异步电动机调速系统.ppt

异步电动机调速系统 预备知识 1 旋转磁场 旋转磁场同步转速 如果是笼型转子异步电动机 则转子绕组与定子绕组大不相同 它是一个自己短路的绕组 在转子的每个槽里放上一根导体 每根导体都比铁心长 在铁心的两端用两个端环把所有的导条都短路起来 形成一个自己短路的绕组 如果把转子铁心拿掉 则可看出 剩下来的绕组形状象一个笼子 如图所示 第5章交流异步电机 2 绕线转子 如果是绕线转子异步电动机 则转子绕组也是按一定规律分布的三相对称绕组 它可以联接成Y形或 形 一般小容量电动机联接成 形 大 中容量电动机联接成Y形 转子绕组的三条引线分别接到三个滑环上 用一套电刷装置引出来 如图所示 2 转差率三相异步电动机只有在n n1时 转子绕组与气隙旋转磁密之间才有相对运动 才能在转子绕组中感应电动势 电流 产生电磁转矩 可见 异步电动机运行时转子的转速n总是与同步转速n1不相等 异步的名称就是由此而来的 通常把同步转速n1和电动机转子转速n二者之差与同步转速n1的比值称为转差率 也叫转差或者滑差 用s表示 即 5 1 第5章交流异步电机 转子磁动势当异步电动机定子绕组电流所产生的磁通 1在气隙中以同步转速n1旋转时 若转子转速为n 便以 n1 n 的相对转速切割转子三相绕组 于是在转子绕组中产生三相对称的感应电动势和电流 其频率为 转子三相对称电流也会产生圆形旋转磁动势Fr 其合成基波磁动势的幅值为 3 三相交流异步电动机的负载运行 5 2 4 异步电动机的等效电路 经过归算后 定子 转子的电动势方程式 磁动势方程式 励磁支路的电动势方程式 图5 1异步电动机T型等效电路 绕组归算 频率归算 5 三相交流异步电动机的功率和电磁转矩 同步电角速度 5 1三相异步电动机的机械特性及各种运转状态 一 物理表达式 异步机每极磁通 二 参数表达式 由于异步电动机的电磁功率为 分子分母同乘以 1 s 即得 由异步电动机的近似等效电路 得异步电动机的机械特性参数表达式 可得 则得 临界转差率 使 即可求得 最大转矩 由于 起动转矩 起动转矩倍数 三 人为机械特性 二 定子电路串联对称电抗 定子电路串联对称电抗一般用于笼型异步电动机的降压起动 以限制电动机的起动电流 电抗不消耗有功功率 而串电阻时电阻消耗有功功率 三 定子电路串联对称电阻 与串联对称电抗时相同 定子串联对称电阻一般也用于笼型异步电动机的减压起动 定子回路串入电阻并不影响同步转速n1 但是最大电磁转矩Te 起动转矩Tst和临界转差率sm都随着定子回路电阻值的增大而减小 五 制动运转状态 异步电动机可工作于回馈制动 反接制动及能耗制动三种制动状态 其共同特点是电动机转矩与转速的方向相反 以实现制动 此时 电动机由轴上吸收机械能 并转换为电能 四 电动运转状态 电动运转状态的特点是电动机转矩的方向与旋转的方向相同 回馈制动状态 当异步电动机由于某种原因 例如变多极及位能负载的作用 使其转速高于同步速度时 转子感应电动势反向 转子电流的有功分量也改变了方向 其无功分量的方向则不变 此时异步电动机既回馈电能 又在轴上产生机械制动转矩 即在制动状态下工作 也为负 与转速方向相反 异步电动机轴上输出的机械功率也为负 与直流电机相似 异步电动机的回馈制动还可用于正向回馈制动运行 例如电车下坡 或反向回馈制动运行 位能性负载 的拖动系统中 以获得稳定的转速 这时负载的势能转化为回馈给电网的电能 5 2交流调速的基本方法 转差功率消耗型异步电动机调速方法这类方法的共同特点是在调速过程中均产生大量的转差功率 并消耗在转子电路中 转差功率消耗型调速方法主要有改变定子电压调速法 转子电路串接电阻调速法等 一 改变定子电压调速异步电动机在同步转速n1和临界转差率sm保持不变的情况下 输出转矩与所加定子电压的平方成正比 因此 改变定子电压就可以改变其机械特性的函数关系 从而改变电动机在一定输出转矩下的转速 图5 3异步电动机调压调速的机械特性 对于恒转矩调速 如能增加异步电动机的转子电阻 如绕线转子异步电动机或高转差率笼型转子异步电动机 则改变电动机定子电压可获得较大的调速范围 如图所示 但此时电动机的机械特性太软 往往不能满足生产机械的要求 且低压时的过载能力较低 