原理图 整体数字式整体数字式 整体和混合模拟式整体和混合模拟式 HSDHSD 7 2 2 2 2 电源反接保护电源反接保护 9 2 2 1 2 2 1 整体式整体式 HSDHSD 的电源反接保护的电源反接保护 9 2 2 1 1 2 2 1 1 用电阻进行电源反接保护用电阻进行电源反接保护 9 2 2 1 2 2 2 1 2 用二极管用二极管 电阻进行电源反接保护电阻进行电源反接保护 11 2 2 1 3 2 2 1 3 用用 MOSFETMOSFET 进行电源反接保护进行电源反接保护 12 2 2 2 2 2 2 混合式混合式 HSDHSD 的电源反接保护的电源反接保护 14 2 3 2 3 微控制器保护微控制器保护 15 2 4 2 4 M0 5EnhancedM0 5Enhanced 产品介绍产品介绍 16 2 4 1 2 4 1 新特性简介新特性简介 16 2 4 2 2 4 2 输出关闭时的空载输出关闭时的空载 输出对电源短路输出对电源短路 17 2 4 3 2 4 3 功率极限功率极限指示指示 18 2 4 4 2 4 4 功率极限功率极限指示指示 模拟驱动器的例子模拟驱动器的例子 18 2 4 5 2 4 5 功率极限功率极限指示指示 数字驱动器的例子数字驱动器的例子 19 2 4 6 2 4 6 M0 5EnhancedM0 5Enhanced 模拟电流检测真值表 模拟电流检测真值表 20 2 4 7 2 4 7 高级高级功率极限功率极限指示指示 21 3 3 模拟电流检测模拟电流检测 22 3 1 3 1 介绍介绍 22 3 2 3 2 等效简化的工作原理等效简化的工作原理 23 3 3 3 3 正常工作 输出通道打开 正常工作 输出通道打开 CS DISCS DIS 为低电平 为低电平 23 3 4 3 4 过热指示 输出通道打开 过热指示 输出通道打开 CS DISCS DIS 低电平 低电平 26 3 5 3 5 电流检测的电流检测的 ESDESD 和尖峰电压保护和尖峰电压保护 26 3 6 3 6 电流检测电阻计算电流检测电阻计算 27 3 7 3 7 不同负载配置下的诊断不同负载配置下的诊断 27 3 7 1 3 7 1 并联负载的诊断并联负载的诊断 27 3 7 2 3 7 2 对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断 28 3 7 3 3 7 3 K K 系数的校正方法系数的校正方法 29 3 8 3 8 模拟电流检测诊断模拟电流检测诊断 31 3 9 3 9 输出关闭时的空载检测输出关闭时的空载检测 M0 5M0 5 HSDHSD 加外围电路加外围电路 34 3 10 3 10 输出关闭时的空载检测输出关闭时的空载检测 M0 5EnhancedM0 5Enhanced HSDHSD 34 4 4 数字状态的输出数字状态的输出 35 4 1 4 1 数字数字 HSDHSD 诊断诊断 35 5 5 开关感性负载开关感性负载 37 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 4 5 1 5 1 打开瞬间的情况打开瞬间的情况 37 5 2 5 2 关闭瞬间的情况关闭瞬间的情况 38 5 2 1 5 2 1 计算计算 HSDHSD 的能耗的能耗 39 5 2 2 5 2 2 计算举例计算举例 40 5 3 5 3 选择合适的选择合适的 HSDHSD 42 5 3 1 5 3 1 举例 举例 VND5E160AJVND5E160AJ 继电器继电器 42 5 4 5 4 外部钳位电路选择外部钳位电路选择 46 5 4 1 5 4 1 钳位电路举例钳位电路举例 47 5 4 2 5 4 2 电路电路 1 1 见前面章节 的器件选择指南 见前面章节 的器件选择指南 51 5 4 3 5 4 3 举例举例 VN5E025AJ VN5E025AJ DCDC 马达马达 外部钳位外部钳位 55 6 6 为灯负载选择高边驱动器为灯负载选择高边驱动器 65 7 7 HSDHSD 的并联的并联 71 7 1 7 1 CS DIS CS DIS 电流检测禁止电流检测禁止 和和 IN IN 输入输入 的并联的并联 71 7 1 1 7 1 1 用不同的电源网络供电的整体式用不同的电源网络供电的整体式 HSDHSD 并联并联 71 7 1 2 7 1 2 用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式 HSDHSD 并联并联 73 7 1 3 7 1 3 整体式与混合式整体式与混合式 HSDHSD 并联使用并联使用 74 7 2 7 2 CSCS 电流检测 电流检测 pinpin 的并联的并联 75 7 2 1 7 2 1 用不同电源网络供电的整体式用不同电源网络供电的整体式 HSDHSD 并联并联 75 7 2 2 7 2 2 用不同电源网络供电的混合式用不同电源网络供电的混合式 HSDHSD 并联并联 77 7 2 3 7 2 3 用不同电源网络供电的整体式与混合式器件并联用不同电源网络供电的整体式与混合式器件并联 78 7 3 7 3 输出并联输出并联 80 7 3 1 7 3 1 整体式整体式 HSDsHSDs 80 7 3 2 7 3 2 混合式混合式 HSDsHSDs 80 7 3 3 7 3 3 整体式整体式 HSDHSD 与混合式与混合式 HSDHSD 并联并联 80 8 8 ESDESD 保护保护 81 8 