文献翻译——直流电压电流源的高频软开关DC-DC变换器

第1页外文文献资料High-FrequencySoft-SwitchingDC-DCConvertersforVoltageandCurrentDCPowerSourcesAbstract:ThepaperpresentssoftswitchingPWMDC-DCconvertersusingpowerMOSFETandIGBT.Theattentionisfocusedmainlyonthefull-bridgeconverterssuitableforhighpowerapplications.ThepropertiesofthePWMconvertersaredescribedincomparisontoothercategoriesofsoftswitchingconverters.AnoverviewoftheswitchingtechniquesusingintheDC-DCconvertersisincluded.Considerationsarealsogiventothecontrolmethods.TheprinciplesoftheswitchingandconductionlossesreductioninthePWMconvertersareillustrated.Varioustypesofsnubbercircuitsarementionedandtheiroperationandlimitationsarediscussed.Keywords:DC-DCconverter,PWMconverter,softswitching,snubber1.IntroductionOneofthemajortrendsinpowerelectronicsisincreasingtheswitchingfrequencies.Theadvancesinsemiconductorfabricationtechnologyhavemadeitpossibletosignificantlyimprovenotonlyvoltageandcurrentcapabilitiesbutalsotheswitchingspeed.Thefastersemiconductorsworkingathighfrequenciesresultinthepassivecomponentsoftheconverterscapacitors,inductorsandtransformersbecomingsmallertherebyreducingthetotalsizeandweightoftheequipmentandhencetoincreasethepowerdensity.Thedynamicperformanceisalsoimproved.Thisfrequencyelevationisresponsibleforthegrowingimportanceofpulse-widthmodulationontheonehandandfortheuseofresonanceontheotherhand.Anotherimportanttrendresidesinreductionofvoltageandcurrentstressesonthesemiconductorsandlimitationoftheconductedandradiatednoisegeneratedbytheconvertersduelargedi/dtanddu/dt.Boththeserequirements,sizeandnoise,areminimizedifeachswitchinaconverterutilizessoftswitchingtechniquetochangeitsstatus.Theconvertertopologiesandtheswitchingstrategies,whichresultinsoftswitching,arediscussedinthispaper.第2页2.PWMDC-DCConverters2.1.PowerStagesofthePWMDC-DCConvertersThefull-bridgeandhalf-bridgeconvertersshowninFig.1andFig.2aremostlyusedinhighpowerapplications.Pulsesofoppositepolarityareproducedontheprimaryandsecondarywindingsofthetransformerbyswitchingofthetransistor.Inaconnectionwiththehalfbridgeinverter,thecapacitorsCd1andCd2establishavoltagemidpointbetweenzeroandtheinputdcvoltage.Theinputvoltageisequallydividedbetweenthecapacitors.Therelationshipbetweentheinputandoutputvoltageforthehalfbridgeis（1）DNVd120andforthefullbridgeis（2）d120wheredutycycleD=ton/Tand010kW)applicationswhereIGBTarepredominantlyusedasapowerswitches1,3,4,10,12,22.TheoperatingfrequencyofIGBTisnormallylimitedto20-30kHzbecauseoftheircurrenttailingproblem.TooperateIGBTathigherswitchingfrequencies,itisrequiredtoreducetheturn-offswitchinglosses.ZVSwithsubstantialexternalcapacitororZCScanbeasolution.TheZCS,however,isdeemedmoreeffectivesincetheminoritycarriersaresweptoutbeforeturningoff.Thezero-voltagezero-currentswitching(ZVZCS)PWMconvertersarederivedfromthefull-bridgephase-shiftedzero-voltage(FB-PS-ZVS)PWMconverters.ThePS-ZVSPWMconverterisoftenusedinmanyapplicationsbecausethistopologypermitsallswitchingdevicestooperateunderzero-voltageswitchingbyusingcircuitparasiticssuchatransformerleakageinductanceanddevicesjunctioncapacitance.However,becauseofphase-shiftedPWMcontrol,theconverterhasadisadvantagethatcirculatingcurrentflowsthroughatransformerandswitchingdevicesduringfreewheelingintervals(Fig.4,Fig.7).Thecirculatingcurrentisasumofthereflectedoutputcurrentandtransformerprimarymagnetizingcurrent.Duetocirculatingcurrent,RMScurrentstressesofthetransformerandswitchingdevicesarestillhighcomparedwiththatoftheconventionalhard-switchingPWMfull-bridgeconverter(Fig.1).Todecreasethecirculatingcurrenttozeroandthustoachievezero-currentswitchingforlaggingleg,varioussnubbersand/orclampsconnectedmostlyatsecondarysideoftransformerareapplied.Theprinciplebyusingallofthesnubbbersand/orclampsistosecuredisconnectionofthetransformersecondaryside,asitisverysimplifiedshowninFig.16.Itisusuallyrealizedbyapplicationofthereversebiasforthesecondarysiderectifierwhentransformersecondary第11页voltageinthefreewheelingintervalbecomeszero.Theoutputrectifier(D5,D6)isthenreversebiasedandthesecondarywindingsofthetransformerareopened.Figure16PrincipleoftheZVZCSconverteroperationTherefore,bothprimaryandsecondarycurrentsofthetransformerbecomezero.OnlyalowmagnetizingcurrentcirculatesduringfreewheelingintervalasshowninFig.17.Thus,theRMScurrentofthetransformerandswitchesareconsiderablyreducedinthefreewheelinginterval.Hence,theconverterachievesnearlyzero-currentswitchingforthelaggingleg(transistorsT2,T3)duetominimizedcirculatingcurrentduringintervaloflagginglegtransitionandachieveszero-voltageswitchingforleadingleg(transistorsT1,T4)duetoreflectedoutputcurrent(IO/p=IP,p=Np/NS)duringtheintervalofleadinglegtransition.Severalpassiveandactivesnubberandclampcircuitsweredevelopedtoresolvetheproblemconcerningtheresettingtheprimarycurrentofthetransformertoachievezero-currentswitchingoftheswitchesinthelagginglegoftheconverter21.AnexampleofZVZCSPWMconverterisshowninFig.18.ZVSoftheleadinglegisachievedbythesamemannerasthatoftheZVSfull-bridgePWMconverter,whiletheZCSofthelagginglegisachievedbyresettingtheprimarycurrentduringfreewheelingperiodbyusingactiveclampinthesecondaryside,whichneedsanadditionalactiveswitch.Oscillogramofthecollector-emittervoltageuCE2andcollectorcurrentiC2inthelagginglegatturnonandturnoffisshowninFig.19.Thetransistoristurned-onatzerovoltageandturned-offatzerocurrent.Thecirculatingcurrentdoesnotoccur,onlynegligiblemagnetizingcurrentflowsduringfreewheelingintervalthroughprimarywindingoftransformer.ThiscombinationofswitchingisveryeffectiveforIGBTtransistors,whichhaveproblemsatturn-offduetotailcurrenteffect.TheconverterinFig.18isoperatingverywellatnominalload,butitisnotcapableoperatingoverwideloadrange(fromno-loadconditionstoshortcircuit)withzero-voltageorzero-currentswitchingforallpowerswitches.第12页Figure18ZVZCSDC-DCPWMconverterTransistorvoltageuCE2andcurrentiC2inthelagginglegatturnonandturnoffInordertoachievesoftswitchingatno-loadconditionsandatshortcircuittheauxiliarycircuitsareneeded.TheexampleofsuchpatentedarrangementisshowninFig.207,22.TheauxiliarytransformerTR2isthemainpartoftheauxiliarycircuitsinthisconverter.ThetransformerTR2shouldhaveconsiderablylargeair-gaptoensuresufficientlyhighmagnetizingcurrentim2andatthesametimetopreventcoresaturation.Thesaw-toothmagnetizingcurrentim2ensuresthezero-voltageturn-offofthetransistorsT1,T4notonlyatlightloadbutalsoatno-loadconditions.Simultaneously,chargingordischargingofthecapacitorsC1,C4bymagnetizingcurrentim2avoidshighcurrentspikesattransistorsT1,T4turn-onatlightloadandno-load.Inordernottoloosethezero-currentturn-offofthetransistorsT2,T3atshortcircuit,itisnecessarytochargeupthecapacitorCstotheratedvalueofthevoltage.ThecapacitorCscanbechargedfromtherectifierGB1,whichisconnectedtothesecondarywindingoftheauxiliarytransformerTR2.Softswitchingandreductionofcirculatingcurrentsforfullloadrangeareachievedinthisconverter.Theconverterisespeciallysuitedforapplicationwhereshortcircuitandno-loadarenormalstatesoftheconverteroperation,e.g.arcwelding.ConclusionPrinciplesofthezero-voltageandzero-currentswitchinginPWMfull-bridgehigh-frequencyconvertersaredescribed.Theoverviewanddivisionoftheprospectivesoft-switchingPWMconvertersforhighpowerapplicationispresented.第13页中文翻译稿直流电压电流源的高频软开关DC-DC变换器【摘要】：本文介绍了软开关PWMDC-DC转换器使用电源MOSFET和IGBT。主要介绍了全桥转换器在高功率中的应用。通过与其他类型的软开关技术的比较，介绍了PWM变换器的性能。介绍了开关技术在DC-DC转换器中的使用。同时也考虑到控制方法。阐明了开关原理和在PWM变换器中减少开关损耗。提到了各种类型的缓冲电路并讨论了它们的操作和局限性。【关键词】：DC-DC转换器，PWM变换器，软开关，缓冲器1.引言在电力电子技术的主要发展趋势之一是增加开关频率。半导体制造技术的进步不仅可以显着提高电压和电流而且还提高了开关速度。工作在更高频率的半导体使转换器的无源元件-电容，电感,变压器变得越来越小，从而降低设备总的大小和重量，从而提高功率密度。动态性能也有改善。这个频率的提高一方面是因为脉冲宽度调制日益成熟，另一方面是利用谐振技术。另一个重要的趋势是半导体上的电压和电流应力减少和转换器较大的di/dt和du/dt所产生的传导限制和辐射噪声。