负载的波动稍大 电动机就有可能停转 对于恒转矩性质的负载 如果要求调速范围较大 往往采用带转速反馈控制的交流调压器 以改善低速时电动机的机械特性 图5 4高转子电阻电动机在不同电压下的机械特性 闭环控制的变压调速系统及其静特性 采用普通异步电机的变电压调速时 调速范围很窄 采用高转子电阻的力矩电机可以增大调速范围 但机械特性又变软 因而当负载变化时静差率很大 开环控制很难解决这个矛盾 为此 对于恒转矩性质的负载 要求调速范围大于D 2时 往往采用带转速反馈的闭环控制系统 1 系统组成 2 系统静特性 3 系统静态结构 二 转子电路串接电阻调速这种方法只适用于绕线转子异步电动机 如图所示 变频调速系统原理框图 控制器 逆变器 电压 电流检测 转速 位置检测 给定 M3 变频调速 优点 不同转速时转差功率不变 转差损耗小 机械特性硬 调速范围宽 调速精度高缺点 变频装置成本较高 变频调速原理较复杂 5 3转差功率不变型异步电动机调速方法 变频调速的基本方式在异步电动机调速时 总是希望主磁通 m保持为额定值 这是因为如果磁通太弱 电动机的铁心得不到充分利用 是一种浪费 而如果磁通太强 又会使铁心饱和 导致过大的励磁电流 严重时甚至会因绕组过热而损坏电机 对于直流电动机 其励磁系统是独立的 只要对电枢反应的补偿合适 容易保持 m不变 而在异步电动机中 磁通是定子和转子磁势共同作用的结果 所以保持 m不变的方法与直流电动机的情况不同 根据异步电动机定子每相电动势有效值的公式 如果略去定子阻抗压降 则定子端电压Us Eg 即有 上式表明 在变频调速时 若定子端电压不变 则随着频率f1的升高 气隙磁通 m将减小 又从转矩公式可知 在相同的情况下 m减小势必导致电动机输出转矩下降 使电动机的利用率恶化 同时 电动机的最大转矩也将减小 严重时会使电动机堵转 反之 若减小频率f1 则 m将增加 使磁路饱和 励磁电流上升 导致铁损急剧增加 这也是不允许的 因此 在变频调速过程中应同时改变定子电压和频率 以保持主磁通不变 而如何按比例改变电压和频率 这要分基频 额定频率 以下和基频以上两种情况讨论 1 基频以下调速 要保持 m不变 应使定子端电压Us与频率f1成比例地变化 即 由最大转矩公式 其中 当f1相对较高时 因可忽略定子电阻Rs 这样上式可简化为 常数 由于Tmax KTTN 因此为了保证变频调速时电机过载能力不变 就要求变频前后的定子端电压 频率及转矩满足 上式表示 在变频调速时为了使异步电动机的过载能力保持不变 定子端电压的变化规律 对于恒转矩调速 因为TN T N 可得即对于恒转矩负载 采用恒压频比控制方式 既保证了电机的过载能力不变 同时又满足主磁通 m保持不变的要求 这说明变频调速适用于恒转矩负载 常数 下面分析恒压频比控制变频调速时 异步电动机的人为机械特性 因为Us f1 常数 故磁通 m基本保持不变也近似为常数 此时异步电动机的电磁转矩可表示为 由于Us f1 常数 且当f1相对较高时 可看出 不同频率时的最大转矩Tmax保持不变 所对应的最大转差率为 不同频率时最大转矩所对应的转速降落为 因此 恒压频比控制变频调速时 由于最大转矩和最大转矩所对应的转速降落均为常数 此时异步电动机的机械特性是一组相互平行且硬度相同的曲线 如图所示 但在f1变到很低时 也很小 Rs不能被忽略 且由于Us和Es都较小 定子阻抗压降所占的份额比较大 此时 最大转矩和最大转矩对应的转速降落不再是常数 而是变小了 为保持低频时电动机有足够大的转矩 可以人为地使定子电压Us抬高一些 近似地补偿一些定子压降 对于恒功率调速 由于保持恒定 则 即代入可得 由此可见 在恒功率调速时 如按常数控制定子电压的变化 能使电机的过载能力保持不变 但磁通将发生变化 若按常数控制定子电压的变化 则磁通 m将基本保持不变 但电机的过载能力保持将在调速过程中发生变化 2 基频以上调速 频率f1从额定频率f1N往上增加 若仍保持Us f1 常数 势必使定子电压Us超过额定电压UN 这是不允许的 这样 基频以上调速应采取保持定子电压不变的控制策略 通过增加频率f1 使磁通 m与f1成反比地降低 这是一种类似于直流电机弱磁升速的调速方法 