TMS320F2812的光伏发电逆变系统 精品.doc

基于TMS320F2812的光伏发电逆变系统1 引言该设计装置模拟光伏并网发电，主要由主电路、控制电路、采样调理电路、驱动保护电路、辅助电源等部分组成。逆变器控制采用混合脉宽调制（HPWM）方式，很好地降低了开关损耗。系统的数字处理模块采用了具有高处理速度、低功耗的芯片TMS320F2812。采用PI控制策略进行逆变系统的控制，参数设置简单，易整定。系统能够实现最大功率点的跟踪，具有欠压保护、过流保护以及相位跟踪等功能，并在过流、欠压故障排除后能自动恢复正常状态。图2.1并网发电模拟装置框图2 系统指标 并网发电模拟装置框图如图2.1所示1）基本要求（1）具有最大功率点跟踪（MPPT）功能：RS和RL在给定范围内变化时，使，相对偏差的绝对值不大于1%。（2）具有频率跟踪功能：当fREF在给定范围内变化时，使uF的频率fF=fREF，相对偏差绝对值不大于1%。（3）当RS=RL=30时，DC-AC变换器的效率60%。（4）当RS=RL=30时，输出电压uo的失真度THD5%。 （5）具有输入欠压保护功能，动作电压Ud（th）=（250.5）V。（6）具有输出过流保护功能，动作电流Io（th）=（1.50.2）A。2）发挥部分（1）提高DC-AC变换器的效率，使80%（RS=RL=30时）。（2）降低输出电压失真度，使THD1%（RS=RL=30时）。（3）实现相位跟踪功能：当fREF在给定范围内变化以及加非阻性负载时，均能保证uF与uREF同相，相位偏差的绝对值5。（4）过流、欠压故障排除后，装置能自动恢复为正常状态。（5）其他。3 系统方案3.1总体介绍针对系统指标要求，本项目设计组成见图3.1所示。逆变器部分包括DSP主控制单元、信号采样调理电路、逆变器主电路、低通滤波器、驱动保护电路等。逆变器部分的主要功能为：在功率电路方面，前一级直流电压输入经过桥式逆变器成为高频矩形脉冲形式的交流电压，再经过后一级的低通滤波器，成为光滑的50Hz正弦交流电输出.在控制电路方面，采样电路采样输出电压、电流信号，并通过调理电路，将采样信号调理至数字控制部分的电平幅值范围内。如系统出现过载或过流的情况，则产生保护信号，关闭四路开关管的驱动输出。数字控制部分主要负责运算处理环节，运用合适的算法实现闭环控制策略，产生相应的控制信号经过驱动电路，控制全桥电路的开关管，从而实现整个逆变器的闭环控制，使输出满足系统设计的性能要求。 图3.1 系统总结构图3.2逆变器拓补结构选择逆变器常用拓扑结构主要包括如下几类：1）单相半桥逆变器这种逆变器所用的功率管数目少，主电路结构简单，广泛应用于单相和三相逆变器中，但是也存在如下缺点：n 直流电压利用率低； n 输出谐波含量大；n 必须设置死区时间，输出电压波形发生畸变；n 续流二级管为功率开关管的体二级管，性能较差，很难得到优化设计。2）全桥逆变器全桥式逆变器需要用四个功率开关管，其特点包括：n 功率开关管的电压应力为Ud，适合用于高压输入场合；n 输出为两态+1，1或者三态+1，0，-1，可分别实现双极性和单极性调制；n 必须设置死区时间，输出电压波形会发生畸变。半桥电路结构简单，但它需要外接正负直流母线电压，其幅值超过输出电压最大值的两倍，器件电压应力大，直流电压利用率低；桥臂只能输出+1和-1两态电平，工作于双极性调制方式，桥臂输出波形谐波含量大，需要高的开关频率和大的滤波器。以上几点也是半桥型逆变器的缺点。全桥电路结构相对复杂，但控制灵活，且输出电压是半桥电路的两倍，开关管所承受的电压、电流应力均相对较低，且控制方式灵活，尽管所用的功率管的数量较多，但容易进行多种组合实现软开关技术，因而在各种场合尤其较高功率输出的情况得到十分广泛的应用。此外全桥逆变电路由于桥臂输出电压存在零电压的续流状态，可实现倍频，在较低的开关频率下，可以获得更好的谐波控制.3.3逆变系统主控制器选择随着逆变器要求的不断提高，传统的模拟控制型正弦波逆变器由于其固有的缺点已渐渐不能满足要求；同时，随着各种高性能微处理器的出现，逆变器的全数字控制已成为现实。为了能够实现复杂的控制策略，提高系统抗干扰能力及可靠性，使产品具有优良的一致性，方便产品后续升级，逆变器采用全数字的控制方式。为了克服数字控制方式存在的缺点，在数字控制处理器的选择时充分考虑处理器运算处理能力、处理器字长、A/D采样精度以及采样速度、通信接口等诸多因素。综合以上各方面因素后，逆变器数字控制的主控制器选用TI公司的数字信号处理器TMS320F2812。TMS320F2812是TI公司推出的32位定点数字信号处理器，处理速度可达150MIPS。该处理器还集成了128KB的Flash存储器和128位的密码保护机制，大大改善了应用的灵活性。