这两个要求，尺寸和噪音可以最小化，如果每一个开关转换器采用软开关技术以改变其策略。该转换器拓扑结构和切换策略，是本文中讨论的软开关的原因。2.PWMDC-DC转换器2.1.PWMDC-DC变换器功率级全桥和半桥转换器如图1和图2大多用于高功率的应用。开关晶体管会在变压器的一次和二次线圈产生极性相反的脉冲。在一个半桥式逆变器中连接的电容CD1和CD2建立零和输入直流电压的中点。电容器之间的输入电压相等。半桥和全桥的输入和输出电压之间的关系分别是：（1）DNVd120第14页（2）DNVd120比较全桥（FB）的转换器和半桥（HB）转换器在相同的输入和输出电压和额定功率需要以下反过来的比例：(3)FBHBN1212假设变压器的励磁电流在两个电路是可以忽略不计可忽视通过输出滤波电感的电流纹波，晶体管电流IC为(4)FBHBICI2图1全桥变换器图2半桥变换器在这两个转换器中，输入电压U通过整个开关晶体管。然而，他们在半桥转换器中需要高达两倍的电流。因此，在高功率应用中，使用一半以上的全桥减少并联的晶体管数量可能是有利的。2.2.全桥转换器的PWM策略用于硬盘驱动器的常规控制图如图3。晶体管（T1，T2）和（T3，T4），在选择开关第15页频率时成对切换，交替放置变压器的初级在整个输入相同的时间间隔ton供应U。最大占空比是50（D=0.5）。这种开关模式的缺点是，当所有四个开关关闭时，储存在电力变压器的泄漏电感和开关设备结电容中的能量会引起强烈的震荡。图3传统的PWM硬开关转换器的波形在图4的控制计划几乎与以前一样，除了在第一条桥臂（晶体管T1，T4的）占空比是恒定的（D=0.5），而在第二桥臂（晶体管T2，T3）是可变的，在一个零和50之间的范围内。图4采用改进PWM控制的转换器的波形也可以通过相位控制控制输出电压，如图5.两个桥臂（晶体管的T1，T4和T2，T3）都有50的占空比变化，并且两桥臂之间的相移也是控的。当两桥臂同相时，应用于变压器上的的差分电压是零，获得的直流输出电压也为零。当两桥臂相位相反时，应用于变压器的差分电压和输出电压也是最大的。3.软开关PWM变换器软开关PWM变换器被定义为整流器拓扑结构和零电压或零电流开关开通策略的组合。这种类型的软开关变换器在文学中被称为不同的名称。他们也被称为伪谐振，准谐振，谐振过渡，夹住电压拓扑结构和其他。在这些转换器的谐振过渡仅在很短的切换时间间第16页隔内起作用。输出电压通常是恒定开关频率PWM控制。软开关PWM变换器可分为如下：1.零电压开关PWM变换器2.零电流开关PWM变换器3.零电压零电流开关PWM变换器这种分类进一步解释。图5采用移相PWM控制的转换器的波形3.1.零电压开关PWM变换器该变换器缓冲器由电容C1-C4和电感Lr组成，这分别代表晶体管和二极管的输出电容和变压器的漏感。变换器采用移相PWM技术控制，当与晶体管（MOSFET或IGBT）反并联的二极管导导通时晶体管是导通的。由于晶体管的电压在整个开通过程中会变为零，在开通时开关损耗不会发生。在开启利用小型缓冲电容器C1-C4的关断损失有明显减少。如果晶体管的关断时间足够快，那么晶体管完全关闭切换前集电极的电压上升显着高于零，因此，可以忽略不计关断时产生的开关损耗。图8全桥ZVSPWM变换器利用小型缓冲电容器C1-C4的关断损失有足够减少。如果晶体管的关断时间是足够第17页快，那么在集电极电压上升显著高于零之前晶体管将完全关闭，因此，可以忽略不计关断产生的开关损耗。IGBT晶体管关断过程中的细节在领先的腿的转换器如图11所示。给晶体管平行的并联缓冲电容器，关断损耗会显着降低。零电压转换器具有较低的初级侧开关损耗和产生的电磁干扰。然而，如果用一个理想的PWM全桥拓扑结构的硬开关传导损耗会增加。在轻负载时，漏感能量不足以以确保零电压开关转换器的滞后腿。这个临界的负载条件也是一个功能的线路条件。最坏的情况是当需要更多的电容能量时输入电压会很高。图10开关（晶体管MOSFETT2和其寄生二极管D2）另一个原因是从T1时刻导通到T4时刻关断断延迟时间，反之亦然。如果延迟时间td太短，那么设备的电容不能完全放电。但是，如果延迟时间TD2（图5，图10）太长，电容电压将达到顶峰，继续共振和下降。幸运的是，峰值充电的时间是相对独立的输入电压和负载条件并且等于四分之一的LRC时间常数。二次侧二极管在零电流时切换。这将导致由二极管电容和变压器的漏感相互作用产生的开关损耗和噪声。通常需要额外的缓冲电路，防止二极管的过电压应力。为了消除上述缺点而派生的很多零电压PWM变换器发展的越来越成熟。改善的代价通常是转换器拓扑结构更复杂。3.2.零电流开关PWM变换器零电流开关PWM变换器可以由零电压PWM变换器通过对偶原理得到14。全桥零电流PWM（FB-ZCS-PWM）转换器的设计图如图12所示，LR是谐振电感CR是谐振电容。在这个电路中，可以利用变压器的漏感，整流器的结电容和变压器绕组电容。类似的全桥零电压开关PWM变换器，全桥零电流开关PWM变换器在恒定的开关频率还使用移相控制，以实现所需的转换器操作。第18页图13全桥零电流开关PWM变换器的理想化波形开关必须有反向电压阻断能力。该开关可实现阻断与IGBT或MOSFET反向串联的二极管和IGBT的反向电压的能力。一个重要的优势是电路整流二极管不遭受因零电压开关整流换相的反向恢复问题。此功能使转换器在高输出电压中得到广泛应用，例如功率因数校正电路，整流器遭受严重的反向恢复问题时，传统的全桥零电压开关QRC的零电压PWM变换器技术被应用。在低压线路和重载时转换器的效率显着下降因为开关失去零电流开关的作用。图13和14分别表示开关的开启和关闭过程。一些双重特性的全桥零电压PWM变换器和全桥零电流的PWM。图14在开启和关闭时开关S1的电压和电流3.3.零电压零电流开关PWM变换器这种类型的转换器在以IGBT做电力开关的高电压，高功率（10千瓦）中广泛使用。由于关断电流问题IGBT的工作频率通常仅限于因2