密勒补偿运算放大器的设计与优化

密勒补偿运算放大器的设计与优化摘 要电子工业在如今飞速的发展，集成电路在各行各业中起到了越来越重要的作用，从而促使需求量越来越高。高速、高精度、多功能、低功耗等等的指标已经逐渐走进人们的视野。本次设计主要阐述了放大器的基本组成，简单电阻负载放大器和共源放大器以及二级密勒补偿运算放大器的设计。设计中我们采用Cadence软件在虚拟机中运行来实现电路的仿真。关注运算放大器的各项指标：开环直流增益，单位增益带宽，相位裕度，转换速率，负载电容，静态功耗，共模抑制比等等。根据提供的指标参数进行设计，最终通过改变晶体管参数和元器件参数进行分析，进而可以达到优化电路的目的。关键词 运算放大器；电路设计；Cadence仿真；性能指标The design and optimization of Miller compensation operational amplifierAbstractWith the rapid development of the electronics industry nowadays, IC has played an increasingly important role in all walks of life, contributing to the demand for it becoming higher and higher. This design mainly elaborated the basic components of the amplifier, a simple resistive load amplifier and a common-source amplifier, and the design of a secondary Miller compensation arithmetic amplifiers. In the design, we use Cadence software running in a virtual machine to achieve the emulation of a circuit. Concern about the indicators of the operational amplifier: DC gain, GBW, PM, SR, Static power consumption, CMRR and so on. Design the circuit according to indicators and parameters provided, eventually analyzed by changing transistor parameters and component parameters and then you can achieve the purpose of optimizing the circuit.Keywords Operational Amplifiers; Circuit Design; Emulation of Cadence ; Performance indicators目 录第1章 绪论11.1 引言11.2 设计思路、运放介绍和软件运用11.2.1 运算放大器的基本设计思路11.2.2 关于模拟集成运算放大器21.2.3 仿真软件的介绍31.2.4 运算放大器的性能指标31.3 章节内容概述4第2章 简单的电阻负载共源放大器52.1 电路原理分析52.2 电路仿真过程与原理62.3 SMIC 0.18um3.3V厚氧化栅工艺PMOS管电阻负载共源放大器影响因素仿真与分析132.3.1 设定电阻=165k，L=10u不变，改变W132.3.2 设定Rds=165k不变，W=5u不变，改变L132.3.3 设定W/L=40u/10u=4不变，=165k不变，改变Vgs142.3.4 设定W/L=40u/10u=4不变，改变的大小152.3.5 设定=165k不变，W/L=4不变，改变W，L的值15第3章 简单共源放大器的设计173.1 单级共源放大器的设计173.1.1 设计原理图与指标173.1.2 参数的估计173.1.3 仿真验证183.2 共源共栅电路243.2.1 设计原理图与指标243.2.2 参数估计253.3 参数比对分析26第4章 二级密勒补偿运算放大器的设计和分析264.1 电路原理和参数估计264.1.1 电路原理分析264.1.2 设计指标264.2 电路设计与参数估算264.2.1 分配各级的增益264.2.2 确定密勒电容Cc的大小264.2.3 确定各级工作电流264.2.4 