设保持定子电压Us UN 改变频率时异步电动机的电磁转矩 由于f1较高 可忽略定子电阻Rs 故最大转矩为 其对应的最大转差与转速降落为常数 这样 保持定子电压Us不变 升高频率调速时 最大转矩随频率的升高而减小 而最大转矩对应的转速降落是常数 因此对应的机械特性是平行的 硬度也相同的 但频率越高 最大转矩越小 如右图所示 图5 9基频以上恒压变频调速的机械特性 基频以上变频调速过程中 异步电动机的电磁功率为 在异步电动机的转差率s很小时 由于上式中的Rs 均可忽略 即基频以上变频调速时 异步电动机的电磁功率可近似为 由于变频调速过程中 若保持Us不变 转差率s变化也很小 故可近似认为调速过程中Pm是不变的 即在基频以上的变频调速 可近似为恒功率调速 图5 10异步电机变压变频调速的控制特性 Us mN m 把基频以下和基频以上两种情况综合起来 可得到异步电动机变频调速控制特性 如图所示 变压变频控制特性 异步电动机的电动势Eg 气隙 或互感 磁通在定子每相绕组中的感应电动势 Es 定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势 Err 转子全磁通在转子绕组中的感应电动势 折合到定子边 异步电动机的磁通气隙磁通定子全磁通 简称定子磁通 转子全磁通 简称转子磁通 电机变频调速时是保持气隙磁通 定子全磁通 还是转子全磁通为额定值不变 都可以 基频以下电压电压补偿控制 由机械特性方程式可以看出 对于同一组转矩Te和转速n 或转差率s 的要求 电压Us和频率 1可以有多种配合 在Us和 1的不同配合下机械特性也是不一样的 因此可以有不同方式的电压 频率协调控制 图5 11异步电动机稳态等效电路和感应电动势 异步电动机等效电路 1 恒定子磁通控制 保持定子磁通恒定 定子电动势不好直接控制 能够直接控制的只有定子电压 按 补偿定子电阻压降 就能够得到恒定子磁通 常值 忽略励磁电流 转子电流 电磁转矩 临界转差率 临界转矩 频率变化时 恒定子磁通控制的临界转矩恒定不变 恒压频比控制时的转矩式 两式相比可知 恒定子磁通控制时转矩表达式的分母小于恒压频比控制特性中的同类项 当转差率s相同时 采用恒定子磁通控制方式的电磁转矩大于恒压频比控制方式 2 恒Eg 1控制 如果在电压 频率协调控制中 恰当地提高电压Us的数值 使它在克服定子阻抗压降以后 能维持Eg 1为恒值 基频以下 则无论频率高低 每极磁通 m均为常值 由等效电路可以看出 代入电磁转矩关系式 得 利用与前相似的分析方法 当s很小时 则 这表明机械特性的这一段近似为一条直线 当s接近于1时 可忽略式分母中的R2 2项 则 s值为上述两段的中间值时 机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡 整条特性与恒压频比特性相似 性能比较 对比可以看出 恒Eg 1特性分母中含s项的参数要小于恒Us 1特性中的同类项 因此 当s相同时 恒Eg 1控制方式的电磁转矩大于恒Us 1的控制方式 线性段范围更宽 将转矩公式对s求导 并令dTe ds 0 可得恒Eg 1控制特性在最大转矩时的转差率 和临界转矩 值得注意的是 在上式中 当Eg 1为恒值时 Temax恒定不变 如下图所示 其稳态性能优于恒Us 1控制的性能 这正是恒Eg 1控制中补偿定子压降所追求的目标 机械特性曲线 Temax 图5 12恒Eg 1控制时变频调速的机械特性 3 恒Err 1控制 如果把电压 频率协调控制中的电压再进一步提高 把转子漏抗上的压降也抵消掉 得到恒Err 1控制 那么 机械特性会怎样呢 由此可写出 代入电磁转矩基本关系式 得 这时的机械特性完全是一条直线 由此可见 只要能够按照转子全磁通幅值 mr Constant进行控制 就可以获得恒Err 1了 这正是矢量控制系统所遵循的原则 几种电压 频率协调控制方式的特性比较 a 恒压频比控制b 恒定子磁通控制c 恒气隙磁通控制d 恒转子磁通控制 图5 13异步电动机在不同控制方式下的机械特性 显然 恒Err 1控制的稳态性能最好 可以获得和直流电机一样的线性机械特性 这正是高性能交流变频调速所要求的性能 现在的问题是 怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的Err 1呢 按照电动势和磁通的关系 可以看出 当频率恒定时 电动势与磁通成正比 气隙磁通的感应电动势Eg对应于气隙磁通幅值 m 那么 转子全磁通的感应电动势Err就应该对应于转子全磁通幅值 rm 由此可见 只要能够按照转子全磁通幅值 rm Constant进行控制 就可以获得恒Err 1了 这正是矢量控制系统所遵循的原则 4 几种协调控制方式的比较 综上所述 在正弦波供电时 按不同规律实现电压 频率协调控制可得不同类型的机械特性 1 恒压频比 Us 1 Constant 控制最容易实现 它的变频机械特性基本上是平行下移 硬度也较好 能够满足一般的调速要求 但低速带载能力有些差强人意 须对定子压降实行补偿 2 恒Eg 1控制是通常对恒压频比控制实行电压补偿的标准 可以在稳态时达到 m Constant 从而改善了低速性能 但机械特性还是非线性的 产生转矩的能力仍受到限制 3 恒Err 1控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性 按照转子全磁通 rm恒定进行控制 即得Err 1 Constant而且 在动态中也尽可能保持 rm恒定是矢量控制系统的目标 当然实现起来是比较复杂的 要实现变频调速必须有专用的变频电源 随着新型电力电子器件和半导体变流技术 自动控制技术等的不断发展 变频电源目前都是应用电力电子器件构成的变频装置 下图所示为采用电力电子变频器供电的异步电动机变频调速系统 5 4电力电子变压变频器 从整体结构上看 电力电子变压变频器可分为交 直 交和交 交两大类 1 交 直 交变压变频器交 直 交变压变频器先将工频交流电源通过整流器变换成直流 再通过逆变器变换成可控频率和电压的交流 如下图所示 交 直 交PWM变压变频器基本结构 图5 14交 直 交PWM变压变频器 变压变频 VVVF 中间直流环节 恒压恒频 CVCF PWM逆变器 DC AC AC 50Hz 调压调频 C 5 5引言 直流电机的主磁通和电枢电流分布的空间位置是确定的 而且可以独立进行控制 交流异步电机的磁通则由定子与转子电流合成产生 它的空间位置相对于定子和转子都是运动的 除此以外 在笼型转子异步电机中 转子电流还是不可测和不可控的 因此 异步电机的动态数学模型要比直流电机模型复杂得多 在相当长的时间里 人们对它的精确表述不得要领 转速开环恒压频比控制调速系统 通用变频器 异步电动机调速系统 概述现代通用变频器大都是采用二极管整流和由快速全控开关器件IGBT或功率模块IPM组成的PWM逆变器 构成交 直 交电压源型变压变频器 所谓 通用 包含着两方面的含义 1 可以和通用的笼型异步电机配套使用 2 具有多种可供选择的功能 适用于各种不同性质的负载 系统介绍 不少机械负载 例如风机和水泵 并不需要很高的动态性能 只要在一定范围内能实现高效率的调速就行 因此可以只用电机的稳态模型来设计其控制系统 采用异步电机的稳态数学模型 为了实现电压 频率协调控制 可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案 这就是常用的通用变频器控制系统 1 系统组成 2 控制电路 工作频率设定 升降速时间设定 电压补偿设定 PWM产生 PWM变压变频器的基本控制作用 5 6转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统 0 问题的提出前节所述的转速开环变频调速系统可以满足平滑调速的要求 但静 动态性能都有限 要提高静 动态性能 首先要用转速反馈闭环控制 是否能够提高系统的动态性能呢 我们知道 任何电力拖动自动控制系统都服从于基本运动方程式提高调速系统动态性能主要依靠控制转速的变化率d dt 根据基本运动方程式 控制电磁转矩就能控制d dt 因此 归根结底 调速系统的动态性能就是控制转矩的能力 在异步电机变压变频调速系统中 需要控制的是电压 或电流 和频率 怎样能够通过控制电压 电流 和频率来控制电磁转矩 这是寻求提高动态性能时需要解决的问题 1 