片上集成了两个强大的事件管理器（EV）模块，用于产生电机控制及逆变器控制所需要的PWM信号，并内含死区发生器和保护逻辑；同时处理器片上还集成了16通道高性能12位ADC单元，最高采样率达12.5MPSP，提供了两个采样保持电路，可以实现双通道信号同步采样。同时具有丰富的通信接口，完全符合逆变器数字控制的各方面要求。TMS320F2812主要有以下特点：n 采用高性能的静态CMOS技术，低功耗设计，Flash编程电压为3.3V；n 支持JTAG边界扫描接口；n 高性能的32位CPU，16*16位和32*32位的乘法累加操作；16*16位的双乘法累加器，哈佛总线结构，统一寻址模式和高效的代码转换功能（支持C/C+和汇编）；n 128K*16位的Flash存储器和最多达13K*16位的片上SRAM；n 三个外部中断口，外设中断扩展模块支持45个外设中断，三个CPU定时器；n 128位保护密码，可以防止系统固件被盗取；n 12位2*8通道ADC模块，最快转换周期60ns；n 高达56个可配置I/O引脚；n 两个强大的事件管理器（EVA、EVB）；n 丰富的串行外围设备，包括SPI，SCI，eCAN，McBSP等。3.4逆变器控制策略的选择PID控制以参数简单、易整定等特点得到广泛的工程应用。基于成本和性能两方面综合考虑，本课题采用了PID控制策略进行逆变系统的控制。逆变器采用PID控制时，如果只是采样输出电压瞬时值反馈，其动态性能和带非线性负载时的性能均无法令人满意；如果将流经输出滤波电感或输出滤波电容的电流瞬时值引入反馈中，其性能将得到较大的改进。数字PI控制策略框图如图3.2所示，系统的传递函数如图3.3所示。外环采用输出电压瞬时值uof直接反馈，与数字控制器程序内的正弦表参考电压uref比较，电压调节器采用比例积分（PI）调节，内环采用输出电感电流if的反馈信号与电压调节器的输出ig进行比较，采用比例（P）调节。通过该双闭环控制策略产生的SPWM信号驱动逆变器的全桥电路，经输出滤波器得到正弦交流电输出。图3 2 数字PI系统控制策略框图图3.3 数字PI系统传递函数框图图3.3中R为电阻值；C为电容值；L为电感值；Ku、Ti分别为电压环PI调节的比例系数和积分系数；Ki为电流环的比例系数；K为SPWM控制的比例系数；Kif为电感电流ilf的反馈系数，Kuf为输出电压uo的反馈系数，uref为正弦参考电压。外特性是衡量逆变器性能的一个重要指标，逆变器的外特性越硬，其输出电压受负载的影响越小，即逆变器从空载到满载过程中输出电压的变化量越小。面对双环系统的外特性进行具体分析。根据图3.3的传递函数框图可得纯阻性负载时系统的开环传递函数为：（3.1）空载时系统的闭环传递函数为：（3.2）纯阻性负载时系统的闭环传递函数为：（3.3）根据劳斯稳定判据，要保证该闭环控制系统稳定，必须满足：（3.4）同理可得，空载时要保证系统稳定，必须满足：（3.5）由空载的闭环传递函数知，系统空载时的传递函数为：（3.6）同理，系统纯阻性负载时的传递函数为：（3.7）该系统的静差为：（3.8）其中：（3.9）根据以上分析，可以得出在相同的负载条件下，电流调节器比例系数ki和电压反馈系数kuf越大、电压调节器积分常数Ti和电流反馈系数kif越小，静差越小，系统外特性越硬。3.5 HPWM技术 逆变器采用SPWM方式，可以有效地抑制谐波，在频率、效率各方面都有明显的优点，使逆变电路的性能与可靠性有明显的提高。SPWM调制的工作原理是采用正弦控制信号m与高频三角波载波c相交截，产生正弦脉宽调制信号，再经过逻辑变换、功率放大等，得到功率管的驱动信号，控制功率管的开通与关断，从而在逆变器的输出端得到正弦调制输出。由于三角载波的频率通常较高，理论上其输出电压波形的谐波频率主要集中在较高的频段上，所以经过一级低通滤波器就可以得到较为理想的正弦波输出电压。这也是正弦脉宽调制技术得到广泛应用的原因之一。根据每发生一次开关时输出电压的脉冲极性变化情况，正弦脉宽调制可以分为双极性调制（Bipolar PWM）方式和单极性调制（Unipolar PWM）方式。（1）双极性调制方式双极性调制时，逆变全桥电路的对角功率管（S1/S4，S2/S3）同时开通和关断，两组互补导通，所有功率管均为高频开关。如图3.4所示，每发生一次开关，逆变桥的输出电压UAB为正输入电压或负输入电压，从而在输出电压的半个周期内，UAB在+Ud和-Ud电平之间切换，即+1/-1（或-1/+1）切换方式，整个输出电压周期内得到两态的输出电压波形。图3.4 双极性SPWM生成机制图3. 