电动车用无刷直流电机无位置传感器控制研究.doc

电动车用无刷直流电机无位置传感器控制研究 Matl abSi mul i nk建立了BLDCM(Brushl essDi rectCurrem Motor)控制系统的模块化仿真模型，并对该模型进行了转速、电流双闭环串级控制系统的仿真。 仿真结果表明波形能较为理想的反映电机的动静态特性分析。 本文设计了以美国Cypress公司的PSoCTM为控制苎=片的无刷直流电机无位置传感器控制系统，搭建了样机平台进行实验验证，实验证明本控制系统具有结构简单，适应性强等优点。 关键词无刷直流电机，无传感器控制，转子位置信息检测，零起动AB STRACTBrushl ess DC motor with permanentmagexci tati on，i nwhi ch el ectri calmutatori sused i nstead ofmechani cal，has thesame goodcharacteri stics ofspeedcontrolas traditi onalDC motorBrushless DC motorshave foundwi deappli cati ondue tothei rhigh powerdensi tyandease ofcontr01Moreover,the machines havehigh effi ci encyoverwi despeedrangeUsi ngsensorl ess controlcan notonlyreducethe manufacturing costof themotor,but al so extendthe li feof themotorAtpresent，sensorl esscontrol hasbee adevel opmenttrend of controltechni quefor brushl essDCmotorsThi sdi ssertati on makesaprehensivevi ewof theri si ng，devel opmentandpresentsituati onofcontroltechni queforbrushl ess DCmotor,and summarizes thepresentlevel andshortagesofsensorl esscontroltechniqueDependi ngon theresearchand development ofsensorl esscontrol ler usedinelectricbi cycleconcentrate onthetwokey point_rotor posi tiondetecti on，starti ngmethod，thi sdi ssertationresearches anddi scussesthe fol l owing problems in theoryand practice (1)Basedon theprinci pleof backel ectromotiveforce(EMF)zerocrossi ngtestingi nbrushl essdcmotor(BLDCM)，and analyzedtherel ationshi pbetweenthethree-phase vol tage andneutral voltagePutforward aki ndof hardwaredesi gnwhi chcanpl etelyrepl acehal lposi tionsensor in orderto overethe shorti ngs oftraditi onalsensorlesscontrolstrategi es，suchasl argeamountofcal culation，l owzerostart wasdesignedConducteda detail edanalysi sonsomekeyi ssusessuch as疗equency ofthePWM controloutputforthe rotorpre-position，the directi onofmotorrotati onand thecontrol led synchronousswitchi ngof themotor (4)The dynamicmodel