转差频率控制的基本概念 直流电机的转矩与电枢电流成正比 控制电流就能控制转矩 因此 把直流双闭环调速系统转速调节器的输出信号当作电流给定信号 也就是转矩给定信号 在交流异步电机中 影响转矩的因素较多 控制异步电机转矩的问题也比较复杂 将 按照恒Eg 1控制 即恒 m控制 时的电磁转矩公式 代入上式 得 令 s s 1 并定义为转差角频率 是电机的结构常数 则 当电机稳态运行时 s值很小 因而 s也很小 只有 1的百分之几 可以认为 sLlr Rr 则转矩可近似表示为 上式表明 在s值很小的稳态运行范围内 如果能够保持气隙磁通 m不变 异步电机的转矩就近似与转差角频率 s成正比 这就是说 在异步电机中控制 s 就和直流电机中控制电流一样 能够达到间接控制转矩的目的 控制转差频率就代表控制转矩 这就是转差频率控制的基本概念 2 基于异步电机稳态模型的转差频率控制规律 上面分析所得的转差频率控制概念是在转矩近似公式上得到的 当 1较大时 就得采用精确转矩公式 把这个转矩特性 即机械特性 可以看出 在 s较小的稳态运行段上 转矩Te基本上与 s成正比 当Te达到其最大值Temax时 s达到 sm值 图5 17恒气隙磁通控制的机械特性 取dTe d s 0可得 在转差频率控制系统中 只要给 s限幅 使其限幅值为 就可以基本保持Te与 s的正比关系 也就可以用转差频率控制来代表转矩控制 这是转差频率控制的基本规律之一 上述规律是在保持 m恒定的前提下才成立的 于是问题又转化为 如何能保持 m恒定 我们知道 按恒Eg 1控制时可保持 m恒定 在上图的等效电路中可得 由此可见 要实现恒Eg 1控制 须在Us 1 恒值的基础上再提高电压Us以补偿定子电流压降 如果忽略电流相量相位变化的影响 不同定子电流时恒Eg 1控制所需的电压 频率特性Us f 1 Is 如下图所示 不同定子电流时恒控制所需的电压 频率特性 O Us 1 Const Eg 1 Const 定子电流增大的趋势 上述关系表明 只要Us和 1及Is的关系符合上图所示特性 就能保持Eg 1恒定 也就是保持 m恒定 这是转差频率控制的基本规律之二 总结起来 转差频率控制的规律是 1 在 s sm的范围内 转矩Te基本上与 s成正比 条件是气隙磁通不变 2 在不同的定子电流值时 按上图的函数关系U1 f 1 Is 控制定子电压和频率 就能保持气隙磁通 m恒定 FBS 电压型逆变器 PWM M3 ASR 转差频率控制的转速闭环变压变频调速系统结构原理图 3 转差频率控制的变压变频调速系统 系统组成 控制原理 实现上述转差频率控制规律的转速闭环变压变频调速系统结构原理图如图所示 频率控制 转速调节器ASR的输出信号是转差频率给定 s 与实测转速信号 相加 即得定子频率给定信号 1 即 电压控制 由 1和定子电流反馈信号Is从微机存储的Us f 1 Is 函数中查得定子电压给定信号Us 用Us 和 1 控制PWM电压型逆变器 即得异步电机调速所需的变压变频电源 性能评价 转差角频率 s 与实测转速信号 相加后得到定子频率输入信号 1 这一关系是转差频率控制系统突出的特点或优点 它表明 在调速过程中 实际频率 1随着实际转速 同步地上升或下降 有如水涨而船高 因此加 减速平滑而且稳定 同时 由于在动态过程中转速调节器ASR饱和 系统能用对应于 sm的限幅转矩Tem进行控制 保证了在允许条件下的快速性 由此可见 转速闭环转差频率控制的交流变压变频调速系统能够象直流电机双闭环控制系统那样具有较好的静 动态性能 是一个比较优越的控制策略 结构也不算复杂 然而 它的静 动态性能还不能完全达到直流双闭环系统的水平 存在差距的原因有以下几个方面 1 在分析转差频率控制规律时 是从异步电机稳态等效电路和稳态转矩公式出发的 所谓的 保持磁通 m恒定 的结论也只在稳态情况下才能成立 在动态中 m如何变化还没有深入研究 但肯定不会恒定 这不得不影响系统的实际动态性能 2 Us f 1 Is 函数关系中只抓住了定子电流的幅值 没有控制到电流的相位 而在动态中电流的相位也是影响转矩变化的因素 3 在频率控制环节中 取 1 s 使频率得以与转速同步升降 这本是转差频率控制的优点 然而 