1 8 1 HSDHSD 的的 ESDESD 保护保护 计算计算 81 8 2 8 2 ESDESD 保护保护 ECUECU 层层 布线考虑布线考虑 85 9 9 可靠性设计可靠性设计 86 9 1 9 1 HSDHSD 和继电器放在同一块和继电器放在同一块 PCBPCB 板时的设计建议板时的设计建议 86 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 5 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 6 1 1 概述概述 这份文档的目的是使工程师能够更好地理解VIPower高边开关的工作原理 并使设计 省时省钱 现在VIPower高边开关推出了第五代智能功率驱动器 内部型号为 M0 5 最新一 代的驱动器在以前的设计经验基础上 具有更可靠的性能 更多的功能 更密集的封装并 且价格更低 相对于很多其他逻辑IC来说 现代高边驱动器 HSD 的复杂程度还是相当低的 但 是要在不稳定的汽车电源系统和恶劣环境温度下将数字逻辑功能与模拟功率结构结合起来 则是一个很大的挑战 M0 5器件满足了上面的所有要求 它具有极高的性能 可靠性和最优的性价比 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 7 2 2 一般性说明一般性说明 2 1 2 1 应用原理图应用原理图 整体数字式整体数字式 整体和混合模拟式整体和混合模拟式 HSDHSD 图 1 整体式数字 HSD 应用原理图 Note1 如果不需要禁止状态端口 ST DIS pin 应该悬空或者通过 10k 的电阻接地 直接接地是不安全 的 ISO 脉冲通过 ST DIS pin 钳位会对器件造成损坏 Note2 上拉电阻 R5 是可选的 用于输出关闭时的空载检测 Note3 IN 和 ST DIS pin 不需要外接下拉电阻 因为有内部下拉 图 2 整体式模拟 HSD 应用原理图 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 8 图 3 混合式模拟 HSD 应用原理图 Note4 如果不需要禁止电流检测功能 CS DIS pin 应该悬空或者通过 10k 电阻接地 直接接地是不安 全的 ISO 脉冲通过 ST DIS pin 钳位会对器件造成损坏 ISO 脉冲参考 ISO 7637 2 2004 E Note5 上拉电阻 R5 是可选的 用于 M0 5Enhanced输出关闭时的空载检测 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 9 2 2 2 2 电源反接保护电源反接保护 2 2 1 2 2 1 整体式整体式 HSDHSD 的电源反接保护的电源反接保护 电源反接保护电路接入到驱动器的接地端 有 3 种方案 电阻 电阻 二极管 场效应管 通过芯 片接地端的电流较小 不需要大功率器件 然而该保护电路须能承受 ISO 脉冲的电流和电压冲击 该简 单的接地电路不能对所连接的负载进行保护 电源反接时 反向电压会通过 HSD 内部的反向二极管加在 负载上 这时 HSD 的功耗是非常关键的 取决于负载大小和 HSD 的散热 内部二极管的典型压降为 0 7V 因此 HSD 的功耗 0 7ILOAD W 2 2 1 1 2 2 1 1 用电阻进行电源反接保护用电阻进行电源反接保护 图 4 电源反接时各点电压 电阻式保护电路 地线上的电阻 Rgnd 防止了电源反接时 HSD 内部二极管的短路 最小电阻值取决于 HSD 地端的反向 直流电流限制 最大电阻值取决于 HSD 工作时最大自身电流 Is 在电阻上产生的压降 该电阻的压降提 高了最小的高电平输入门槛值 通常该压降不应该超过 1V 取决于微控制器的 I O 口电平 该电阻可以被多个不同的 HSD 共用 这种情况下 公式 1 中的 Is on max 等于多个 HSD 的 Is on max 之和 当微控制器与 HSD 不共地时 Rgnd 的压降就会使输入门槛值产生电压偏移 IS on max RGND 如果是数字式 HSD 在其状态输出端也会有同样的电压偏移 电压偏移量会根据处于工作的 HSD 的数量而不同 这种情况下要满足公式 1 的话 Rgnd 必须很小 这时又可能满足不了公式 2 为了解决这个问题 ST 建议使用二极管或者场效应管的方案 下面章节将会讨论 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 10 电阻计算举例 反接电源要求电阻计算举例 反接电源要求 14V 60s 14V 60s 1 定义 VGND电平偏移量最大值 图 5 逻辑电平校验表 1 参数值 最大可接受的地电平偏移量是指在不影响 HSD 与微控制器之间通讯的前提下 Rgnd 电压降的最大值 STATUS 信号电平校验 如表 1 所示 微控制器会认为低于 VIL 0 3VDD 0 3 5 1 5V 的输入电平为低电平 HSD STATUS pin 低电平输出的最大值为 0 5V 因此安全的地电平偏移量最大值为 1 5V 0 5V 1V 输入信号电平校验 如表 1 所示 微控制器的高电平输出 4 3V 完全高于 HSD 高电平输入的门槛值 2 1V 10k 串联电 阻上的压降相对较小 RPROT IIH 10k 10 A 0 1V 因此电压偏移的安全余量为 4 3V 0 1V 2 1V 2 1V 结果 