双向DC-DC变换器.docx

双向DC-DC变换器摘要: 以FPGA和TM4C123G为控制核心，设计制作了双向DC-DC变换器。本系统主要包括Buck/Boost双向DC-DC变换电路、电压电流采样电路和辅助电源电路等，其中以Buck/Boost变换电路为核心，完成锂电池组的充、放电，采用闭环反馈系统，实时监测锂电池组的电压、电流，经过PID调节，控制输出PWM波，从而控制Buck/Boost变换电路。经测试，变换器可实现恒流充电，且充电电流在12A内可调，步进值可设定，电流控制精度，测量精度，变换器充电效率，放电效率，且系统具有过充保护功能，阈值电压，能自动转换工作模式并保持。经称量，双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分总重量为368g。此外，系统可识别充电、放电两种模式，并实时显示充、放电的电流与电压，人机交互性良好。关键词：BDC；锂电池；PWM；PID；过充保护 1 方案论证1.1 方案比较与选择1.1.1 双向DC-DC主回路方案一：非隔离式Buck/Boost BDC Buck变换器和Boost变换器的二极管换成双向开关后具有同样的结构，构成Buck/Boost BDC，图1为其拓扑结构。在Buck/Boost BDC中，由于和均可流通双向电流，因此电感L中的电流一直保持连续状态。当电感电流恒大于零时，能量由流向，是Boost变换器，锂电池放电；当电感电流恒小于零时，能量由流向，是Buck变换器，锂电池充电。图1 非隔离式Buck/Boost BDC拓扑结构方案二：隔离式Buck/Boost BDC非隔离式Buck/Boost BDC中插入高频变压器便构成隔离式Buck/Boost BDC。图2为其拓扑结构。其高频逆变/整流和高频整流/逆变单元可以由半桥、全桥、推挽等电路构成，方案较多，设计电路比较灵活。图2 隔离式Buck/Boost BDC拓扑结构分析：方案二存在升压启动和开关管电压尖峰问题，电路结构较复杂，方案一控制方便，电路结构简单，故选择方案一。1.1.2 PWM波控制方案方案一：TL494是一种固定频率脉宽调制器，集成了全部的脉宽调制电路。片内置线性锯齿波振荡器、误差放大器、5V参考基准电压源、功率晶体管，仅有两个外置振荡元件，内置可调整死区时间。通过控制信号与上的正锯齿波比较，来控制PWM波的占空比。实际电路中，可通过FPGA控制DAC的输出电压来作为TL494的外部控制信号，实现对TL494输出PWM波占空比的控制。方案二：由FPGA同时产生两路相位差为的PWM波，占空比和死区时间由FPGA设定，控制方法易于实现，且具有很高的灵活性。分析：方案一输出PWM波精度较高，但需DAC对其进行控制，增加了系统的体积，结构较复杂，方案二控制方便，电路结构简单，输出PWM波精度可满足要求，故选择方案二。1.2 总体方案描述系统整体框图如图3所示，总体方案如下：系统以Buck/Boost双向DC-DC转换器为主体，实现锂电池的充电和放电。系统实时监测充电电压、电流及的值，可根据预置电流值对锂电池进行恒流充电、恒压放电，经PID算法调节，改变PWM波的占空比，将系统稳定在设定状态。此外，系统具有过充保护功能，识别两种模式并实时显示充、放电电流，人机交互界面良好。图3 系统整体框图2 理论分析与计算2.1 主回路主要器件参数选择与计算本系统主回路为Buck/Boost双向DC-DC变换器，为保证系统的性能，重点为MOSFET的选取、电感、电容的设计。 MOSFET选择：为减小MOSFET的损耗、提高系统效率，拟选择导通电阻小、栅极电荷小的MOSFET，且，综合考虑，选择CSD19536，其关键指标为 , , ，, ， ，完全满足本系统设计要求。电感设计：BDC电路中，选择任一工作模式进行电感设计均可，此次在Buck工作模式下进行电感设计。设计要求，取。连续电流模式下电感值为： (1)其中，。取，则。取开关频率，则由(1)得。输出滤波电容设计：取，实际取，同时还并联低ESR的小电容，降低等效阻抗，稳态特性好。