第四章-振幅调制和解调电路..

第四章振幅调制 解调与混频电路 第一节频谱搬移电路的组成模型第二节相乘器电路第三节混频电路第四节振幅调制与解调电路 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 一 普通调幅信号及其电路的组成1 调幅电路及其调幅波 AM波 由模拟乘法器和加法器共同组成 Ma为调幅系数 c 2 fc为载频 2 F为调制信号的频率 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 1 Ma调幅系数与AM和V m有关 两者增大都可令Ma增大 2 要减小调幅失真 Ma必须满足不大于1的条件 Ma 1 3 过调幅失真的波形见图4 1 3 图4 1 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 调幅波的振幅 也称为包络 其幅值分别为 再由上式相加减后得到 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 二 调幅波的频谱将上式用三角函数 积化和差 可以得到 上式为调制信号为单音频时的表达式 频谱表示如图表示 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 II若为复杂音调制时 v t 为非余弦周期信号 用傅立叶级数展开可以得到 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 从上式可以看到 除了载波频率 c外 还有由相乘器产生的角频率为 c c 2 c n 的上下边频分量 所以 得到结论调幅信号的频谱宽度BWAM为调制信号频谱宽度的两倍 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 3 调幅波功率分布在单位电阻上 单音调制的调制电压在一个载波信号周期内的平均功率 P t 在一个调制信号周期内的平均功率 PSB是上 下边带电压分量产生的功率 每个边带的功率为1 2PSB 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型 二 双边带和单边带调制 DSB SSB 1 双边带调制信号及其电路把AM波中的载波抑制后 只传送两个边带的调制方式 其已调波亦称为平衡调幅波 第一节振幅调制 解调与混频电路 4 1 1振幅调制电路的组成模型2 单边带调制信号在双边带调制的基础上 再抑制一个边带的调制方式 可采用滤波的方法得到单边带调制波形 或者采用移相的方法得到单边带调制波形 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性一 非线性器件相乘作用分析 当非线性器件 二 三极管 在偏置电压VQ及v1和v2的作用下 通过分析得到响应电流中出现有两个电压相乘项2a2v1v2 它是由特性的二次方项产生的 该项对应为 很明显 该项是有用的项 除此之外还有很多高次的无用的谐波分量 那么可以看出 单纯是利用非线性器件实现相乘作用是不理想的 为了实现理想相乘运算 在工程上可以采取以下措施 1 选择工作点在特性接近平方律区 2 加入补偿和负反馈技术 3 多个非线性器件组成平衡电路 抵消部分无用的组合频率分量 4 控制v1和v2的幅值 5 设v1为参考信号 v2工作在线性时变系统 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 二 线性时变系统当v2工作足够小时 忽略二次方及其以上高次方项 4 2 4 可化简为 但是由于其系数是随着v1的时变的 故器件工作状态称为线性时变系统 再利用无用频率分量与所需有用分量的频率间隔很大n c 因此很容易利用滤波电路滤除无用分量 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 例如 当v1为V1mcos 1t时 g v1 将是角频率为 1的周期性函数 它的傅立叶级数展开式为 将它与v2相乘 且设v2 V2mcos 2t 则产生的组合频率分量的频率通式为 若 1 C 2 则组成的频率为 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 根据上式 可以把二极管等效为开关 开关受v1控制 按角频率 1做周期的启闭 闭合时的导通电阻为RD 二极管用受v1 t 控制的开关等效时线性时变系统的一个特例 它除了要求v2足够小外 还要求v1足够大 使二极管特性曲线可近似在原点转折 通常这种状态为开关工作状态 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 在v1作用下 I0 v1 I0 t 为半周余弦脉冲序列 g v1 g t 为矩形脉冲序列 现在引入单向开关函数K 1t 代表图4 2 2所示高度为1的单向周期脉冲方波 则I0 t 和g t 可分别表示为 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 