Rgnd 上可接受的最大电压降为 1V 为了安全起见 我们选择 VGND 0 8V 来进行后面的计算 2 计算电阻值 3 校验电源反接时的功耗 选择电阻的封装 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 11 Note6 只有一个电阻串联在地端时无法对电源线上的 ISO 脉冲进行钳位 正 ISO 脉冲 50V 和负 ISO 脉冲会通过地端传送到逻辑端口 因此微控制器与 HSD 之间要串联保护电阻 电阻值可以根据微控制器 I O 口的最大注入电流极限值进行计算 2 2 1 2 2 2 1 2 用二极管用二极管 电阻进行电源反接保护电阻进行电源反接保护 图 6 电源反接时各点电压 二极管 电阻式保护电路 地端串联的二极管防止了电源反接时通过内部二极管短路情况的出现 如果驱动感性负载 应该并 联一个电阻 1k 0805 封装 到该二极管上 用于削减感性负载断开时所产生的反向电压尖峰 该保 护电路可为几个 HSD 共用 它也会在输入门槛电压和 STATUS 输出电压上产生约 600mV 的偏移量 该偏 移量不会因为共用的 HSD 个数而不同 地端二极管允许 HSD 对 50V 以上的正 ISO 脉冲进行钳位 HSD 的 钳位电压 负的 ISO 脉冲仍然可以通过地端和逻辑端口 接地二极管应该能够承受正 ISO 脉冲的钳位 电流和负 ISO 脉冲反向电压冲击 二极管的选型 图 7 正 ISO 脉冲 我们所考虑的最强烈的正 ISO 脉冲是 test pulse 2 其参数为 IV 50V 50 s 该脉冲叠加在标 称电源电压 13 5V 上 因此总电压为 63 5V VIPower 典型的钳位电压为 46V 最小 41V 最大 52V 在 典型器件的情况下 剩余电压为 63 5V 46V 0 7V 16 8V ISO 脉冲发生器的内阻为 2ohms 因此 可以计算得到通过接地二极管的峰值电流为 8 4A 持续时间为 50 s M0 5 高边驱动器硬件设计指南 12 图 8 负 ISO 脉冲 我们所考虑的最强烈的负ISO脉冲是test pulse 1 其参数为 IV 100V 2ms 这个脉冲直接传到 GND pin 因此二极管上的反向峰值电压至少为100V 注意 如果脉冲电压超过反向电压极限 二极管会工作在雪崩状态 结果 最大正向峰值电流为 8 4A 50 s 最大反向峰值电压为 100V Note7 如上述解释 串联二极管保护电路的 HSD 不能对电源线上的负 ISO 脉冲进行钳位 因此应该在 微控制器与 HSD 之间串联合适的保护电阻 电阻值根据所用的微控制器的 I O 口最大注入电流极限值进 行计算 Note8 如果采用外部钳位电路 例如用带保护电路的电源对 HSD 供电 则可以选择参数较低的二极 管 2 2 1 3 2 2 1 3 用用 MOSFETMOSFET 进行电源反接保护进行电源反接保护 图 9 电源反接时各点电压 MOSFET 式保护电路 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 13 MOSFET 式保护电路会在电源反接时关断 其能够对电源线上的正负 ISO 脉冲进行钳位 并且不会 产生地电平偏移 接在门极与源极之间的电容能使门极即使在负 ISO 脉冲其间都能保持充电 由 RC 值 决定的时间常数应该大于 2ms ISO7637 pulse 1 的持续时间 保护电路类型保护电路类型优点优点缺点缺点 1 电阻式任何负载类型电压降不稳定 需要计算电阻值 正负 ISO 脉冲都会传到输入和 诊断端口 需要接串联保护电 阻 电源反接时 RGND功耗较大 约 为 1W 导致使用更贵的电阻 在正 ISO 脉冲其间器件会关闭 2 二极管式电压降固定 对正 ISO 脉冲钳位 50V 只适用于阻性负载 负 ISO 脉冲会传到输入和诊断 端口 需要接串联保护电阻 3 电阻 二极管式电压降固定 对正 ISO 脉冲钳位 50V 任何负载类型 负 ISO 脉冲会传到输入和诊断 端口 需要接串联保护电阻 4 MOSFET 式任何负载类型 无电压降 ISO 脉冲不会传到输入和诊断 端口 成本高 需要更多外围器件 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 14 表 2 电源反接保护电路比较 整体式 HSD 2 2 2 2 2 2 混合式混合式 HSDHSD 的电源反接保护的电源反接保护 与整体式器件相反 所有的混合式 VIPower HSD 都不需要任何外部保护电路进行电源反接保护 因为这些器件有内部保护电路 见图 10 的 Reverse Bat Prot 模块 而且 即使在电源反接的情况下输出 MOSFET 也是打开的 提供了与正常工作时同样的低阻通道 不需要额外考虑电源反接时的功耗问题 如果在混合式 HSD 的地端串联二极管 其输出 MOSFET 就不能在电源反接时打开 也就不能发挥该 器件的独特优势 图 10 混合式 HSD 通过 MOSFET 自动打开进行电源反接保护 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 15 图 11 举例 MOSFET 的自动打开功能被 Dgnd 禁止 2 3 2 3 微控制器保护微控制器保护 图 12 ISO 脉冲传到 I O 口 如果发生 ISO 脉冲或者电源反接的情况 HSD 控制端会通过其内部结构和地端保护电路被拉到一个 危险电平 见电源反接章节 