ofbrushlessDCmotorisinvesti gated，andthe modularsi mulmi onmodeldependon theMatl abSi muli nkWasestabl ished，and simul atedwi thDoublel oopcascade contr01The simul ation waveformshows thatthesystem hasgooddynami candstati haracteri sticsThi sdesertati ongivesadesi gnofmotor controlsystembasedon PSoCTMmanufacturedbyCypressi nUS，and builta prototypepl atformThe experimentalresul tprovedthatthi sBLDCM controlsystemhavebroadprospectsforappl icati onwith itssi mplicity andsui tabilityKEY WORDSBrushlessDCmotor，sensorl esscontrol，rotor positiondetecti on，zerostarti ng目录摘要?一IABSTRACT?一III目录?V第一章绪论?l11课题背景和意义?l12电动车用直流电机研究的发展历程与现状现状?一2121无刷直流电机技术的发展?2122无传感器技术研究的发展历程?3123无传感器技术的研究现状?413本文研究的主要内容?一6第二章无刷直流电机工作原理及建模仿真?721无刷直流电机的组成结构及控制原理?7211无刷直流电机控制系统的组织结构?一821。 2无刷直流电机的控制原理?822无刷直流电机特性分析?9221无刷直流电机等效电路?9222无刷直流电机基本方程?10223无刷直流电机稳态分析?一13224无刷直流电机动态分析?1523无刷直流电机双闭环串级控制系统仿真?17231BLDCM本体模块?18232参考电流模块?20233电流滞环控制模块?2l234速度控制模块?22235三相电压逆变模块?22236转矩计算模块?23237仿真结果及仿真结果分析?24V24本章小结?25第三章无刷直流电机无传感器转子位置信息检测?2631转子位置信息检测方法比较?26311磁阻法?26312反电势法?-?26313磁通链变换法?27314电感法?2732无位置传感器转子位置信息检测方案?27321“反电势过零点法控制换相工作原理?28322转子位置检测电路设计与分析?29323硬件检测电路引起的相移分析及补偿?3133本章小结?。 ?32第四章无传感器控制的零初始速度起动?3341零初始速度起动方法比较?33411升频升压同步起动法?33412“三段式”起动法?34413检测脉冲转子定位起动法?3442零初始速度起动方案及实现?34421转子预定位阶段?35422转子“抖动”阶段?36423稳定运行阶段?3643新“三段式”法与传统方法的区别?3744本章小结?。 38第五章无刷直流电机无传感器控制系统软、硬件设计?一3951控制系统硬件电路总体结构?3952主控芯片PSoCTM?。 4053控制系统电源设计?4l54功率管驱动电路设计?4255负载电流采样及过流保护电路设计?44Vl551负载电流采样电路设计?44552过流保护电路设计?4556软件任务分析?45561软件总体结构方案?45562数字双闭环串级控制软件设计?一47563软件的转速计算?4757本章小结?48第六章试验结果及分析?4961系统测试结果及分析说明?4962反电势检测试验结果及分析说明?5063零起动试验波形分析?5264系统动态性能试验结果及分析?5365本章小结?54第七章结束语?5571本文的主要工作?5572工作展望?56参考文献?57攻读硕士期间发表的论文和参见科研情况说明?61致谢?63Vl I江苏大学硕士学位论文11课题的背景和意义第章绪论弟一旱瑁比随着社会的发展，我国汽车工业发展迅速，xx年我国汽车产销量突破1300万辆，同比增长创历年最高，中国成为世界第一汽车生产和消费国。 xx年我国汽车产销量双双突破1800万辆，不仅蝉联世界第一，且创全球历史新高。 而汽车工业的发展给我们的生活带来巨大变化的同时，人类也面临着石油危机、环境污染和交通堵塞等问题的困扰【。 