如果转速检测信号不准确或存在干扰 也就会直接给频率造成误差 因为所有这些偏差和干扰都以正反馈的形式毫无衰减地传递到频率控制信号上来了 前节论述的基于稳态数学模型的异步电机调速系统虽然能够在一定范围内实现平滑调速 但是 如果遇到轧钢机 数控机床 机器人 载客电梯等需要高动态性能的调速系统或伺服系统 就不能完全适应了 要实现高动态性能的系统 必须首先认真研究异步电机的动态数学模型 第六章异步电动机的动态数学模型和坐标变换 异步电动机动态数学模型的性质 1 直流电机数学模型的性质直流电机的磁通由励磁绕组产生 可以在电枢合上电源以前建立起来而不参与系统的动态过程 弱磁调速时除外 因此它的动态数学模型只是一个单输入和单输出系统 输入变量 电枢电压Ud 输出变量 转速n 控制对象参数 机电时间常数Tm 电枢回路电磁时间常数Tl 电力电子装置的滞后时间常数Ts 控制理论和方法 在工程上能够允许的一些假定条件下 可以描述成单变量 单输入单输出 的三阶线性系统 完全可以应用经典的线性控制理论和由它发展出来的工程设计方法进行分析与设计 但是 同样的理论和方法用来分析与设计交流调速系统时 就不那么方便了 因为交流电机的数学模型和直流电机模型相比有着本质上的区别 2 交流电机数学模型的性质 1 异步电机变压变频调速时需要进行电压 或电流 和频率的协调控制 有电压 电流 和频率两种独立的输入变量 在输出变量中 除转速外 磁通也得算一个独立的输出变量 因为电机只有一个三相输入电源 磁通的建立和转速的变化是同时进行的 为了获得良好的动态性能 也希望对磁通施加某种控制 使它在动态过程中尽量保持恒定 才能产生较大的动态转矩 模型的非线性 2 在异步电机中 电流乘磁通产生转矩 转速乘磁通得到感应电动势 由于它们都是同时变化的 在数学模型中就含有两个变量的乘积项 这样一来 即使不考虑磁饱和等因素 数学模型也是非线性的 模型的高阶性 3 三相异步电机定子有三个绕组 转子也可等效为三个绕组 每个绕组产生磁通时都有自己的电磁惯性 再算上运动系统的机电惯性 和转速与转角的积分关系 即使不考虑变频装置的滞后因素 也是一个八阶系统 总起来说 异步电机的动态数学模型是一个高阶 非线性 强耦合的多变量系统 三相异步电动机的多变量非线性数学模型 假设条件 1 忽略空间谐波 设三相绕组对称 在空间互差120 电角度 所产生的磁动势沿气隙周围按正弦规律分布 2 忽略磁路饱和 各绕组的自感和互感都是恒定的 3 忽略铁心损耗 4 不考虑频率变化和温度变化对绕组电阻的影响 A B C uA uB uC 1 ua ub uc a b c 三相异步电动机的物理模型 物理模型无论电机转子是绕线型还是笼型的 都将它等效成三相绕线转子 并折算到定子侧 折算后的定子和转子绕组匝数都相等 这样 实际电机绕组就等效成下图所示的三相异步电机的物理模型 图中 定子三相绕组轴线A B C在空间是固定的 以A轴为参考坐标轴 转子绕组轴线a b c随转子旋转 转子a轴和定子A轴间的电角度 为空间角位移变量 规定各绕组电压 电流 磁链的正方向符合电动机惯例和右手螺旋定则 这时 异步电机的数学模型由下述电压方程 磁链方程 转矩方程和运动方程组成 1 电压方程 三相定子绕组的电压平衡方程为 与此相应 三相转子绕组折算到定子侧后的电压方程为 式中 uA uB uC ua ub uc 定子和转子相电压的瞬时值 iA iB iC ia ib ic 定子和转子相电流的瞬时值 A B C a b c 各相绕组的全磁链 Rs Rr 定子和转子绕组电阻 上述各量都已折算到定子侧 为了简单起见 表示折算的上角标 均省略 以下同此 电压方程的矩阵形式 将电压方程写成矩阵形式 并以微分算子p代替微分符号d dt 或写成 2 磁链方程 每个绕组的磁链是它本身的自感磁链和其它绕组对它的互感磁链之和 因此 六个绕组的磁链可表达为 或写成 电感的种类和计算 定子漏感Lls 定子各相漏磁通所对应的电感 由于绕组的对称性 各相漏感值均相等 转子漏感Llr 转子各相漏磁通所对应的电感 定子互感Lms 与定子一相绕组交链的最大互感磁通 转子互感Lmr 与转子一相绕组交链的最大互感磁通 由于折算后定 转子绕组匝数相等 且各绕组间互感磁通都通过气隙 