5 单极性SPWM生成机制（2）单极性调制方式传统的单极性调制方式原理如图3.5所示，逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波c与正负正弦调制信号（m、-m）相交截分开调制，当对角功率管开通时（S1/S4或S2/S3），逆变桥输出UAB为+Ud或-Ud；当桥臂上部两只功率管（S1、S2）或下部两只功率管开通时，逆变桥的输出UAB为零。这样，每发生一次开关，输出电压UAB在0与+Ud或0与-Ud之间变化，从而在输出电压的半个周期内，UAB为+Ud和0或-Ud和0，即+1/0（0/+1）或-1/0（0/-1）切换方式，整个输出电压周期内所得到三态的输出电压波形。在传统的单极性调制方式中，所有的功率管仍为高频开关。与双极性调制相比，其开关频率在“实效上”增加一倍，同时，每次开关输出电压的变化从前者的2Ud降低到Ud，其输出电压波形的谐波频谱会有所改善。分析上述的两种调制方式可知，在这两种调制方式下，逆变器的功率管均以较高的开关频率工作，尽管得到了较理想的输出正弦电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。开关频率越高，波形越理想，但损耗越大，二者相互矛盾。因此，设想一种能将两者很好结合的调制方案，既得到高质量的较为理想的正弦输出波形，又不增加开关的损耗。混合单极性SPWM调制技术（Hybird PWM, HPWM）即可以满足该要求。就其实质来说，HPWM仍属于单极性调制方式，逆变桥输出端得到的是三态输出电压波形，但由于工作时总是一个桥臂的两只功率管工作在高频，而另一个桥臂的两只功率管工作在低频，因而称其为混合PWM方式。两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压波形；另外两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，很大程度的减小了开关损耗。本设计的逆变器选用HPWM调制方式，不同的是：并不是固定其中一个桥臂始终为低频（输出基频），另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而下个半周则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，可使全桥的四个功率管使用寿命均衡，有利于增加系统的可靠性。HPWM方式的工作过程为：在输出电压的正半周，S2/S4桥臂低频互补，S4常通，S2关断；S1/S3桥臂高频脉宽调制，互补开关。而在输出电压的负半周内，两桥臂的工作状态互换，即S1/S3桥臂低频互补，S3常通，S1关断，S2/S4桥臂高频脉宽调制，互补开关。对于每个桥臂而言，每半个输出电压的周期切换一次，交替处于高低频工作状态，两桥臂工作状态均衡，且对于输出电压的正负半周对称。逆变桥的两个桥臂分别通过三角载波c与关于零电平对称的正弦调制信号（m、-m）相交截分开调制。四只功率管的驱动信号及逆变桥输出如图3.6所示。图3. 6 HPWM生成机制4 硬件电路设计4.1 采样调理电路设计为了实现闭环控制，必须对系统各部分运行参数进行全面的检测，对各种信号进行及时的采样。光伏发电系统逆变器的运行信号包括逆变器输出电压有效值、输出电压频率、输出电感电流以及直流母线输入电压等。采样、调理电路必须对这些信号进行有效的预处理，使之符合数字控制部分的输入幅值要求，以方便数字控制部分根据相应的反馈信号，采用合适的算法实现有效的闭环控制。1）电压、电流信号采样n 电压信号采样：对电压量的采样选用电压传感器LV28-P，它的原边与副边是绝缘的，额定测量电压为500V，原边额定电流为10mA，原、副边转换率为2500：1000，具有出色的精度和线性度、抗外界干扰能力强、温漂低、共模抑制比强、反应时间快、频带宽等特点，非常适用于逆变电源系统。电压采样电路如图4.1所示。n 电流信号采样：对电流量的采样选用霍尔电流传感器HNC-100LA。它是应用霍尔效应原理的新一代电流传感器，能在电隔离条件下测量直流、交流、脉冲以及各种不规则波形的电流。它的额定测量电流达100A，原副边匝数比为1：2000。具有高精度、高线性度、低温漂、抗干扰能力强等优点，广泛的应用于逆变器系统中。电流采样电路如图4.2所示。2） 电压、电流信号调理逆变器的数字控制部分选用TI公司的数字信号处理器TMS320F2812，该处理器内部集成的A/D转换器允许输入电压范围是03 V，因此必须要先对采样信号进行调理才能输入到处理器的A/D采样单元。图4.1 LV28-P的电压采样电路图4.2 HNC-100LA的电流采样电路n 电压、电流信号调理：电压信号调理电路如图4.3所示。输出电压经过电压LEM采样后，输出幅值范围为-15V+15V，经第一级运放，信号幅值范围缩小10倍，变为-1.5V+1.5V。