而作为汽车主要能源的石油的需求量一直持续大幅度上升。 根据海关总署的统计数据，xx年中国石油净进口量已超过2亿吨，占石油消费总量的52。 据专家预测，未来中国的石油和天然气供应将出现更大的供需缺口，预计到2020年将达到61亿吨。 石油供应缺口将超过41亿吨【21。 目前为止，交通拥堵已经成为制约我国经济发展所面临的严重问题之一。 因此，在石油危机、环境污染和交通拥堵的强大压力下，节能减排、提高能源的利用效率已经成为我国当前社会的一项重要任务，解决城市交通问题也迫在眉睫。 而在此环境下，电动自行车以其小巧方便、节能、环保、占地面积小等特点，在我国深受广大消费者特别是工薪阶层、工人和农民的喜爱和欢迎，得到了迅速发展。 据不完全统计，xx年中国的电动自行车实现产值约700亿元。 目前，中国轻型电动自行车产销量占全球的90以上，己成为全球最大的电动车生产、消费和出口国。 预计到xx年，全国轻型电动自行车的保有量将达4000万辆，出口量将达800万辆，总产值将达到1500多亿元【4矧。 电动自行车之所以得到迅速发展，是由于其具有显著的优点。 首先，在同样的道路上骑行自行车，单位时间内可通过人的数量要比乘坐小轿车多很多；其次，电动自行车每天的耗电为1千瓦时左右，相对于汽车的高能耗来说，电动自行车可以称得上是节能的、绿色无污染的交通工具；第三，电动自行车摆脱了单纯对石油的依赖，而电力的途径很多，如核能、太阳能、风力、水力、氢动力(燃。 另外电动自行车还有一个特性，就是可以在晚上利用电力“谷底”江苏大学硕上学位论文时间充电，大幅度提高了电力资源的利用效率。 因此电动自行车行业的发展对于方便人们的出行、建设节能社会、国民经济的健康发展都能做出重大的贡献。 我国是传统的自行车消费大国，目前由于人民生活水平和对于代步工具要求的提高使得人民对电动自行车的需求量很大，如果有一半的自行车保有量被电动自行车所替代，则会产生一个巨大的市场空间，因此，电动自行车产业具有良好的发展前景和广阔的市场潜力。 12电动车用直流电机研究的发展历程与研究现状121无刷直流电机技术的发剧8郴1由于直流电动机具有运行效率高、调速性能好等优点，在我国被广泛用于电动自行车行业。 电动自行车行业起步阶段时所用电机主要为传统的有刷直流电机，但由于电刷的存在，带来了很多缺点，尤其是因为机械摩擦会产生噪声、火花、电磁干扰等，并且有刷直流电机的制造成本很高、难于维修保养，使得有刷电机的使用寿命大大减短，因此其使用范围受到了很大的影响。 针对传统有刷直流电动机的这些缺点，从20世纪30年代开始，就不断有人开始研究不用电刷换相转而以电子换相来代替机械换相的永磁无刷直流电机，但限于当时的大功率电子器件处于发展的初步阶段，找不到理想的电子换相元件，因而使得这种电机只能停留在实验室阶段，无法推广应用。 现代无刷直流电动机诞生的标志是在1955年，美国的DHarri son首次实现了用晶体管电子开关代替传统直流电动机的电刷。 但是，这种直流电动机没有起动转矩，仍然无法产品化。 随后，一大批科研人员集中于克服这一缺点的研究，终于借助于霍尔元件来实现换相的无刷直流电动机在1962年问世，实现了无刷直流电动机的产品化。 自20世纪70年代开始，随着电力电子器件技术的不断迅速发展，许多如GTR、MOSFET、IGBT等高性能的半导体功率器件相继问世，还有如钐钴、钕铁硼等高能永磁材料的出现，均为永磁无刷直流电机的广泛应用奠定了坚实的基础。 因此，永磁无刷直流电机凭借着其无换向火花、运行可靠、维护方便、结构简单、无损耗等众多优点，越来越广泛应用于电动自行车行业中，极大地促进了电动自行车行业的快速发展。 2江苏大学硕士学位论文由于要克服无刷直流电机无起动转矩的缺点，需要在电机上附加一个位置传感器，凭其输出的转子位置信号向逆变桥提供及时的换向信号，体现了无刷直流电机较之传统无刷直流电机具有很大的优势，但同时位置传感器的存在也给无刷直流电机的应用带来很多的缺陷与不便首先，要在电机上安装位置传感器必然会增加电机的体积、成本和工艺难度；其次，位置传感器基本上都存在一定程度的磁不敏感区因此会降低电机的运行可靠性；再次，传感器在安装时要保证其安装精度，否则会影响换相可靠性。 针对位置传感器给无刷直流电机所带来的这些缺陷与不便，无刷直流电机的无位置传感器控制成为了国内外较为热门的研究课题。 122无传感器技术研究的发展历程纠3】无传感器控制技术，具体来说就是通过跟踪电机相绕组中的相关变量的变化来实现电机换相控制，如定子根据电流、定子电压等可估算出转子的位置和速度，取代机械传感器获得转子信息。 