因此每一个接到 HSD 的微控制器端口都要串联一个电阻以限制注入电流 RPROT的值必须足够大 以致能够保证注入电流低于微控制器 I O 口的闩锁电流极限 我们也要考虑 RPROT上的压降 因为 HSD 需要的输入电流典型值为 10 A RPROT必须满足下面的条件 推荐的 RPROT值为 10k 欧 对大多数的汽车微控制器来说是安全值 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 16 2 4 2 4 M0 5EnhancedM0 5Enhanced 产品介绍产品介绍 在已有的 M0 5 驱动器基础上 STMicroelectronics 推出了一种新产品 叫做 MO 5Enhanced 正 如其名 M0 5Enhanced是基于 M0 5 的技术 但具有一些更加高级的技术 M0 5Enhanced系列新特性是 为了改进对负载的处理 还有对过载的诊断能力 接下来的章节会对这些特性进行详细的解释 2 4 1 2 4 1 新特性简介新特性简介 改进了模拟电流检测器件的诊断功能 关闭状态 off state 的开路 对 Vbat 短路的指示 兼容变化范围更大的负载 最优化的电流限制范围 更快速地检测过载和对地短路 功率极限指示 模拟器件 将 CS 端拉到 VSENSEH电平 如 TSD 数字器件 将 STATUS 端拉低 如 TSD M0 5 高边驱动器硬件设计指南 17 2 4 2 2 4 2 输出关闭时的空载输出关闭时的空载 输出对电源短路输出对电源短路 现在在模拟 M0 5Enhanced HSD 上也具有该功能 该功能已经在数字 HSD 上实施 通过外部上拉电阻进行输出关闭时的空载检测 可通过断开可选上拉电阻来区分空载与对电源短路 图 13 空载 对 Vcc 短路情况 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 18 图 14 空载 对 Vcc 短路情况 表 3 输出关闭时 CS 端电平 2 4 3 2 4 3 功率极限功率极限指示指示 原理 当达到功率极限时诊断马上响应 不用等到过热关闭 在数字和模拟 HSD 的情况相同 能够区分空载和过载情况 对周期性负载 例如转向灯或者 PWM 驱动的负载 的短路 过载情况能够进行快速安全的诊断 对周期性短路的检测 2 4 4 2 4 4 功率极限功率极限指示指示 模拟驱动器的例子模拟驱动器的例子 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 19 图 15 M0 5 软 对地短路图 16 M0 5 硬 对地短路 图 17 M0 5Enhanced 软 对地短路图 18 M0 5Enhanced 硬 对地短路 2 4 5 2 4 5 功率极限功率极限指示指示 数字驱动器的例子数字驱动器的例子 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 20 图 19 M0 5 软 对地短路图 20 M0 5 硬 对地短路 图 21 M0 5Enhanced 软 对地短路图 22 M0 5Enhanced 硬 对地短路 2 4 6 2 4 6 M0 5EnhancedM0 5Enhanced 模拟电流检测真值表 模拟电流检测真值表 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 21 表 4 模拟器件 真值表 关闭状态 表 5 模拟器件 真值表 打开状态 过热 过载 对地短路可以与空载状态进行区分 不需要在关闭状态进行检测 不需要可以切换的 上拉电阻 可以在没有外围器件的情况下实现细节的诊断功能 2 4 7 2 4 7 高级高级功率极限功率极限指示指示 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 22 过载 短路的系统响应时间由各种因素决定 其中最重要的因素是下图链中的第一个环节 智能功 率器件的诊断反馈 图 23 系统响应时间对比 诊断反馈的功率极限指示可以在 deltaT 超过 60K 的瞬间检测到过载 短路情况 3 3 模拟电流检测模拟电流检测 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 23 3 1 3 1 介绍介绍 这里介绍新的 VIPower M0 5 技术 模拟电流检测有重要的改进 图 24 是 M0 5 高边驱动器模拟电流检测功能的框图 与前一代的器件相符 电流检测模块有两个功 能 正常工作时输出负载的镜像电流 它与负载电流成一定的比例关系 该比例称为 K 系数 不正常工作时的诊断指示电压 在过热的情况下输出一个固定的电压 并具有一定的电流 驱动能力 电流检测电路形成的镜像电流可以通过一个外部的检测电阻的转化成一个电压值 这样就可以一直 监测不正常的的工作情况 图 24 M0 5 具有模拟电流检测的高边驱动器 框图 3 2 3 2 等效简化的工作原理等效简化的工作原理 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 24 图 25 M0 5 简化的电流检测框图 SenseMOS 与 MainMOS 由同一个门极控制电路所驱动 而在相同的驱动电压下 SenseMOS 的电流是 MainMOS 电流的一定比例的缩小 3 3 3 3 正常工作 输出通道打开 正常工作 输出通道打开 CS