再经第二级运放的加法运算，使信号整体抬升1.5V，幅值范围变为03V，进入TMS320F2812的A/D采样引脚。输入电压的调理电路以及输出电感电流的调理电路与之类似。n 输出电压频率捕获：根据指标要求，输出交流电压信号必须为标准的50Hz正弦信号，因此需要采样输出电压的频率，以便有效地监控输出电压频率。频率捕获电路如图4.4所示。前一级运放对采样信号进行衰减，衰减后的信号通过后一级的过零比较器，得到相应的频率捕获信号，并将信号送入TMS320F2812的捕获引脚。图4.3 信号调理电路图4.4 输出电压频率捕获电路4.2驱动保护电路设计1）驱动电路驱动电路的作用是将控制电路输出的PWM脉冲放大到足以驱动功率管，所以单从原理上来说，驱动电路主要起开关功率放大作用，即脉冲放大器。同时驱动电路还用来解决控制电路与主电路之间的隔离。一般采用光电耦合器来实现隔离。本文采用光耦芯片HCPL3120A进行隔离，它除具有电气隔离的功能外，内部还带有图腾柱驱动电路，最小峰值驱动电流达2A，能够直接实现隔离驱动。驱动电路原理图如图4.5所示。由于稳压二极管1N4733（D11）及电容（C38、C39）的稳压作用， DRIVER11-的电平始终保持为+5V，当光耦的输入端DRIVER1为高电平时，DRIVER11电平值约为20V，此时加到开关管的电压为20V-5V=15V，可以使IGBT有效的开通，当光耦的输入端DRIVER1为低电平时，DRIVER11为0V，此时加到开关管的电压为0-5V=-5V，为开关管提供负电压，使之有效关断。全桥逆变器的四个IGBT均采用如下图所示的驱动电路，实现相互隔离的四路IGBT驱动信号输出。图4.5驱动电路2）硬件保护电路硬件保护电路是交直流电源的重要组成部分，本逆变器系统主要由输入过压保护、输出过流保护组成。其基本原理类似，都是通过上述的采样电路采样相应的信号量，在进行幅值上的衰减后与设定的阈值比较，超过此电压阈值就保护。具体电路如图4.6及图4.7所示，前一级对信号进行衰减，然后通过二极管峰值检波电路，取得信号的峰值，与相应的阈值比较，产生保护信号。为了使系统安全运行，产生保护信号后，应立即锁存该信号，同时关断全桥逆变器的四个IGBT管，保护信号锁存电路如图4.8所示。产生最终保护锁存信号，通过逻辑门，关闭上述驱动电路的驱动信号，从而使全桥逆变器的四个IGBT有效关断。图4.6 输出电流保护电路图4.7输入电压保护电路图4.8 保护信号锁存电路4.3 数字控制部分硬件电路设计数字控制部分是逆变器的核心，是实现逆变器控制策略的关键装置。为了实现上述章节对太阳能光伏发电逆变控制策略的复杂算法，我们采用最高运行速度达150MIPS的具有强大运算能力的数字信号处理器TMS320F2812作为主控制芯片，设计了一套基于数字控制技术的太阳能光伏发电逆变控制器。其工作原理可概括为：采样输出电压量，电感电流量，根据该采样值进行双闭环控制的PID策略，计算并输出四路SPWM信号，通过驱动电路驱动IGBT的开通与关断，实现逆变控制功能。同时系统还具备与数据通信功能。以下将详细介绍数字控制部分的硬件电路设计。本课题的逆变器控制器的数字部分框图如图4.9所示。系统包括了电源电路、JTAG调试接口电路、时钟电路、复位电路、A/D采样前端电路、PWM输出电路、SCI通信接口电路、SPI通信接口电路、SRAM电路等。以下将详细介绍各部分硬件电路的设计。图4.9 逆变器控制器的数字部分框图1）时钟及电源电路为了给TMS320F2812提供精确而且稳定的时钟，减少由于外界环境的影响而造成的晶振不稳定，本设计采用30M有源晶振作为外部时钟。外部时钟经过TMS320F2812内部振荡电路产生谐振后经过PLL锁相环的倍频和分频后为处理器内核和所有片上外设提供运行时钟。TMS320F2812总共需要三种类型的电源，分别为：+3.3V，+3.3VA，+1.8V（1.8V只能使主频达到135M，当主频达150M时，需要1.9V）及两种类型的地：AGND，DGND。TI公司的电源管理芯片TPS70351为TI公司的 DSP提供完整的单芯片电源管理，能提供双电压输出，同时可以通过引脚电平确定双电压输出的先后次序，而且还可以为DSP提供有效的复位信号。本设计采用该芯片为系统提供有效的电源管理，其电路如图4.10所示。TMS320F2812要求+3.3V和+1.8V有上电顺序，必须是I/O先上电，然后再上电芯片内核。这样可以在内核启动前确定I/O的状态，以便启动时根据GPIO的状态跳到相应的地方执行相应的代码。因此应该将TPS70351的SEQ引脚置零。为了节省成本考虑，本系统中将+3.3V和+3.3VA及AGND和DGND通过磁珠相连。