Frus和Kuo最先提出了“波形检测的无位置传感器控制方法，他们通过对电流波形的分析，实现了基于电压源型控制器的变磁阻步进电机无位置传感器控制。 随后，有许多研究人员对此方法进行了研究。 近些年来，无位置传感器控制方法得到了迅速发展。 同时，“非直接位置检测”也取代了“波形检测”的方法。 德国的WMi esli nger在1968年提出了采用电容移相实现换流的方法，最早提出了问接位置检测的概念。 1976年，德国的RHani tsch等人在WMi esli nger研究的基础上开发出了利用数字式环绕分配器和过零点鉴别器组合来实现换相的无位置传感器的永磁无刷直流电机控制。 到1980年，HLehuy等人根据转子旋转时定子绕组中的感应电动势对应于转子位置的原理检测位置信息，即利用“反电势法”检测转子位置信息。 “反电势法具有原理简单，可操作性强，检测效果好等许多优点，在随后的无传感器控制研究中大多学者都是基于这种方法来检测转子位置信息。 KLi zuka等人在1985年第一次将微处理器用于无位置传感器的控制中，并且对利用“反电势法来检测转子位置信息的方案作了软件和硬件两方面的补充，从此无位置传感器的无刷直流电机控制进入到了一个新的领域。 随后，研究人员对“反电势法”作了变形，提出了以“端电压法”来间接检3江苏大学硕-上学位论文测转子的位置，通过检测各相端电压就可以计算出转子的位置。 “端电压法”直接检测各相端电压，易于检测，这就使得检测的外围电路更加简单，因此“反电势法也就更加实用了。 20世纪80年代末到90年代初，各国学者相继提出了各种间接转子位置检测方法，如定子磁链法、续流二极管法、电感测量法和电流电压方程法。 1994年有研究人员提出磁链法，其基本原理是通过对相电压和线电流信号的计算，得出定子绕组各相的磁链，再根据磁链来判断转子的位置信号。 这种方法的缺点是计算量大而复杂，对微处理器要求较高，但利用此种方法算出来的转子位置信号误差小，并且适用于较大的调速范围，分别用于正弦波和方波电动机，其对转子位置信息的检测效果比较理想。 近年来，有研究人员基于新的控制理论(直接转矩控制、如矢量控制、滑模变结构控制、模糊控制、参量自适应控制等)提出了利用卡尔曼滤波法和状态观测器法来实现对转子位置信息的检测。 其缺点是计算量非常之大。 随着实时控制的工业单片机和高速数字信号处理器DSP(Di gitalSi gnalProcessor)的大量出现，计算量大的问题也随之解决了，这些成果使得现代控制理论能够逐渐在实际中得到应用，比如模糊控制和神经网络控制法等。 123无传感器技术的研究现状目前，无刷直流电机无传感器控制技术还不能够用一种单一的控制技术同时适用于各种运行条件。 对于无刷直流电动机的无位置传感器控制，其关键是要能够获得准确的转子位置信息，但是BLDCM的优点在于其不需要向PMSM那样需要获得转子的连续位置信号，其只需要准确检测出电机换相时刻的转子位置信息即可。 近些年，国内外的研究人员提出了多种多样的转子位置信号检测方法，大致可分为卡尔曼法、位置函数法、电感测量法、反电势法、智能控制法、状态观测器法等检测方法【141。 这些方法的基本原则都是通过检测较容易获取的物理量如定子电压、电流等来计算获取转子的位置。 (1)卡尔曼(Kal man)法该方法通过检测端电压得到反电势，然后用卡尔曼算法在线递推出转子位置，从而确定定子绕组换流时刻【1引。 不过要保证位置检测的快速和准确性则必4江苏大学硕士学位论文需要快速实时的处理器才行。 (2)位置函数法借助于一个独立于转速的函数进行转子位置估算，在理论上可适用于整个转速范围1161，通过软件来完成算法，计算出转子位置，大大降低了硬件电路成本。 (3)电感测量法通过检测内嵌式无刷直流电动机绕组电感的变化来判断出转子位置，克服了“反电势法”的低速知EI厶匕FIl5，但是检测绕组电感值的难度非常大【17】。 (4)“反电势法”这是目前最常用的一种检测转子位置信号的方法，这种方法利用电机旋转时各相绕组内的反电势信号来控制电机换向，主要有以下几种方法。 1)反电势积分法通过对非导通相的反电势进行积分来获得转子位置信息，反电势积分自开路相反电势过零开始，设置一个门限对应于换向时刻用来截止积分信号，当积分达到一定阀值大小时认为换向时刻到，但其存在积分累计误差与阀值设置等问题。 2)反电势过零检测法反电动势过零点检测法实现简单，技术成熟，应用非常广泛，此方法的基本工作原理是在检测到各相反电势的过零点时刻延迟300电角度，既是对应的换相时刻。 但是存在相位延迟问题，需要对采集到的位置信号进行校正。 3)三次谐波检测法将电枢三相相电压简单叠加后，只有3次谐波及其奇数倍谐波由于同相而叠加，基次谐波和其他高次谐波都会相互抵消。 从而可以提取反电动势的3次谐波分量，以检测转子的位置【18-191，但是在电机为低转速时，检测到的三次谐波严重畸变，不能准确估计转子的位置。 4)续流二极管法这种方法实际上是反电动势过零点的间接检测，通过检测反并联于逆变器中的6个续流二极管中的不导通相绕组续流二极管的开关状态，间接检测电机反电势过零点。 此方法获得了更宽的调速范围，但是其外围检测电路比较复杂【捌。 (5)人工智能控制法智能法利用模糊控制和神经网络控制策略来建立相电压、电流和转子位置之江苏大学硕士学位论文间的关系，基于检测到的电压和电流信号通过神经网络的训练来估算出转子位置，取得很好的控制效果120。 22l。 (6)状态观测器法状态观测器可以通过易于检测的输入输出变量来估计系统的其它状态变量【231。 无刷直流电机的无位置传感器控制问题和状态观测器问题相类似，也是通过电流、电压等电机变量来求解电机转子位置，因此可以设想通过设计状态观测器来观测转子位置，从而实现无位置传感器控制。 国内外许多学者还提出了诸如电气稳态法【241，电流法【251，涡流法等其他一些无位置传感器控制理论和方法，但这些方法实现难度大。 13本文研究的主要内容目前，无刷直流电机的无位置传感器控制大多数采用传统的“三段式起动法，但传统“三段式”起动法存在着一些不足之处，特别是在电机负载较大的情况下，电机起动成功率往往较低。 本文在前人研究的基础上，以一台48V,350肌3相23对极无刷直流电动机作为研究对象，采用反电动势过零点检测方法，通过改进反电动势检测电路和无位置传感器的零起动方法，开发出了一款新型的无刷直流电机无位置传感器控制器。 论文的主要工作有以下几个方面l、研究分析了无刷直流电动机的本体结构、工作原理和动、静态数学模型，为控制器的设计打下了良好的基础； 2、分析了反电势过零点法检测转子位置信息的工作原理，设计了具体的反电势过零检测电路，并此方案需要解决的重点问题进行探讨； 3、针对反电势过零检测电路中造成的电机相位延迟问题，提出了具体的解决方案。 4、分析了传统“三段式零起动方案的工作原理及其利弊，提出新的“三段式零起动方案，并对该方法实施过程中的重要问题进行了分析和探讨； 5、针对无位置传感器无刷直流电机控制器的主要功能设计了外围硬件电路并对各部分的硬件电路作了详细介绍和分析； 6、搭建样机平台，进行实验验证。 6江苏大学硕上学位论文第二章无刷直流电机工作原理及建模仿真本章详细分析了无刷直流电机控制系统的工作原理，建立了电机不同工作状态下的数学模型，对无刷直流电机的工作特性作了分析。 通过建立与数学模型对应的电气模型，进行相关性能的仿真，从而对控制器的算法设计起到指导性作用，加快开发速度。 21无刷直流电机的组成结构及控制原理21I无刷直流电机控制系统的组织结构如图2 1、22所示为有霍尔传感器无刷直流电机的结构原理框图，其内部安装的霍尔传感器可以检测电机运行过程中的转子位置，图中虚线框所示电子换相部分替代了传统有刷直流电机的有刷换向【261。 一+。 一。 一。 +一+。 。 电予换相jI?一。 lf一?，II且训”乜“I，rI圳1V。 兀l一丫叫t位置信号处理卜-一位置传感器I无刷直流电动机图21无刷直流电动机的结构原理框图电动机奉体电子线路开关位置传感器兰兰三I赢翮图22无刷直流电动机的组成框图当无刷直流电机的某相定子绕组通以电流时，该电流产生的磁场与转子永久7江苏大学硕士学位论文磁钢产生的磁场相互作用产生转矩，驱动转子旋转。 霍尔位置传感器将电机转子的位置信号变换成电信号，控制电路对此电信号进行逻辑变换后产生驱动信号，驱动信号经驱动电路隔离放大后控制逆变器的功率开关管，使电机的各相绕组按一定的顺序工作。 212无刷直流电机的控制原理无刷直流电动机的控制电路分桥式和非桥式两种，按电机绕组结构分星形和三角型两种方式。 桥式星形接法的电机有转矩脉动小，输出转矩大等特点。 因此本文中无刷直流电机与驱动电路采用三相桥式星形结构H61，I作原理图如图23和24所示。 图23无刷直流电机的工作原理图当电机转子旋转到图24a)所示的位子时，转子位置传感器输出的信号经控制电路逻辑变换后驱动逆变器，使胁和VT6导通，电流从A相流入口相。 