DISCS DIS 为低电平 为低电平 流过 MainMOS 的电流被 SenseMOS 所镜像 CS pin 的输出检测电流由电流检测放大器通过 P 沟道 MOSFET M1 进行调整 得到以下等式 并且 上式中 还包括几何系数 电流检测放大器的漂移 各个参数的偏差 必须保证 Isense 与 Iout 成一定的比例关系 事实上 RSENSE的压降由芯片内部限制到 7 5V 左右 见 datasheet 里面的 VSENSE maximum analog sense output voltage 5V minimum 8V Vcc 16V 40 C Tj Isense 1mA RSENSE 1 5K 假设典型 VSENSE饱和值 7 5V 最大 Isense 5mA 仍具有线性特性 最大 Iout 14A M0 5 高边驱动器硬件设计指南 25 也就是说 用所选定 RSENSE 大于 14A 的负载电流会产生相同的 VSENSE 见图 26 图 26 例 1 另一方面 必须保证 P 沟道 MOSFET M1 不能进入饱和状态 这样会导致 Isense 不再与 Iout 成一定 比例关系 通常 当达到 M1 的最大电流 典型值为 11mA 这种情况就会发生 这个值符合电流检测工作范围和电流极限值的要求 举例举例 VND5025AK 选择合适的 RSENSE 使得 VSENSE 1 5V Iout 10A 考虑 为简单起见 K3 10A 2760 典型值 Isense 3 6mA RSENSE 414 欧 假设在 Iout 10A 时 K 仍然接近 2760 则可以检测到的最大负载电流为 仍然符合最小 ILimH的要求 以所选的 RSENSE 可检测到的线性 VSENSE为 4 3V 然而 当负载电流接近电流极限时 电流检测的正确性是不能保证的 在 硬 短路的情况下 电 流限制器会使输出电压急速下降到 0V 左右 这时 CS pin 将会输出不可靠的电流值 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 26 为了使 CS 处于特定的状态 在 VOUT下降到某一门槛值时 6V 典型值 见图 27 有一个专用的电 路会将电流检测电路关闭 图 27 VSENSE vs Vout Iout ILIMH 该值符合电流检测范围和电流极限值的要求 举例举例 VND5025AK 在输出电流极限值 IOUT ILimH 29A 时 输出 MOSFET 的漏源极压降为 因此 在 Vcc 8V 时 Vout 仍然足够保证 CS 端在电流极限区正常工作 结论 正常工作时 电流检测电路在边界条件内工作 对于某一个给定的器件 在最大 VSENSE 第 一个例子 和饱和检测电流 第二个例子 以下 Isense 是 Iout 的单值单调函数 也就是说 在给 定的范围内 对于某一 Iout 值 只有唯一的 Isense 与之对应 无论如何 在满足 Vout 门槛值的条件下 电流检测可以在电流极限以上工作 然而在这种情况下 由于功率极限保护 检测电流饱和等机制的干预 会使电流检测值无法处理 最后 在 硬 短路时 CS 会被关闭 会导致无法与空载情况进行区分 3 4 3 4 过热指示 输出通道打开 过热指示 输出通道打开 CS DISCS DIS 低电平 低电平 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 27 当过热情况发生时 CS pin 会切换到 电流限制 的电压源 当过热情况发生时 左边的 分支电路就会被激活 参考图 25 这个分支电路使 P 沟道的 MOSFET M2 受控产生一个典型值为 9V 的电压加在外部检测电阻 上 这种条件下 CS pin 输出的电流被限制在 8mA datasheet 里面的 Isenseh 举例举例 VND5025AK 和最小的检测电阻使VSENSEH 5V 考虑到典型的 Isenseh 8mA RSENSE min 625 欧 3 5 3 5 电流检测的电流检测的 ESDESD 和尖峰电压保护和尖峰电压保护 对 M0 5 电流检测电路的另一改进是 CS pin 的 ESD 和电压瞬变保护 参考图 25 这些保护是由于在 Vcc 端和 CS 端加了钳位结构 在图中简化为一个齐纳二极管 因此 VSENSE的绝对最大范围是 Vcc 41V 到 Vcc 这个新的方案提高了在低 VSENSE时的检测精度 以前的 M0 3 在低 VSENSE时检测精度低 因为以前的 ESD 保护结构会因为漏电流的问题形成偏移 而这个偏移量会在 VSENSE低于 Vgnd 时 由地端的电源反接保护电路所导致 增大 M0 5 的电流检测精度由 K 系数的分散性决定 3 6 3 6 电流检测电阻计算电流检测电阻计算 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 28 图 28 电流检测电阻 模拟 M0 5 HSD 集成了一个电流检测电路 在正常工作时提供一个检测电流 该检测电流与负载电 流成一定的比例关系 datasheet 里面称为 K 系数 该检测电流会在外部检测电阻 RSENSE上面产生一 个检测电压 这样可以监测流过负载的电流 监测不正常的工作情况 例如空载 过载 对地短路引起的过热关 闭 在过热关闭 M0 5 M0 5Enhanced 或者功率极限 M0 5Ehanced 的情况下 CSENSE pin 会切换到 电压源 VSENSEH VSENSEH 9V 