图4.10 控制器的电源电路2）JTAG调试接口所有的TI公司F28XX系列DSP均采用IEEE1149.1-1990JTAG标准，由五根标准JTAG信号线（nTRST，TCK，TMS，TDI，TDO）及两根TI公司自定义的扩展调试信号线（EMU0，EMU1）组成。其设计电路图4.11所示。图4.11 JTAG电路其中TDO，EMU0，EMU1的驱动电流为8mA。nTRST引脚内部下拉，当拉高时，可以进行硬件仿真。由于内部下拉较弱，在恶劣的环境下，易受到干扰而无法进入硬件仿真模式，因此应该在硬件设计时外加2.2K的下拉电阻，以保证硬件仿真能够正常的进行。与nTRST类似，EMU0，EMU1应该加上拉电阻，阻值选择范围为2.2K-4.7K之间，同时在这几根重要的信号线加旁路电容，以减少噪声干扰。3）ADC模块电路设计TMS320F2812内部的 ADC模块是一个12位带流水线的模数转换器，模数转换单元的模拟电路包括前向模拟多路复用开关（MUXs）、采样/保持（S/H）电路、A/D变换内核、电压参考以及其他模拟辅助电路。模数转换单元的数字电路包括可编程转换序列器、结果寄存器、与模拟电路的接口、与芯片外设总线的接口以及其他片上模块的接口。ADC模块接线如图4.12所示。ADC模块在电路连接时主要考虑以下几点：n 输入的模拟电压相对于ADCLO引脚的电平应该在0-3V范围内，本设计把ADCLO引脚连接到电路板的“模拟地”，这样，输入模拟电压范围就限制在0-3V；n ADCRESEXT引脚的接地电阻值若为20K，则ADC的时钟频率可配置在1-18.75MHz；若为24.9K，则时钟频率可配置在18.75-25MHz，本文选用后者；n ADCREFP和ADCREFM为ADC的参考电压，可选择外部或内部参考电压。若选为外部参考电压，要求ADCREFP输入为2V（误差1%），ADCREFM输入电压为1V（误差1%）。本文接法是内部参考基准接法。实验证明，在外部参考比较精确的情况下，外部参考接法能使采样的结果更为准确，但由于需要额外的电路来产生两路参考电压，本文采用误差修正法来保证ADC采样的精确度；图4.12 ADC模块接接电路图图4.13 ADC输入通道电路图4.14 EV模块的PWM输出电路n 本课题中，待采集模拟量均经过高精度运放后输入到ADC，运放的高输入、低输出电阻能有效减少级间影响，提高采样性能；n 在放大器和输入模拟通道之间增加二极管箝位电路，避免采样尖峰对ADC模块的破坏。如图4.13所示。同时，在模拟输入通道之前加入RC低通滤波器，以滤除信号中夹杂的高频噪声。4）EV模块电路设计EV模块两个事件管理器模块（EVA和EVB）组成，每个模块包括以下功能：n 两个16位通用定时器，是数字控制所必须的基本单元，主要有两个功能：一是作为常规的定时/计数器使用，二是为PWM模块、捕获单元等提供合适的时基。每个定时器各带一个比较逻辑单元，可输出两对不包含死区单元的PWM脉冲。n 三个比较器，可输出3对独立的PWM脉冲，并可以控制死区时间。两个时间管理器模块可以输出12路PWM脉冲，可通过外部引脚低电平快速封锁PWM脉冲信号输出，实现故障、过欠压等保护功能。n 三个捕获单元，用以捕获事先规定好的事件之间的时间差，通过软件设置规定其上升沿或下降沿出发，可以用来检测系统输出电压频率，进行过、欠频保护。n 两个正交编码脉冲单元，可直接连接光电编码器电路，实现鉴相和倍频功能，该功能模块在电机调速系统中得到广泛应用。EV模拟的电路图如图4.14所示。TMS320F2812的PWM输出范围为0+3.3V，且驱动能力有限，必须加缓冲电路加大它的驱动能力，本课题使用74HC245作为缓冲电路，同时在TMS320F2812输出端加下拉电阻，以确保系统在复位时驱动输出为低电平，防止意外的发生。5） SRAM设计进行在线调试时一般将代码下载到TMS320F2812的内部SRAM里运行，但TMS320F2812的内部SRAM只有36KB，为了保证在线调试的顺利进行，本系统外扩了256K*16bit的SRAM：IS61LV25616，通过总线的形式将使它与TMS320F2812相连，同时由TMS320F2812的ZONE6/7的片选信号线nXZCS6AND7进行片选。这样可以在调试阶段将代码下载到SRAM里运行，以免出现内部SRAM不够大影响调试进行的问题，也可以避免频繁烧写FLASH而对芯片寿命造成的影响。同时在脱机运行情况下，也可以增加数据处理能力。电路图如图4.15所示：图4.15 SRAM 电路4.4 输出低通滤波器电路设计逆变器输出低通滤波器用来滤除逆变器全桥输出SPWM波中的谐波分量。滤波参数的选择必须适当。滤波时间常数越大，不仅造成滤波电路的体积和重量过大，而且滤波电路引起的相位滞后也越大，采用闭环电压反馈控制时，整个系统的稳定性就越差。