2.2 控制方法与参数计算本系统实时监测、与的值，用ADS1256对其值进行采集，MCU对采集数据进行处理，通过PID调节，输出具有一定占空比的PWM波对BDC主回路进行控制，使电路工作于设定正常状态，即达到对充电或放电过程的控制。2.3 提高效率的方法(1)选择栅极电容与导通电阻较小的开关管；减小开关管的栅极串联电阻，可改变控制脉冲的上升沿与下降沿时间、防止震荡，减小开关管的漏极的冲击电压；同时在开关管的栅极和源极之间并联较大阻值电阻，减小开关管断开时的静态电流。(2)合理设计电感。考虑到题目对质量的要求，应尽量减小电感的体积，因此选择EETR型号磁芯，其骨架较小，且其骨架为圆柱形，可使得绕线更加紧凑而减少漏感，从而减少尖峰电压所引起的焦耳损耗；适当增加电感气隙来免因磁饱和所附加的铜损；采用多股细铜线代替单股粗线来绕制电感，从而降低铜损，减少邻近效应和趋肤效应。(3)选择合适的PWM波频率。开关管的开关损耗会随着系统的工作频率的增高而增大，而输出电压纹波又随工作频率的减小而增大，兼顾纹波与开关损耗，故选择BDC电路的开关频率为20kHz。 (4)选择低ESR的电容，减小其损耗。3 电路与程序设计3.1 双向DC-DC主回路设计与器件选择Buck/Boost BDC主回路选择IRS21867作为变换器的驱动芯片，IRS21867是有独立的高、低端输出的高压、高速功率MOSFET和IGBT驱动器，高端功率管的最大工作电压可达600V。其供电的电压低、驱动电流大，能够完全满足本系统设计要求。其电路图如图4所示。系统选用N沟道MOSFET CSD19536，其具有超低栅极驱动电荷和米勒电容，低热阻，可在功率转换中最大限度的降低损耗。图4 Buck-Boost BDC主回路3.2 电压、电流取样电路如附图1所示，直流电压、经电阻分压后经过射极跟随器输入至A/D转换器。其中射极跟随器用高精度的双运放OPA2211设计完成。选用康铜丝作为电流的取样电阻，康铜丝阻值小，温度系数低，稳定性能好，其两端的电压经过INA118的放大输入至A/D转换电路。INA118是双向电流监控器，精度高、温漂小，其增益，系统中选用千分之一精度电阻，其阻值为，可保证增益的稳定，增益为51。3.3 A/D采样电路如附图2所示，本系统选用的ADC为24位多通道、高精度的ADS1256，ADS1256可同时采集四路模拟信号，最大输入电压为5V，故其分辨力可达到，在实际电路中可达16位，分辨力可达，完全可以达到要求。3.4 过充保护电路系统实时对锂电池两端电压进行采样，当检测到为24V时，切断PWM波的输出，达到保护电池的目的。3.5 辅助电源设计系统中芯片正常工作下的供电电压有12V、5V、-5V、3.3V。如附图3所示，系统辅助电源由处进行供电，而范围为3238V，故选用输入电压范围为的TPS54340首先将其降至12V，然后利用LM7805将12V降至5V，利用LM1117将其降至3.3V。-5V利用MAX764得到。 3.6 控制程序设计本系统采用TM4C123G与FPGA为控制核心，FPGA实现了对ADS1256的高速采样，实时监测充电电流、电池电压，以及DC-DC转换器输入端电压并通过LCD显示。系统为一个数字反馈系统，采用PID算法，完成恒流充电和恒压放电等功能，且当充电电压超过阈值为24V时，关闭PWM波，实现过充保护。程序流程图如图5所示。图5 程序流程图4 测试方案与测试结果4.1 测试仪器直流稳压稳流电源，型号 SG1733SB3A万用表（6位半），型号 Agilent 34401A万用表（4位半）3个，型号 FLUKE 454.2 测试条件与测试结果(1) 充电电流控制精度测试：在条件下，以步进0.1V在12V范围内设置充电电流值，测量实际的电流值，并将结果记录于表1中。电流控制精度，其中，为实际电流，为设定值。表1 电流控制精度测试（）1.01.11.21.31.41.51.001071.100501.20021.30161.40091.50120.1070.0450.0170.120.0640.08续表1电流控制精度测试（）1.61.71.81.92.01.60101.70121.80041.90232.00150.06250.0710.0220.120.075由测试结果可得，完全能够满足要求。