磁阻相同 故可认为Lms Lmr 自感表达式 对于每一相绕组来说 它所交链的磁通是互感磁通与漏感磁通之和 因此 定子各相自感为 转子各相自感为 两相绕组之间只有互感 互感又分为两类 1 定子三相彼此之间和转子三相彼此之间位置都是固定的 故互感为常值 2 定子任一相与转子任一相之间的位置是变化的 互感是角位移的函数 转矩方程的三相坐标系形式 电磁转矩 二极直流电机的物理模型 d q F A C if ia ic 励磁绕组 电枢绕组 补偿绕组 直流电机的物理模型 虽然电枢本身是旋转的 但其绕组通过换向器电刷接到端接板上 电刷将闭合的电枢绕组分成两条支路 当一条支路中的导线经过正电刷归入另一条支路中时 在负电刷下又有一根导线补回来 这样 电刷两侧每条支路中导线的电流方向总是相同的 因此 电枢磁动势的轴线始终被电刷限定在q轴位置上 其效果好象一个在q轴上静止的绕组一样 但它实际上是旋转的 会切割d轴的磁通而产生旋转电动势 这又和真正静止的绕组不同 通常把这种等效的静止绕组称作 伪静止绕组 pseudo stationarycoils 电枢磁动势的作用可以用补偿绕组磁动势抵消 或者由于其作用方向与d轴垂直而对主磁通影响甚微 所以直流电机的主磁通基本上唯一地由励磁绕组的励磁电流决定 这是直流电机的数学模型及其控制系统比较简单的根本原因 交流电机的物理模型 如果能将交流电机的物理模型 见下图 等效地变换成类似直流电机的模式 分析和控制就可以大大简化 坐标变换正是按照这条思路进行的 在这里 不同电机模型彼此等效的原则是 在不同坐标下所产生的磁动势完全一致 众所周知 交流电机三相对称的静止绕组A B C 通以三相平衡的正弦电流时 所产生的合成磁动势是旋转磁动势F 它在空间呈正弦分布 以同步转速 1 即电流的角频率 顺着A B C的相序旋转 这样的物理模型绘于下图a中 1 交流电机绕组的等效物理模型 a 三相交流绕组 2 等效的两相交流电机绕组 F i i 1 b 两相交流绕组 然而 旋转磁动势并不一定非要三相不可 除单相以外 二相 三相 四相 等任意对称的多相绕组 通以平衡的多相电流 都能产生旋转磁动势 当然以两相最为简单 图b中绘出了两相静止绕组 和 它们在空间互差90 通以时间上互差90 的两相平衡交流电流 也产生旋转磁动势F 当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时 即认为图b的两相绕组与图a的三相绕组等效 3 旋转的直流绕组与等效直流电机模型 c 旋转的直流绕组 图b中绘出了两相静止绕组 和 它们在空间互差90 通以时间上互差90 的两相平衡交流电流 也产生旋转磁动势F 当图a和b的两个旋转磁动势大小和转速都相等时 即认为图b的两相绕组与图a的三相绕组等效 再看图c中的两个匝数相等且互相垂直的绕组M和T 其中分别通以直流电流im和it 产生合成磁动势F 其位置相对于绕组来说是固定的 如果让包含两个绕组在内的整个铁心以同步转速旋转 则磁动势F自然也随之旋转起来 成为旋转磁动势 把这个旋转磁动势的大小和转速也控制成与图a和图b中的磁动势一样 那么这套旋转的直流绕组也就和前面两套固定的交流绕组都等效了 当观察者也站到铁心上和绕组一起旋转时 在他看来 M和T是两个通以直流而相互垂直的静止绕组 如果控制磁通的位置在M轴上 就和直流电机物理模型没有本质上的区别了 这时 绕组M相当于励磁绕组 T相当于伪静止的电枢绕组 等效的概念 由此可见 以产生同样的旋转磁动势为准则 图a的三相交流绕组 图b的两相交流绕组和图c中整体旋转的直流绕组彼此等效 或者说 在三相坐标系下的iA iB iC 在两相坐标系下的i i 和在旋转两相坐标系下的直流im it是等效的 它们能产生相同的旋转磁动势 就图c的M T两个绕组而言 当观察者站在地面看上去 它们是与三相交流绕组等效的旋转直流绕组 如果跳到旋转着的铁心上看 它们就的的确确是一个直流电机模型了 这样 通过坐标系的变换 可以找到与交流三相绕组等效的直流电机模型 现在的问题是 如何求出iA iB iC与i i 和im it之间准确的等效关系 这就是坐标变换的任务 2 三相 两相变换 3 2变换 