此时的定子磁动势为图24a)中所示凡。 由于定转子磁场的相互作用，使得电机转子顺时针转动。 当转子转过60。 电角度后达到图24b)所示位置时，转子位置传感器输出的信号经控制电路逻辑变换后驱动逆变器，使肠、VT2导通，电流从A相绕组流入C相绕组。 从图中可看出两个磁场的相互作用将会继续使得电机的转子顺时针转动。 通过对图24的分析可知逆变器开关每当转子在空间转过600电角度就会发生一次切换，在3600电角度周期中，转子受电磁转矩的作用始终沿顺时针方向连续旋转。 8江苏大学硕士学位论文从图24的前两个转子状态中可以得出在600电角度范围内，电枢绕组产生的合成定子磁场保持位置不变，而转子磁场则沿顺时针方向连续旋转。 当转子磁场在空间旋转600电角度到达图中下一状态所示位置时，R的位置才从前一状态跳跃到下一状态的位置。 由此可知，定子合成磁场在空间是一种跳跃式旋转磁场，步进角为600电角度。 每3600电角度为一个周期，每经过600电角度，电枢绕组就切换一次开关状态，其电枢合成磁场的状态也发生一次跃变。 因此，电机的电枢绕组合成磁场有六种磁状态，在每一状态下会有两相绕组导通，并且每相绕组的导通时间对应于转子旋转120。 电角度。 这种工作方式被称为两相导通星形三相六状态。 本文中即采用无刷直流电机的此种工作方式。 b)腑、V72导通，A、f相通电固xc)m、胁导通，及f相通电d)胁，VT4导通，及A相通电图24无刷直流电动机工作原理示意图22无刷直流电机特性分析221无刷直流电机的等效电路由于无刷直流电动机的气隙磁场、反电动势以及电流是非正弦的，采用直、交轴坐标变换己不是有效的分析方法。 因此我们直接利用电动机本身的相变量来9江苏大学硕士学位论文建立数学模型。 为了简明起见，现做如下假设【2711电动机的气隙磁场感应强度在空间呈梯形(近似为方波)分布；2忽略不计定子齿槽的影响；3忽略不计电枢反应对气隙磁通的影响4忽略电机中的磁滞和涡流损耗；5三相绕组完全对称；6忽略功率器件导通和关断时间的影响，功率器件的导通压降恒定，关断后等效电阻无穷大。 由于转子的磁阻不随转子位置的变化而改变，因此定子绕组的自感和互感为常数，则在上面简化条件下，得到无刷直流电机绕组的等效电路，如图25所示。 乩砺玖图25三相无刷直流电机等效电路222无刷直流电机的基本方程在无刷直流电机中，其基本物理量如反电动势、电枢电流等的表达式与电机的气隙磁场分布、绕组形式有密切的关系。 在永磁无刷直流电机中，气隙主磁通密度的分布波形如图26(a)所示，当定子绕组采用集中整距绕组转子且旋转速度为恒值时，定子每相绕组反电动势波形与磁通密度分布波形应该一致，为了简化分析，可将它近似为梯形波1461。 为了减小转矩脉动，反电动势波形的平顶宽度应大于1200电角度。 通常把相反电动势看成平项宽为1200电角度的梯形波，如图如图26(b)所示，三相绕组的反电动势依次相差1200电角度。 这种具有方波气隙磁感应强度分布、梯形波反电势的无刷直流电动机称为方波电动机。 方波电动机在控制时通常采用方波电流驱动，即与120。 导通型三相逆变器相匹配，由逆变器向方波电动机提供三相对称的、宽度为1200电角度的方波电流，且与电动势同相位。 江苏大学硕上学位论文Lu成J Lf州2石、3x2厂2iLLr1I石。 吐舶一舶3加俨(a)(b)图26无刷直流电动机气隙磁密及反电动势波形反电势的表达式设电枢绕组导体的有效长度为，导体的线速度为1，则单根导体在气隙磁场中感应的电动势为e=Bdve(21)y丝刀2pf旦(2一2)y=刀=Z口fLZ夕6060式中协一气隙磁感应强度。 17一电机的转速，单位为rmi n。 D一电枢直径。 r一极距。 P一电机的极对数。 如果电枢绕组每相串联匝数为职则每相绕组的感应电动势幅值为Eph=2耽(23)方波气隙磁感应强度对应的每极磁通为占=B60ti rl(24)其中讲为计算极弧系数。 将式(21)、式(22)和式(24)代人式(23)得到每相绕组感应电动势则线电动势的表达式为厶j生占n15翻(25)江苏大学硕上学位论文E=勘2去占刀=巴占刀式中，G为电势常数，G三堡15a, 二、电枢电流(26)为了简化分析，假设不考虑开关器件动作的过度过程，并忽略电枢绕组的电感，这样无刷直流电动机的电压方程可以简化为U一2U=E+2Lro(27)式中，4U一开关器件的管压降。 厶一电枢电流。 E一线电动势，即电机的反电动势。 