典型值 ISENSEHmax 8mA 电流检测电阻的电压会通过一个 10k 的保护电 阻传到微控制器的 ADC 输入端 VSENSEH电平会被微控制器的 ESD 保护电路限制到 5 6V 而且 ADC 会获 得最大值 8bit 分辨率时为 0 xFF 电容 CF 是用来提高 ADC 的精度 这个电容 10k 电阻可作为一个 低通滤波器 10kHz 可以滤除潜在 CSENSE线路的高频噪声 尤其对于与微控制器的连接线路很长的时 候 定义定义 R RSENSESENSE电阻值的例子电阻值的例子 让我们考虑 VN5016AJ 16mohm 正常负载电流为 5A VSENSE 2V 典型 K 5000 datasheet 3 7 3 7 不同负载配置下的诊断不同负载配置下的诊断 3 7 1 3 7 1 并联负载的诊断并联负载的诊断 带有电流检测的 HSD 可以检测到并联负载中的 任一个灯泡的失效 然而 如果我们考虑到不同灯 泡的功率差异 K 系数的误差 不同 VBAT下的灯泡 电流差异和 ADC 的分辨率 那么要精确地判断失效 情况是有困难的 例如 如果负载是一大一小两个 灯泡并联 可能小功率灯泡就会因为误差而不能被 检测出来 表 6 并联灯泡 概况 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 29 为了得到更加精确电流检测 可以采取以下措施 1 对每一个 HSD 进行电流检测校正 K 系数的测量 2 测量 VBAT 通过软件进行灯泡电流补偿 3 7 2 3 7 2 对不同负载的兼容诊断对不同负载的兼容诊断 在某些情况下 需要同一个 HSD 能够兼容驱动若干个不同负载的其中一个 这些负载可以是灯泡也 可以是 LED LED 簇 这种情况下驱动器需要 满足灯泡负载的大电流驱动要求 有足够低的功耗来持续工作 用 LED LED 簇 代替灯泡负载时不能误认为是空载 M0 5 驱动器现在提供了一个空载门槛值 对于带数字状态输出的驱动器 这个门槛值通常是足 够低到能够防止对 LED 负载作出空载的错误提示 对于模拟电流检测器件 必须使用不同的检测电阻去满足不同负载电流检测范围的要求 下图是一个电流检测电阻切换电路原理图 检测范围可以通过开关 MOSFET Q1 和 RSENSE1得到扩大 图 29 可切换的电流检测电阻 举例 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 30 3 7 3 3 7 3 K K 系数的校正方法系数的校正方法 为了减少 VSENSE的差异性 可以通过在模块生产线的末端加入简单的校正测试 以减少 K 系数的差 异和消除 RSENSE的变化 如何进行校正 如何进行校正 校正就是 通过测量某一个安装在电路板上的器件在某个输出电流下的 VSENSE 而算出其 K 系数的 过程 由于已知 Iout Isense K 关系 因此可以很容易算出 K 系数 然而在某点计算 K 系数虽然可以 消除不同器件的参数差异 但不能消除由于输出电流不同导致 K 系数差异而引起的 VSENSE的变化 这个变化可以通过以下措施消除 表 7 和图 30 是在某一个随机的 VND5E025AK 的 RSENSE 1 8kohm 上测量到的数据 表 7 VSENSE 测量 图 30 VSENSE 测量 图中的曲线在应用范围内基本上是线性关系 因此我们可以近似地用下面的等式来描述 VSENSE的趋 势曲线 VSENSE m Iout a 1 这里 m ohm 是系数 a 是常数 将这个等式反过来 很容易得到一个计算输出电流的等式 Iout M VSENSE b 2 当 M S 和 b 已知 就可以得到高精度的 Iout 这时计算结果就只受到温度变化的影响了 由于温度变化造成的电流检测波动由 datasheet 里面的参数 dK K 所定义 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 31 如何计算如何计算 M M 和和 b b 计算 M 和 b 需要在生产线的末端做两个测量 选择两个参考输出电流 Iref1 和 Iref2 然后测量 对应 VSENSE1 和 VSENSE2 将这 4 个值保存到 eeprom 中以便微控制器用这些值并通过下面的公式来计算 M 和 b 由 Iout M VSENSE b 可以得到 Iref1 M VSENSE1 b And 3 Iref2 M VSENSE2 b 求解这两个等式得到 M Iref1 Iref2 VSENSE1 VSENSE2 4 b Iref2 VSENSE1 Iref1 VSENSE2 VSENSE1 VSENSE2 选择器件举例选择器件举例 从表 7 中选定 Iref1 2A 和 Iref2 4A 我们得到 VSENSE1 1 29V 和 VSENSE2 2 69V 计算得到 M 1 43 S b 0 16 A 进而得到 Iout 1 43 VSENSE 0 16 5 校验后 电流检测值仍然会受到器件温度的影响 等式 5 的误差仍然受到检测电流温漂的影响 温漂参数参考 datasheet 里面的 dK K 温漂会随着输出电流的增大而减小 例如在 VND5E025AK datasheet 里面 温漂是 13 2A 然 而当输出电流为 10A 时 温漂减小到 6 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 32 3 8 3 8 模拟电流检测诊断模拟电流检测诊断 