反之，滤波参数选得过小，系统中的高频分量便得不到很好的抑制，输出电压不能满足波形失真度的要求。因此，选择滤波器参数时要综合考虑这两方面的因素。本课题的输出低通滤波器设计应该满足以下要求：n 满足系统要求的输出波形失真度指标；n 减小系统的无功电流容量，避免由于逆变器功率管的通态损耗增加，而降低整机的效率；n 减小逆变器的输出阻抗，提高输出电压的精度；n 限制负载短路时的电流上升率；n 尽量提高滤波器的谐振频率，使滤波器的体积、重量较小。本设计中输出交流电压的频率为为50Hz，逆变器的开关频率为25KHz，滤波器的转折频率一般取为(510) ，输出滤波电容用来滤除输出电压的高次谐波。为了减少输出功率的无功分量，一般选取0.2为宜，其中为满载时的输出电流。 因此滤波电容值应满足下式：由上式计算可得，输出低通滤波器的电容值取小于90uF。输出滤波电感的选取由上述分析的滤波器的转折频率为基波频率510倍，并在确定输出滤波电容的基础上，可以选择输出滤波电感Lf的值：其中，N代表转折频率的倍数，一般取510。这里取N=10，综合电感体积等因素，确定电感值约为2mH。 经SABER仿真和调试最终确定该输出低通滤波器的电容值为40uF，电感值为300uH。4.5 硬件抗干扰设计本系统的光伏发电系统逆变器中，强电信号与弱电信号共存，模拟电路与数字电路共存，因此各种信号间的电磁干扰不可避免。此外，系统电源不稳定，接地系统不完善，系统布线不合理等也会引起干扰。因此必须对硬件电路采用如下的抗干扰措施：n JTAG、SRAM等在布局时应靠近DSC芯片，使关键信号线、数据线及地址线长短尽量一致。对于可能产生中断请求而系统未使用的引脚，均由上拉电阻上拉至高电平，并在软件编程时屏蔽该中断；n 数字控制器采用四层板设计，增加电源层及地层，可有效减少环路面积及缩小控制板体积； n 在系统所用芯片的电源处都并联适当的旁路电容，确保各个芯片安全稳定的工作；n 数字电路与模拟电路分开布置，独立布线后单点连接电源和地，避免数字电路与模拟电路之间的相互干扰；n 采样电路与控制器的距离尽可能短，弱电信号在布线时远离强电信号，减少信号传送过程中的干扰，采样电路前端加低通滤波器，滤除高频干扰。5 系统软件设计5.1 逆变器系统软件设计软件设计是数字控制系统的核心部分，所有的控制策略都是通过软件算法来实现的，本文中的软件主要完成PI控制策略的实现，主要包括采样输出电压、与参考值作比较、误差的PI调节，与三角波交截，SPWM脉冲的产生等几部分。系统的程序主要包括主程序和中断服务程序，在程序开始时，执行一次初始化模块，然后每次定时周期上溢中断时，在中断服务程序中调用运行模块，实现逆变控制策略。主程序的初始化模块中对TMS320F2812各种模块及其周围相关硬件进行初始化，以保证它们能正常工作。主要包括以下几个方面：n 系统时钟初始化：使TMS320F2812内部倍频到最高速即150MHz。n 程序拷贝：由于程序是写入到TMS320F2812的FLASH中的，而在FLASH中运行程序的速度只能达到100MIPS，因此需要在处理器上电时，就将程序从FLASH中拷贝到内部RAM中，以使程序运行的速度达到150MIPS。n I/O口设置：确定CPU的复用I/O引脚工作在何种模式下。n 中断向量初始化：打开指定模块（EVA）的中断功能。n ADC模块的初始化：对ADC模块的采样时钟，采样方式进行相应的初始化设置。n EVA模块的初始化：对EVA模块的各寄存器进行初始化，设置EVA的中断周期，软件死区时间等。n 系统的总中断设置。中断服务程序的主要功能包括采样输出电压、与参考值作比较、误差的PI调节、与三角波交截，产生SPWM脉冲等，其流程图如图5.1所示。它调用了多个数据处理模块，这些模块为控制系统提供控制指令，计算反馈数据，监视系统状态，并实现控制算法。由上述功能的划分可以确定以下子程序模块：n 正弦指令生成模块，生成50Hz的电压信号；n A/D数据处理模块，读取A/D转换的结果值，并将采样标志位置位，以通知主循环将新的采样值通过串口发送至扩展部分处理器中。n 闭环控制模块，利用前两个模块得到的指令与反馈数据，实现PI控制算法，该模块为本系统软件的核心部分。、由于逆变器控制策略是通过中断服务程序实现的，系统对中断服务程序的执行时间有严格的要求，因此为了缩短中断服务程序的执行时间，与扩展功能处理器的串行通信是由主程序轮循采样标志位以实现数据发送的。完成初始化程序后，程序循环查询采样标志位是否置位，以确定是否有新的采样值，如果采样值已更新，则调用串口发送程序将各路采样值发送到处理器中。图5.1 逆变器软件流程图其中PI运算模块包括电压外环PI调节以及电流内环P调节两部分。其框图如图5.2所示。 