(2) 充电电流的变化率测试:设定，使在范围内变化，测量的值，并记录于表2。电流变化率，其中，为时的充电电流值，为时的充电电流值，为时的充电电流值。表2 充电电流的变化率测试（）2430361.99851.99831.9981由测试结果可得，电流变化率，完全能够满足要求。(3) 充电模式下变换器效率测试：设定在，测量、的值，并计算效率。变换器效率，其中，。表3 充电模式下变换器效率测试21.0981.998229.9561.428198.54由测试结果可得，系统的充电效率，完全能够满足要求。(4) 充电电流测量精度测试：在范围内，设定充电电流值，记录其显示值，测量实际电流值，将结果记录于表4。电流测量精度，其中为充电电流显示值，为充电电流实际测量值。表4 充电电流测量精度测试1.01.21.41.61.82.01.00001.19991.40001.60001.79991.99990.998561.19761.39861.59861.79841.99890.1440.1920.1000.0880.0830.050由测试结果可得，充电电流测量精度，完全能够满足要求。(5) 过充保护功能测试：设定，在A、B点之间串入滑线变阻器，使增加，记录充电电流为0时的值，并将结果记录于表5中。表5 过充保护功能测试（）测试1测试2测试3测试423.96824.03023.97223.975由测试结果可得，当系统过充保护的阈值电压，完全能够满足要求。(6) 放电模式变换器效率测试：在放电模式下，保持，测量、的值，并计算效率，将结果记录于表6。变换器效率，其中，。表6 放电模式变换器效率测试17.0171.772130.0020.98597.99由测试结果可得，系统的放电效率，完全能够满足要求。(7) 自动转换工作模式测试：接通、，断开，调整直流稳压电源输出电压，使在范围内变化，并测量的值，记录于表7。表7自动转换工作模式测试3234363830.00430.00430.00730.010-1.0067-0.28670.312920.96024由测试结果可得，变化时，双向DC-DC变换电路能够自动转换工作模式并保持在，完全能够满足要求。(8) 将双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分置于电子秤，测得其总重量为362g，小于500g，满足题目要求。4.3 测试结果分析通过对测试数据分析，本系统完成了题目基本要求和发挥要求的全部内容，变换器可实现恒流充电，充电电流在12A内可调，步进值可通过按键设定为0.1A、0.05A、0.001A三档，电流控制精度，测量精度，变换器充电效率，放电效率，且系统具有过充保护功能，阈值电压，变化时变换器能自动转换工作模式并保持。经称量，双向DC-DC变换器、测控电路与辅助电源三部分总重量为362g。此外，系统可识别充电和放电两种模式，并在LCD显示屏中给出提示，显示充电、放电的电流与电压，人机交互性良好。5 总结本系统完成了题目的功能与指标要求，具有一定的稳定与安全性。本系统中MOSFET的选取与电感、电容的设计都是十分重要的，与系统的效率、稳定性等密切相关，并且选择高精度的ADC以保证采样精度。在对充、放电电流采样时，选用双向电流监控器INA118，而ADS1256的输入电压必须为正值，因此必须对INA118接入参考电压，且INA118输出电压与该参考电压以差分方式接至ADS1256。由于时间紧张，系统仍存在很多问题，仍可进一步改善，例如，可在现有条件下合理设计电感，选择更加合适的磁心，减小电感的体积和质量，从而减小系统的质量。此外，系统充放电的效率还可进一步提高，通过电感、电容和MOSFET的选择，合理的电路布局等可提高系统效率。6 参考文献1 Sanjaya Maniktala.Switching Power Supplies A to ZM.北京.人民邮电出版社.2008.10.2 黄根春，周立青，张望先.全国大学生电子设