v1 v2 差分对管的输入差模电压为v1 V1mcos 1t 且偏置电流源受v2控制 他们之间的关系呈线性 差分对管的输出差值电流为 VT KT q 当T 300K时 VT 26mV 通过与前面的式子等效 可以得到 当v1很大时 th 函数可以趋近于周期性方波 同样也可以利用双向开关函数K2 1t 表示 第二节相乘器电路 4 2 1非线性器件的相乘作用及其特性 与上例晶体二极管不同 差分对管是由多个非线性器件组成的平衡式电路 v1和v2分别加在不同器件的输入端 实现两个函数f1 v1 和f2 v2 相乘的特性 当工作在线性时变状态 包括开关状态 时 可以不必将v2限制在很小的数值内 只要保证I0受v2的控制是线性的就可以了 第二节相乘器电路 4 2 2相乘器电路 1 集成相乘器分类 1 直接将v1和v2相乘 采用平衡 反馈等措施来消除无用的高阶相乘项 并扩展相乘的两个输入信号电压的动态范围 通常这种相乘器称为模拟相乘器 例如双差分对模拟相乘器 2 将v2与经非线性变换的v1相乘 这种相乘器主要应用再频谱搬移电路中 并以调制器或混频器命名 例如双差分对平衡调制器 大动态范围平衡调制器 二极管环形混频器 2 集成模拟相乘器电路符号及工作象限 当vx 或vy 其一为恒量时 类似为线性放大器 第二节相乘器电路 4 2 2相乘器电路2 相乘器的应用I电路形式及外围元件的作用 集成器内部采用了双差分平衡式电路 附加电路通过调节Rw 改变V14电压 当V14 0时 输出的为平衡调幅波 当V14不等于0时为调幅波输出 第三节混频电路 一 混频电路简介 又称变频电路 1 电路的作用 或 它的作用是将载波为fc的已调波信号vs t 不失真地变换为载频为fI的已调信号vI t 而fc和fI的关系如上面式子所示 当fI高于fc的混频称为上混频 fI低于fc的混频称为下混频 调幅广播收音机一般采用下混频 它的中频规定为465KHz 对不同的接收系统 中频值各不相同 目的是为了使接收机工作在比较低的频率环境下 减小接收机的成本和降低电路调试的难度 第三节混频电路 一 混频电路简介 2 电路的模型及频谱由模拟乘法器和滤波电路组成 利用滤波器选用差频 只是改变了载波频率 但是没有改变调制信息的内容 第三节混频电路 中频信号 相对载波频率为低 不同的接收系统中频的数值是完全不相同称为低中频 也有高中频的方案 一般中频 调幅广播 IF 465KHz 535KHz 1605MHz 电视广播 图像中频 38MHz VHF UHF 调频广播中频 10 7MHz 88MHz 108MHz 短波通信接收机IF 70MHz 频段2 30MHz 短波I 4 8 5MHz 短波II 8 5 18MHz 第三节混频电路 一 混频电路简介 1 三极管混频电路 1 电路结构特点由T2等组成电感三点式本地振荡电路产生fL 由T1等组成变频兵选出差频 中频 第三节混频电路 一 混频电路简介 2 变频原理分析 假设本振电压和输入信号的电压幅度分别为 由上图可以得到发射结上的电压vBE 将 VBB0 vL 作为三极管地等效基极偏置电压 用vBB t 表示 称之为时变基极偏压 第三节混频电路 一 混频电路简介 满足线性时变条件时 vL vCM gm 为时变增量电导 在时变偏压作用下 gm vL 傅立叶级数展开为 gm t 中的基波分量gm1cos Lt与输入信号vS相乘 有用 令 得到的中频电流分量为 第三节混频电路 一 混频电路简介 gmc称为混频跨导 定义为输出中频电流幅值I1m对输入信号电压幅值Vsm之比 若设中频回路地谐振电阻为Re 则所需的中频输出电压vI iIRe则相应的混频增益可以得到 gmc在静态工作电附近 可近似认为是常数 ICQ在0 2mA 1mA时 接近最大值 当然 在vL 同步信号 的作用下 随着幅值大小变化 gm1即gmc也相应变化 第三节混频电路 第三节混频电路 二 二极管双平衡混频器 也称为环形混频器 1 电路结构由四只二极管和两个带中心抽头 匝数比均为1的宽带变压器组成 2 电路分析 I要求vLm足够大 而且其值远大于vsm 所以二极管在vLm的控制下 工作在开关状态 II在vL为正半周时 D2 D3导通 由导通后的交流等效电路得 第三节混频电路 二 二极管双平衡混频器 D2 D3导通后的交流等效电路如右图 消去vL后 得到加入开关函数 第三节混频电路 二 二极管双平衡混频器 消去vL后 得到加入开关函数 用同样的方法可以得到D1和D4 由前后两图可以得到 第三节混频电路 二 二极管双平衡混频器 整理后 得到RL总电流为 选取中频信号可以得到 三 电路的应用特点 I可用作双边带调制电路R端输入载波信号I端输入调制信号L端输出平衡调幅波Vcm幅度足够大时 二极管工作在开关状态 第三节混频电路 二 二极管双平衡混频器 II工作频率可以从几十KHz 几千MHz 噪声系数低 约6db 混频失真小 动态范围大等特点 是高性能通信接收机中应用最广泛的一种混频器 III根据本振功率电压高低进行分类 有不同的系列产品 本振功率越高 动态范围越大 IV从等效电路可知 二极管的导通各形成回路 如果二极管的特性完全一致 变压器的中心抽头上 下也完全对称 