图5.2 逆变器软件流程图5.2 数字PI控制实现 设计中采用数字PI调节器进行同频同相的跟踪控制。它是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏差：将偏差的比例（P）和积分（I）通过线性组合构成控制量，对被控对象（频率或者相位）进行控制，其控制规律为：其中u(t)为PI控制器的输出，e(t)为PI调节器的输入，Kp为比例系数，Ti为积分时间常数。简单说来，PI控制器各校正环节的作用如下：n 比例环节：即成比例的反映控制系统的偏差信号e(t)，偏差一旦产生，控制器立即产生控制作用，以减少偏差。通常随着Kp值的加大，闭环系统的超调量加大，系统响应速度加快，但是当Kp增加到一定程度，系统会变得不稳定。n 积分环节：主要用于消除静差，提高系统的无差度。积分作用的强弱取决于积分常数Ti，Ti越大，积分作用越弱，反之越强。通常在Kp不变的情况下，Ti越大，即积分作用越弱，闭环系统的超调量越小，系统的响应速度变慢。5.3 MPPT算法实现 实现最大功率点跟踪（MPPT）功能，使得逆变器输入端的输入电阻等于稳压电源的内阻，即DC-AC输入端电压Ud与直流稳压源US存在如下关系：本设计采用扰动观察法实现MPPT，算法流程如图5.3，Up（k)、Ip(k)、P(k)分别为第k次采样的太阳能电池输出电压、电流功率，为两次采样的功率差，为产生的电压扰动量。图5.3 扰动观察法实现MPPT流程图图5.4对称PWM波的发生原理5.4 SPWM的DSP生成机制1）对称PWM的DSC生成定时器从0开始递增计数到周期TxPR，接着从TxPR递减计数到0，然后开始下一个新的周期。对于输出高电平有效的那一路PWM输出口，当计数值上升到比较值CMPRx时，输出高电平；当计数值下降到比较值CMPRx时，则输出低电平；输出低电平有效的那一路PWM输出口与之互补。对称PWM波的发生原理如图5.4所示。为了避免出现逆变桥同一桥臂的上下管同时导通的情况，两路互补的PWM信号必须设置死区。死区可以通过外部模拟电路实现，也可以由TMS320F2812内部的死区发生模块设定。通过设定死区时间寄存器，可以实现为逆变器上下臂增加死区时间的功能。它实际上是让每一路PWM的上升沿时刻延迟一个死区时间。必须指出的是：TMS320F2812的EVA模块中的比较方式控制寄存器ACTR决定了其输出引脚PWMx（x = 1，2，3，4，5，6）的性质，这六个引脚中的1，3，5分别与2，4，6共享一个比较寄存器CMPRx（x = 1，2，3），所以一共可以产生三对互补的PWM信号。死区有效的前提是其中的1，3，5引脚被设置为高有效，对应的2，4，6引脚被设置为低有效。否则死区的设置非但不能起到应有的保护作用，而且会使一对本应互补的PWM信号发生重叠。图5.5 SPWM的模拟实现方法2）SPWM的DSC生成 图5.6 全比较单元框图在模拟电路中，SPWM的实现如图5.5所示。在SPWM电路中把振荡器产生的高频载波（三角波）和基准正弦信号分别送入比较器的同向端和反向端，经比较器输出的波形即为SPWM波。根据数字PWM的发生原理，要实现数字SPWM控制比较容易。在TMS320F2812中，四路SPWM的产生是通过事件管理模块EVA的全比较单元来实现的。全比较单元的框图如图5.6所示。全比较单元主要包括硬件比较器、定时器、全比较寄存器CMP1、全比较寄存器CMP2、全比较寄存器CMP3。把定时器的计数模式设置成连续增/减模式产生对称三角载波。数字化基准正弦信号用一系列离散点来代替正弦值，通过查表获得。本系统中开关频率fK为 25KHz，输出正弦波信号是50Hz，则DSC内部存储的离散点数N应为25KHz/50Hz=500。用MATLAB求出相应的500个离散值后，作为电压信号的参考值制成表格用于查表程序。本系统实时控制中，每个载波周期都需要改变一次占空比，可利用的定时器上溢中断来更新比较寄存器CMPRx的值，即计数器产生上溢中断后，通过中断服务程序根据查表指针将相应的正弦值读出，与相应的A/D采样值比较，通过电压调节器来实现PI，然后再进行电流环P调节，并将运算结果进行逻辑处理后赋值给比较寄存器CMPRx，从而产生SPWM信号。同时查表指针加一，在一个正弦波周期结束时，将查表指针复位至参考正弦波表的首地址。图5.7 HPWM实现流程由于定时器的计数值始终是正的数值，且基准正弦波数据也为正的数值。因此根据结论中所述的模拟双极性生成法则。直接将两者按一定的比例关系进行交截。在PI调节限幅时将下限值设置为零，上限值设置为最大值即为周期寄存器的值，将运算结果赋值给比较寄存器CMPRx，即可生成双极性SPWM。由于混合SPWM要求四个开关管轮流的在低频和高频中切换。