下表以 M0 5 与 M0 5Enhanced 对比的形式 概括了所有的失效情况 VSENSE信号的变化和推荐的诊 断判断 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 33 表 8 模拟 HSD 的诊断 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 34 Note 9 VSENSE 0V 情况解释 仅对于 M0 5 在正常情况下 VSENSE是 HSD 输出电流的镜像 只有通过 VSENSE获取 HSD 的信息 然而我们也应该考 虑从 INPUT pin 上升沿经过一定时间延时 tDSENSE2H max600 s 见 datasheet 后的 STATUS pin 信号 如果器件在热关闭情况下 VSENSE会被拉高到 VSENSEH 如果 VSENSE 0V 我们要小心 因为可能存在两种情况 A 空载 B 硬 短路到地 但还没有进入热关闭状态 如果 硬 对地短路情况发生 VSENSE首先会变为 0V 由于 Vout 接近 0V 内部电流镜像电路不工 作 当器件达到热关闭后 VSENSE被拉高到 VSENSEH 从对地短路到热关闭的时间由封装 冷却区 短 路阻抗 环境温度等因素确定 通常这个时间为 50 1000ms 请看下面的示波器截图 图 31 VND5012A 电流检测时的电压变化 硬 对地短路情况发生 20m 欧 热关闭 发生在对地短路后 344ms M0 5 高边驱动器硬件设计指南 35 3 9 3 9 输出关闭时的空载检测输出关闭时的空载检测 M0 5M0 5 HSDHSD 加外围电路加外围电路 下面的电路 用于模拟 HSD 关闭时的空载诊断 在输出关闭时发生空载情况 电源电压会通过 R5 R6 和 D1 传到 RSENSE电阻上 RSENSE上的电压约为 2V 由 R5 R6 RSENSE分压而得 这个电压可以 被微控制器识别为输出关闭时的空载情况 在输出打开时 或者 CS DIS 信号为高电平 R6 D1 会被打开的晶体管 T1 短路到地 图 32 模拟 HSD 输出关闭时的空载检测电路 3 10 3 10 输出关闭时的空载检测输出关闭时的空载检测 M0 5EnhancedM0 5Enhanced HSDHSD 图 33 模拟 HSD 关闭时的空载检测 M0 5Enhanced M0 5 高边驱动器硬件设计指南 36 4 4 数字状态的输出数字状态的输出 4 1 4 1 数字数字 HSDHSD 诊断诊断 数字 M0 5 器件的诊断基于 STATUS pin 的逻辑电平 下表以 M0 5 与 M0 5Enhanced 对比的形式 概括了所有的失效情况 STATUS 信号的变化和推荐的 诊断判断 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 37 表 9 数字 HSD 诊断 图 34 数字 HSD 诊断 时序 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 38 5 5 开关感性负载开关感性负载 对感性负载 例如继电器 电磁阀 马达 进行开关切换时 可以产生比稳态值高很多倍 的瞬态电压 例如关闭一个 12V 的继电器线圈可以轻易产生一个好几百伏的负电压脉冲 M0 5 M0 5E 高边驱动器能够很好地驱动这种类型的负载 而且很多情况下都不需要外围的保护电 路 然而是否需要加外围保护电路 取决于每个器件的极限参数 M0 5 M0 5E 驱动器有一个吸引人的特性 就是它具有相对较高的输出电压钳位 这会使得 感性负载的消磁更快 这一章的目的是简单地介绍如何校验消磁的情况 如何根据给定的负载 选择合适 HSD 和外围钳位电路 如果有需要 5 1 5 1 打开瞬间的情况打开瞬间的情况 图 35 感性负载 HSD 打开 当 HSD 打开感性负载时 负载电流会以 L R 为时间常数而逐渐增加 而不是立刻达到最终的电流 诊断软件应该考虑到这个情况 防止误认为是空载情况 图 36 感性负载 打开举例 VNQ5E050AK L 260mH R 81ohm M0 5 高边驱动器硬件设计指南 39 5 2 5 2 关闭瞬间的情况关闭瞬间的情况 图 37 感性负载 HSD 关闭 HSD 关闭感性负载的情况如图 37 所示 电感会产生反电动势以维持电流原来的方向和大小 这个 电压 叫做消磁电压 由 HSD 的钳位电压和电源电压决定 Equation 1 VDEMAG VBAT VCLAMP 13V 46V typ 负载电流会以指数形式衰减 当 R 0 时为线性形式 直到衰减至零 将存储在电感里面的能量 全部消耗在 HSD 和负载电阻上 因为 HSD 输出钳位电压与 VBAT pin 有关 HSD 消耗的功率会随着电池电压的增加而增加 电池 HSD 和负载是串联的 因此电池的能量会随着其电压的升高而增大 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 40 5 2 1 5 2 1 计算计算 HSDHSD 的能耗的能耗 HSD 所消耗的能量是通过对 MOSFET 实际的功耗在消磁时间内进行积分所得 要将上式积分 我们需要知道电流响应 iOUT t 和消磁时间 TDEMAG IOUT t 可以通过有名的 R L 电路 电流响应公式得到 这里考虑初始电流为 I0 最终电流为 VDEMAG R Iout 0 见图 37 