由式(27)得厶U-2,U-E(28)2ro 三、电磁转矩在任一时刻，电机的电磁转矩由两相绕组的合成磁场和转子磁场相互作用产生，则电机的电磁转矩表达式如下兀一2Epd口堡(29)S2S2式中，Q为电机的机械角速度，Q=专孑则有兀竺占oC71J厶(210)y口式中，Cr为转矩常数竺,7-口j 四、转速将式(26)代人式(27)得U一2U一2厶h力=一C。 占空载转速为12(211)江苏大学硕上学位论文U-2AU一5口fU-2AU(212)n O=一=口fL厶C5pWao 五、电势系数与转矩系数电势系数为转矩系数为心墨c占卫形占(213)，15m骼丝c，J!旦JI口嬲l223无刷直流电机稳态分析机械特性(214)所谓机械特性，就是电机输出转速与输出转矩的关系。 该特性反映了系统的带载能力，该特性曲线与电机负载特性曲线的交点就是系统的稳态工作点。 由式(211)和式(214)可以得到永磁无刷直流电动机的机械特性U-2AU一生兀(215),=一_fe LZ(力占C,C7占由上式可见，无刷直流电动机的机械特性较硬，在不同的供电电压驱动下，可以得到如图27所示的机械特性曲线簇。 从图中可观察到，首先，随着输出转矩的增加，转速呈线性下降，这一特点表示了无刷直流电机输在负载变化时输出转速的稳定度其次，该特性曲线随着给定端电压的增大向上方线性平移，即通过改变端电压的值就可以改变电机的机械特性曲线，这一特性表明通过调压可以对无刷直流电机进行调速控制。 当转矩较大、转速较低时，流过开关管和电枢绕组的电流很大，这时，管压降A Ur随着电流增大而增加较快，并达到不能忽略的程度H61，使得加在绕组上的电压有所减小，致使无刷直流电机机械特性曲线在转矩增大的区域偏离直线向下弯曲。 131江苏大学硕士学位论文图27栅械特性曲线空载转速可由式(212)求出，而堵转转矩则为兄C7占厶CTU,-2AU占(216)2ro式中厶一堵转电流。 二、调节特性调节特性表示了调节电压与输出转速的关系，该特性曲线反映了系统的可控能力。 从本质上讲，调节特性曲线是将隐藏在机械特性曲线当中的可控特性表征出来【461。 根据式子(215)的变形，可以得到调节特性曲线，如图28所示。 图28无刷直流电机调节特性曲线根据式(28)、式(210)和斜率K，即从机械特性和调节特性可江苏大学硕士学位论文具有良好的调速控制性能，可以通过调节电源电压实现无级调速，使用调压调速的办法就可以很容易获得高质量的无级调速性能。 224无刷直流电机动态分析 一、电压方程忽略电枢反应对反电势的影响，并结合前面关于无刷直流电机等效电路的分析，可以得到无刷直流电机电枢绕组及逆变桥的等效电路示意图，如图29所示。 图29电枢绕组及逆变桥等效电路示意图由上图可得绕组的电压方程为三=菖虽墨f兰+基芝M尝AcJ丢|-竺hj+三(29)f三=喜。 昙三兰+三j彳M三三o石d兰+圣(22。 )江苏大学硕士学位论文 二、转矩及动力学方程无刷直流电动机的电磁转矩是由定子绕组中交变电流产生的磁场与转子永磁体本身的磁场相互作用而产生的。 其定子绕组产生的电磁转矩表达式为1兀=(eAi A+eei e+盯记)(221)Q式中，兀为三相绕组产生的合成电磁转矩；口为转子的机械角速度。 由于电磁转矩与电流成正比，反电势与转速成正比，控制无刷直流电机的转矩只要改变逆变器输出的方波电流的幅值即可。 在本文中无刷直流电机的驱动电流为方波，其反电势为标准梯形波，方波电流在每半个周期内的持续时间为1200电角度，与反电势波形的平顶部分的宽度严格同步，达到了最高的工作效率。 采用两相导通方式时，无刷直流电机在任何时刻只有两相绕组导通，并且两相电枢绕组串联，其电磁功率为R=eAi A+eBi B+eci c=皿磊(222)当不考虑电流换相影响时，其表达式为兀=PcQ=2B五Q(223)电机的运动方程为兀一死j df2+BQ(224)dt式中，J为电机的转动惯量死为负载转矩；召为阻尼系数。 三、无刷直流电机动态特性根据无刷直流电机工作原理，忽略换向过程的影响以及PWM调制等因素，在图29中，当乃和死同时导通时，电枢绕组A和B两相通电，C相关断，可得ic=O，i A=妇=f，且eA=一ea=e，可将式(219)变化得到电机动态电压方程为llA-枷=Ua=2ri A+2(LM)面d厶+2翻(225)设UA一枷为电压控制量叻，勋为电磁转矩系数，缸为反电势系数，则E=尼Q(226)兀=KrI(227)对以上各式进行拉氏变换可得16江苏大学硕士学位论文兀(s)一死(J)=JJQ(s)+BQ(s)U4s)=2r，(s)+2(tM)sJ(s)+2E(s)E (5)=KQ(s)(228)(229)(230)T4s)=屉，(J)(231)如图210所示为根据式(227)(230)得到的无刷直流电机动态模型。 