为了实现该机制，在PI调节限幅时，使上下限值关于零对称，即上限值设置为周期寄存器的值，下限值设置为相应的负值。然后将PI输出与零进行判断，其实现流程如图5.7所示。按以下赋值，即可实现HPWM输出。5.5 A/D精度修正由于ADC采样是系统中的关键部分，它的转换精度直接关系到PI控制策略的有效性，因此应尽量提高TMS320F2812的内部ADC模块的精度。但在实际使用中，发现TMS320F2812 内部ADC的转换结果误差较大，如果直接将此转换结果用于控制，必然会降低控制精度。为了克服这个缺点，提高其转换精度，在实际调试中通过大量的实验，在软件上进行修正，起到了很好的效果。TMS320F2812的A/ D转换器主要存在失调误差和增益误差。理想情况下，ADC模块转换方程为其中x=输入电压值*4095/3.0V，y = 输出计数值，mi为理想增益1。在实际中，A/D转换模块的各种误差是不可避免的，这里定义具有增益误差和失调误差的ADC模块的转换方程为图5.8 ADC实际增益和理想增益图式中ma为实际增益，b为失调误差。通过对TMS320F2812的ADC信号采集进行多次测量后，发现ADC增益误差一般在5%以内，即0.95ma1.05，失调误差一般在2%以内，即-80b+80。ADC的理想状态及实际状态比较如图5.8所示。如以最坏情况y=1.05x+80为例，求得其最大输入电压值为2.8013V，有效位数为Ln4015/Ln2=11.971。通过以上分析可以看出，TMS320F2812的ADC转换精度较差的主要原因是存在增益误差和失调误差，因此要提高转换精度就必须对两种误差进行补偿。对于ADC模块采取了如下方法对其进行校正。选用ADC的任意两个通道作为参考输入通道，并分别提供给它们已知的直流参考电压作为输入，本设计采用ADCREFP和ADCREFM引脚的内部参考电压值，分别是2V和1V。通过读取相应的结果寄存器获取转换值，利用两组输入输出值求得ADC模块的校正增益和校正失调，然后利用这两个值对其他通道的转换数据进行补偿，从而提高了ADC模块转换的准确度。下面介绍了如何利用方程获取ADC的校正增益和校正失调。具体计算过程如下：获取已知输入参考电压信号xH和xL所对应的转换值yH和yL；利用方程及已知的参考值(xL，yL)和(xH，yH) 计算实际增益及失调误差：定义输入x=y*mb-mc，则由方程y=x*ma+b得校正增益mb=1/ma，校正失调mc =b/ma。将所求的校正增益及校正失调应用于其他测量通道，对ADC转换结果进行校正。上述即为实现ADC校正的全过程，通过使用这种方法，ADC的转换精度有很大提高。5.5 同频同相控制方法光伏并网发电系统控制器的另一块主要工作即为并网算法的实现，由于本控制器采用高速数字信号处理器（DSC）作为主控制器，足以实现复杂算法，因此采用软件锁相的方法实现并网，相比传统的硬件锁相环，节省了硬件的开支。其基本组成如图5.9所示，在电网电压正常时，则选用电网电压过零信号作为同步信号来做频率修正，再检测相位差进行修正。图5.9 并网软件锁相环系统设计本意是将外界输入的正弦基准电压作为电流给定，本设计对此功能做了进一步优化，可在输入正弦信号畸变（实际电网电压存在波形不好的情况）的情况下实现同频同相。实现方法如下：将输入基准信号uREF通过图4.4电路转换为方波信号，由DSP捕获其上升沿和下降沿，调整正弦表相位和输入基准信号一致；通过计数法计算输入方波信号的周期，调整正弦表读数频率，实现频率锁定。5.6 软件抗干扰当光伏发电系统逆变器的运行环境十分恶劣或者干扰十分严重时，对数字控制器运行的可靠性和安全性有很高的要求，除了在硬件电路上需要安排一些必要的抗干扰措施外，还需要在软件上采用抗干扰技术。叠加在被测模拟输入信号上的噪声干扰，会导致较大的测量误差，但由于噪声的随机性，我们可以通过软件滤波的方法来滤除虚假信号，求出其真实信号。当噪声干扰窜入数字系统时，后果更加严重，会导致处理器的失控，最典型的故障是破坏程序计数器PC的状态，从而导致程序从一个区域跳转到另一个区域，或者程序在地址空间内“乱飞”，甚至陷入“死循环”。为了将“乱飞”或陷入“死循环”的程序重新纳入正轨，我们可采取一些必要的软件抗干扰措施，常用的有软件陷阱技术和看门狗技术。1）软件陷阱技术当乱飞的程序进入非程序区，我们可以设置软件陷阱，将其迅速引向一个指定位置，从而使程序恢复正常运行。本系统中，在未用的程序空间用0x5555H数据填满。当“跑飞”程序进入此区，使会自动跳转到程序开头，从而重新开始程序的正常运行。2）看门狗技术TMS320F2812处理器受到干扰而失控，引起程序乱飞，也可能使程序陷入“死循环”，软件陷阱技术不能使失控的程序摆脱“死循环”的困境。这时，只有采用看门狗技术才能使程序摆脱死循环