现在先考虑上述的第一种坐标变换 在三相静止绕组A B C和两相静止绕组 之间的变换 或称三相静止坐标系和两相静止坐标系间的变换 简称3 2变换 3 两相 两相旋转变换 2s 2r变换 从上图等效的交流电机绕组和直流电机绕组物理模型的图b和图c中从两相静止坐标系到两相旋转坐标系M T变换称作两相 两相旋转变换 简称2s 2r变换 其中s表示静止 r表示旋转 把两个坐标系画在一起 即得下图 异步电动机的坐标变换结构图3 2 三相 两相变换 VR 同步旋转变换 M轴与 轴 A轴 的夹角 异步电机的坐标变换结构图 矢量控制思路 矢量控制系统原理结构图 矢量控制系统原理结构图 要提高调速系统的效率 除了尽量减小转差功率外 还可以考虑如何去利用它 对于绕线型异步电动机 定 转子电路可以同时与外电路相连 转差功率可以从转子输出 也可以向转子馈入 故称作双馈调速系统 第七章绕线转子异步电动机双馈调速系统 Ps P1 7 1绕线转子异步电动机双馈调速工作原理 异步电动机由电网供电并以电动状态运行时 它从电网输入 馈入 电功率 而在其轴上输出机械功率给负载 以拖动负载运行 在双馈调速工作时 绕线型异步电动机定子侧与交流电网直接连接 转子侧与交流电源或外接电动势相连 从电路拓扑结构上看 可认为是在转子绕组回路中附加一个交流电动势 通过控制附加电动势的幅值 实现绕线型异步电动机的调速 绕线转子异步电动机转子附加电动势的作用 图7 1绕线型异步电动机转子附加电动势的原理图 绕线转子异步电动机转子串电阻调速 根据电机理论 改变转子电路的串接电阻 可以改变电机的转速 转子串电阻调速的原理如图所示 调速过程中 转差功率完全消耗在转子电阻上 转子附加电动势的作用 如果在转子绕组回路中引入一个可控的交流附加电动势来代替外接电阻 附加电动势的幅值和频率与交流电压相同 相位与转子电动势相反 如图7 1所示 则它对转子电流的作用与外接电阻是相同的 附加电动势将会吸收原先消耗在外接电阻上的转差功率 双馈调速的功率传输 1 转差功率输出状态 异步电动机由电网供电并以电动状态运行时 它从电网输入 馈入 电功率 而在其轴上输出机械功率给负载 以拖动负载运行 2 转差功率输入状态 当电机以发电状态运行时 它被拖着运转 从轴上输入机械功率 经机电能量变换后以电功率的形式从定子侧输出 馈出 到电网 转子附加电动势的作用 异步电动机运行时其转子相电动势为 7 1 式中 异步电动机的转差率 绕线型异步电动机转子开路相电动势 也就是转子开路额定相电压值 在转子短路情况下 转子相电流的表达式为 7 2 式中 转子绕组每相电阻 时的转子绕组每相漏抗 有附加电动势时的转子相电流 如图所示 绕线转子异步电动机在外接附加电动势时 转子回路的相电流表达式 转子附加电动势的作用 1 Er与Eadd同相当Eadd 使得 这里 转速上升 转子附加电动势的作用 续 2 Er与Eadd反相同理可知 若减少或串入反相的附加电动势 则可使电动机的转速降低 所以 在绕线转子异步电动机的转子侧引入一个可控的附加电动势 就可调节电动机的转速 由于转子电动势与电流的频率随转速变化 即f2 sf1 因此必须通过功率变换单元 PowerConverterUnit CU 对不同频率的电功率进行电能变换 对于双馈系统来说 CU应该由双向变频器构成 以实现功率的双向传递 绕线转子异步电动机双馈调速的五种工况 在绕线型异步电动机转子侧引入一个可控的附加电动势并改变其幅值 就可以实现对电动机转速的调节 可控附加电动势的引入必然在转子侧形成功率的传送 可以把转子侧的转差功率传输到与之相连的交流电源或外电路中去 也可以是从外面吸收功率到转子中来 从功率传送的角度看 可以认为是用控制异步电动机转子中转差功率的大小与流向来实现对电动机转速的调节 图7 2绕线型异步电动机在转子附加电动势时的工况及其功率流程a 次同步速电动状态b 反转倒拉制动状态c 超同步速回馈制动状态d 超同步速电动状态e 次同步速回馈制动状态CU 功率变换单元 忽略机械和附加损耗时 异步电动机的功率关系为 7 4 电动机定子传入转子的电磁功率 包括转子损耗的转子电路输入功率 即转差功率 电动机轴上输出或输入的功率 由于转子侧串入附加电动势极性和大小不同