t1210无刷直流电动机动态数学模型图中，电动机的输入量为直流母线电压，Q倒为电机机械角速度作为输出量，系统外部的扰动量作为负载转矩。 23无数直流电机双闭环串级控制系统仿真一直以来，研究人员都比较关注利用Matl ab进行说DdM建模仿真的方法，提出了很多的建模仿真方案。 例如，有研究人员提出采用节点电流法对电机控制系统进行分析，通过列写m函数，建立BLDCM控制系统仿真模型?】，这种整体建模的方法的缺点是由于在一个整体模型的基础上修改控制算法或建立复杂控制系统会显得很不方便。 于是又有研究人员提出在Matl abSi muli nk中构造独立的功能模块，利用模块的组合来进行BLDCM建模仿真【121。 该方法采用快速傅里叶变换(F盯)方法求取反电动势，使得仿真速度受到限制。 但该方法的优点在于其可观性好，在原有的建模的基础上添加、删除闭环或者改变控制策略都十分便捷。 本方案在Matl ab65的Si muli nk环境下利用Si mPowerSystemTool box23提供的丰富的模块库，基于BLDCM数学模型的分析，提出了一种简化的BLDCM控制系统建模方法，在Matl abSi muli nk中建立独立的功能模块，并对这些功能模块进行有机整合，搭建出无刷直流电机系统的仿真模型，图211为仿真系统17江苏大学硕上学位论文的设计框图。 整个系统包括BLDCM本体模块、参考电流模块、电流滞环控制模块、速度控制模块、电压逆变模块和转矩计算模块。 如图211所示，BLDCM建模仿真系统的控制方案为双闭环控制，其电流环由电流滞环跟随调节器构成，而速度环采用PI调节器。 并且根据模块化建模的思想建立了BLDCM控制系统的仿真模型，如图212所示。 图中所示的控制系统可以分为若干个功能独立的子模块，下面对各功能模块作如下介绍分析。 图211无刷直流电；l乙1MATLAB仿真结构图231BLDCM本体模块图21在整个控制系统的仿真模型中，无刷直流电机数学模型的基础上，江苏大学硕士学位论文BLDCM电压方程式、反电势方程(见式(219-,225)在Matl abSi muli nk中建立了如图213所示的BLDCM本体模块。 建立该模块之前要先行求取三相相电流，根据电压方程式需要先求取三相反电动势信号后才能求出三相电流信号。 而建模过程中，梯形波反电动势的求取比较困难。 若求取的反电动势波形不理想，则会造成一系列严重问题，甚至有可能造成换向失败，从而使得电机失控。 以下是求取反电势的三种主要方法，分别予以介绍。 傅立叶变换(EFT)法【281采用胛丁方法，将反电势波形中各次谐波叠加后即可得到反电势的近似波形，应用非常简单，但其缺点是计算量大，仿真速度会受到较大的影响。 有限元法【29J在变分原理的基础，将磁路等效模型与电磁场理论相结合，从而根据边界条件及微分方程求解有限元方程组，得到节点上的位函数，进而得到反电动势波形。 此法的优势在于其所求的反电动势精度高，脉动小，但同样具有方法太复杂、专业性太强等缺点。 分段线性法【30l一个运行周期为360。 电角度，每60。 电角度为一个换相阶段，因此总共有6个阶段。 在任意一个阶段中每相绕组的反电势波形都可近似表示为条线段，通过求出各相绕组在各个阶段中反电势近似线段的方程式即可求得无直流电机的理想反电势波形。 对以上各种方法的比较分析，分段线性法具有简单易行，精度高等优点，适在无刷直流电机的仿真建模中应用。 通过分段线性法求出的无刷直流电机理想19江苏大学硕士学位论文反电势波形如图214所示。 吃lI7删-，舶f=，6知艏副垆河。 ll。 型|l痧水彳|olI多图214理想反电动势渡形在图214中，运行周期根据转子位置的不同分为6个阶段O一-n-3，n3一2n3，2zd3-n，n-4n3，4n3-5J r3，57r3-2n。 在每一个阶段，都有两相分别处于反电势的最大值和最小值，还有一相处于换相阶段。 换相时反电势由正(负)的最大值沿斜线规律变化到负(正)的最大值。 同时根据反电势公式可知，反电动势的大小同转子的速度成正比关系，由此可根据转子位置和转速信号求取各阶段的反电势波形方程，由分段线性法得到的三相反电势波形函数如式(232)所示。 232