电流为零时的时间为消磁时间 将 iOUT t 0 代入上式 得到 将 TDEMAG 和 iOUT t 代入上面的积分公式 可以得到 HSD 消耗的能量 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 41 5 2 2 5 2 2 计算举例计算举例 这个例子说明如何用上面的公式来计算消磁时间和 HSD 能耗 条件 条件 电池电压 VBAT 13 5V HSD VNQ5E050AK E 钳位电压 VCLAMP 46V M0 5 M0 5E 的典型值 负载电阻 R 81ohm 负载电感 L 260mH 负载电流 关闭前 I0 VBAT R 167mA 步骤 1 用等式 1 计算消磁电压 第 38 页 步骤 2 用等式 2 计算消磁时间 第 39 页 步骤 3 用等式 4 计算 HSD 的功耗 第 39 页 步骤 4 测量 与理论值比较 见下一页的示波器截图 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 42 图 38 感性负载 关闭举例 VNQ5E050AK L 260mH R 81ohm 用示波器的数学函数功能测量 HSD 消耗的消磁能量 第一个函数 F1 表示 HSD 上的功耗功率 VBAT VOUT IOUT 第二个函数 F4 表示 HSD 消耗的总能量 对 F1 的积分 从示波器中可以看到测量值与理论计算值非常接近 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 43 5 3 5 3 选择合适的选择合适的 HSDHSD 虽然器件受到内部消磁保护电路的保护 但是其容许的能耗是有限制的 所以设计应用时必须对其 进行考虑 有两个主要的原因可以导致器件失效 1 消磁时温度急速上升 由电感决定 不均匀的能量分布导致出现热点 从而使器件在某一次 冲击时失效 2 如 Coffin Manson 法则所述 器件正常工作的寿命会受到快速热冲击的影响 产生 60K 以上温 升的消磁能量如果反复作用在器件上 便会缩短器件的寿命 因此设计时要遵循两个原则 1 器件必须能够承受该电感能量的冲击 2 在反复脉冲输出的情况下 关闭时温度冲击的平均值不能超过 60K 为了满足这些原则 设计者必须算出关闭时 HSD 的能量消耗 然后将计算结果与 datasheet 的参数 进行对比 参考下面的例子 5 3 1 5 3 1 举例 举例 VND5E160AJVND5E160AJ 继电器继电器 这个例子的目的是评价 VND5E160AJ 能否在以下条件下安全地驱动一个继电器 电池电压 VBAT 16V HSD VND5E160AJ o钳位电压 VCLAMP 46V M0 5 M0 5E 的典型值 继电器 NVF4 4C Z60a o电阻 R 62ohm 40 C Note 1 o电感 线圈没通电 L 260mH Note2 负载电流 关闭前 I0 VBAT R 258mA Note1Note1 继电器的 datasheet 上给出线圈在 20 C 时的电阻 但考虑最坏情况我们应该以 40 C 时的电 阻进行计算 Note2Note2 并不是所有的继电器 datasheet 都说明线圈的电感 这种情况下可以通过测量得到电感值 插 入了动铁芯的线圈 继电器通电 电感值比没插入动铁芯 继电器没通电 的要大 电感测量应该对通 电的继电器 插入动铁芯 进行 因为这样接近实际使用情况 一个 12V 的汽车继电器的电感值通常在 200 800mH 的范围内 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 44 步骤步骤 1 1 用等式 1 计算消磁电压 第 38 页 步骤步骤 2 2 用等式 2 计算消磁时间 第 39 页 步骤步骤 3 3 用等式 4 计算 HSD 的功耗 第 39 页 步骤步骤 4 4 HSD datasheet 分析 VND5E160AJ Datasheet 里面 I L 图表说明了最大的消磁能量 图 39 表示在 RL 0 VBAT 13 5V 的情 况下最大的关闭电流与电感的关系 这些条件与我们例子中的条件有所不同 RL 62 ohm VBAT 16V 而且没有包括电感为 260mH 的情况 图 39 最大关闭电流 vs 电感 VND5E160AJ 这样可以方便地将 I L 曲线转化为 E L 曲线 只要在 RL 0 VBAT 13 5V 的条件下用等式 5 就可 以方便地算出 E L 曲线 见下图 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 45 图 40 最大消磁能量 VND5E160A 曲线 A 表示器件能够承受的单脉冲能量 第二个具有相同能量的脉冲就能损坏该器件 曲线 B 和 C 表示保证结温变化量在 60K 以下的最大的能量 将步骤 3 算出的能量值 9 9mJ 260mH 放入上图中 可以看到该结果完全在安全区域 虽然能量 曲线只画到 100mH 电感的地方 但算出来的能量值已经低于 100mH 时的极限能量值 步骤步骤 5 5 测量 校验计算值 见下一页的示波器截图 M0 5 高边驱动器硬件设计指南 46 图 41 消磁能量测量 VND5E160AJ 继电器 260mH 测量的能量比计算出来的值要小 测量值为 4 6mJ 计算值为 9 9mJ 造成这个差异的一个原因 是测量时的环境温度使线圈电阻比计算条件的 40 C 时电阻约大 25 另