这时的混频器的重要特点是各端口之间有良好的间隔 但实际L R端口的隔离度一般小于40dB 而且没有混频增益 隔离度随工作频率提高二下降 V使用时还应必须注意各端口的匹配阻抗均为50 而且各端口必须接入滤波匹配网络 第三节混频电路 二 二极管双平衡混频器 V混频损耗 第四节振幅调制与解调 4 4 1振幅调制电路 4 4 2二极管包络检波电路 4 4 3同步检波 4 4 1振幅调制电路 按功率分 高电平调制和低电平调制 一 高电平调幅电路 发射机的末端 在调幅发射机中使用较多 且有利于提高发射机的整机效率 广泛采用丙类功放 集电极调幅电路基极调幅电路集电极和基极复合调幅电路 集电极调幅电路 基极调幅电路 二 低电平调幅电路 单边带发射机 电路要求 调制线性好 载波抑制能力强 载波抑制能力用载漏表示 载漏是指输出泄漏的载波分量低于边带分量的分贝数 分贝数越大 载漏就越小 二 低电平调幅电路 单边带发射机 滤波法单边带发射机的应用 滤波法单边带发射机组成框图 二 低电平调幅电路 单边带发射机 假设调制信号最低频率为100Hz 载波信号为2000kHz 变频间隔为0 2kHz 相对频率间隔为 0 2 2000 1 0 01 较难分离 采用混频的方法 最终实现了频率间隔为4200 2kHz 相对频率间隔为 4200 2 28100 1 14 9 容易实现了频率的滤除 4 4 2二极管包络检波电路 包络检波器 对普通调幅信号来说 载波信号没有被抑制 可以直接利用非线性器件实现相乘作用 得到所需解调电压 这种振幅检波器不需要另加同步信号 目前应用最广的有二极管包络检波 集成电路中常用三极管检波 一 电路原理图 电路由非线性器件二极管及其低通滤波器RC串连构成 4 4 2二极管包络检波电路 当输入信号为 其值足够大时 可忽略二极管的导通电压 伏安特性曲线可近似为原点转折 斜率为1 RD的折线 条件 RL 1 cC和RL 1 C 过程 当二极管导通时 vs向C充电 充电时间常数为RDC 当二极管截止时 C向RL放电 放电时间常数为RLC 4 4 2二极管包络检波电路 1 含有锯齿状波动 残余的高频成分 包含了直流成分VAV和音频成分与输入信号相对比可以得到 d为检波电压传输系数或检波效率 值恒小于1 增大RL和电容C都会使D导通时间减少 锯齿波动也减少 但是如果过大则会造成检波失真 4 4 2二极管包络检波电路 二 输入电阻 考虑到实际应用中 检波器前一般接有中频放大 等效图为 Ri为中频放大电路的输出负载 即检波电路的输入电阻 定义为 输入高频电压振幅对二极管电流i中基波分量振幅的比值 假设只输入高频等幅电压 忽略在二极管RD上消耗的功率 4 4 2二极管包络检波电路 输入电阻Ri与RL直接有关 Ri的大小影响着谐振回路的谐振电阻 Ri越小 旁路的作用越大 Vm的值也会相应减小 解决方法 采用三极管射极包络检波电路 利用发射结形成与二极管包络检波相似的工作原理 优点是输入电阻比二极管检波增大了 1 倍 4 4 2二极管包络检波电路 三 并联型二极管包络检波电路 C兼作隔直电容和负载电容 RL和二极管D并联 故称为并联型 工作过程 当二极管导通时 vs向C充电 充电时间常数为RDC 当二极管截止时 C向RL放电 放电时间常数为RLC 4 4 2二极管包络检波电路 电容C上的电压与串连型的输出类似都含有锯齿状波动vc 改电压的平均值为vAV vo中则还含有通过C的高频成分在RL和RD上形成的高频电压 因而需要在输出端加低通滤波器将高频成分滤除 输入电阻比串连型的要小 4 4 2二极管包络检波电路 四 1 大信号检波 2 小信号检波 幅度足够大 可以克服二极管导通电压 一般幅度大于500mV时 能够认为工作在大信号状态 Vm足够小时 相应的输出电压平均电压VAV与Vm的平方成正比 调幅波检波时 会由于平方项的存在 而出现失真 平方律检波能够很好的反应信号的有效值 所以 在测量仪器中 小信号检波能够得到广泛的应用 4 4 2二极管包络检波电路 五 二极管包络检波的失真 避免失真 保证大信号检波的条件 Vm0 1 Ma 500mA 最高调制频率为Fmax RLC低通滤波器的带宽大于Fmax 选择参数造成的失真 对角线失真和负峰切割失真 4 4 2二极管包络检波电路 1 惰性失真 对角线失真 RL和C过分增大 造成二极管截止期间C通过RL的放电速度过慢 跟不上输入调幅波包络的下降速度 使输出平均电压产生的失真 避免失真必须在一个高频周期内 C通过RL的放电速度大于或等于把包络的下降速度 4 4 2二极管包络检波电路 1 惰性失真 对角线失真 C在t1的放电规律为 Vo1表示检波器在t1时刻的输出 当 近似等于1时 带入 4 4 1 和 4 4 2 得到 代入上式 最终求得不产生惰性失真的条件 Ma和 越大 包络下降速度越快 4 4 2二极管包络检波电路 2 负峰切割失真 由于检波器的交直流负载不想等 且交流负载电阻小于直流负载电阻 当输入调幅波电压的Ma较大 造成输出音频电压在负峰附近出现削平的失真现象 不产生负峰切割失真条件 保证二极管单向导通条件得到 4 4 2二极管包络检波电路 2 负峰切割失真 上式表示交直流负载电阻差别越小 不产生负峰切割失真的Ma所允许的