确定第一级输出摆幅和静态工作点264.2.5 估算第一级宽长比264.2.6 第二级宽长比的估算264.3 仿真验证和结果分析264.3.1 静态工作点仿真264.3.2 共模输入范围仿真的过程和结果264.3.3 开环增益，相位裕度，单位增益带宽的仿真264.3.4 共模电压与差模增益的关系264.3.5 共模抑制比的仿真过程与结果264.3.6 共模输入和共模抑制比的关系264.3.7 瞬态分析264.3.8 电路静态总功耗264.4 密勒电容对零点极点的影响以及运算放大器性能参数和稳定性的影响264.5 运算放大器设计指标与仿真结果26总 结26致 谢26参 考 文 献26附录A 基于SMIC 0.18um 3.3V厚氧化珊工艺MOS管的沟道长度调制系数和参数K的参数提取表26附录B 译文26附录C 外文原文26第1章 绪论1.1 引言集成电路的发展改变了人们的日常生活，它可以说是人类文明史上的新变革。电子产品的越来越多，应用的范围也越来越广，其内部的半导体集成电路的制作要求也就越来越高。进而集成电路中的电路设计就变得越来越重要，同时也会面临着压力，这便是我们正在面临的问题。目前看来，一般模拟电路设计依然需要手工设计。因此研究模拟电路设计过程，提高设计成功机会和效率是非常必要的。虽然在给定所需功能行为描述的数字系统设计自动化方面计算机辅助设计方法应用得很成功了，但对于模拟电路来说并不适用。 模拟电路的设计一般分为三个步骤：第一，进行原理图的设计，选择设计所选用的晶体管和各个电路器件，绘制出原理图；第二，参数的估算，根据所要求给定的参数，总体上估算出电路中元器件的参数数值；第三，仿真验证，验证实际数值是否与估算值有相差，如果有相差，我们需要进一步分析导致误差的原因，通过微调电路或者元器件的参数最终得到满足设计条件的电路图。本次设计是根据cmos运算放大器的基本原理设计指标和工艺要求完成的基本运算放大器的研究分析，以求从点及面的更好的去理解运算放大器的构成和影响因素，并且能够在仿真中经过验证得到所想要得到的运算放大器。1.2 设计思路、运放介绍和软件运用简单的介绍一下运放的研究背景和种类以及完成本次设计的设计思路和仿真软件Cadence的使用。1.2.1 运算放大器的基本设计思路一个完整的运算放大器的设计流程可以分为：（1）确定设计目标；（2）设计电路并运用仿真软件进行仿真；（3）进行版图的设计；（4）根据版图制作出来芯片的测试。（由于时间的限制，本次设计只考虑前两部分的详细研究）流程图如图1.1所示。图1.1 集成运放的基本设计思路要完成一个运放电路的设计，就是首先确定电路的主要性能指标。在本次设计中，我们主要是完成一个基本的密勒补偿运算放大器的设计。所以我们可以基于合理的电路结构来确定电路中的晶体管的尺寸大小和电容值的大小，借此来达到设计的目的，可以使整个电路出于合理的工作状态。给定的设计性能指标一般如下：（1）直流电压增益Av；（2）单位增益带宽GBW；（3）压摆率SR；（4）所要驱动的负载电容CL；（5）需要达到的相位裕度PM；（6）输入共模电压范围ICMR；（7）输出电压范围；（8）输出电压摆幅；（9）整个电路所允许的功耗。二级密勒补偿运算放大器主要是由差分放大器和共源放大器组成，而共源放大器的原理即等于是一个电阻负载的运算放大器。因此在设计之前我们首先讨论电阻负载的放大器的参数改变对放大器本身指标的影响，接着在进行对共源放大器的讨论分析，有了前面这些测试数据的经验，之后我们在最终的设计二级密勒补偿云运算放大器才能更好地对其进行优化。1.2.2 关于模拟集成运算放大器运算放大器从诞生到现在有40多年的历史，由最早采用的硅工艺（NPN工艺）发展到标准硅工艺（NPN-PNP工艺），由于结型场效应管技术的成熟最后又加入了结型场效应管工艺。加上半导体集成电路运用的越来越广泛，我们对其内部的电路设计要求也就变得越来越高。作为内部电路系统中的一个重要基本单元的运算放大器的设计如今也显得尤为的重要。根据制造工艺， 目前在使用中的集成模拟运算放大器可以分为标准硅工艺运算放大器、在标准硅工艺中加入了结型场效应管工艺的运算放大器、在标准硅工艺中加入了MOS工艺的运算放大器。本次设计中我们主要讨论的是在标准硅工艺中加入MOS工艺的运算放大器中的全MOS场效应管工艺的模拟运算放大器，该放大器的主要特点是由于电源电压的降低，功耗大大的降低。而按照功能/性能分类，模拟运算放大器一般可分为通用运放、低功耗运放、精密运放、高输入阻抗运放、高速运放、宽带运放、高压运放，另外还有一些特殊运放，例如程控运放、电流运放、电压跟随器等等。但是随着技术的进步，运放的分类的门槛一直在不断的变化。1.2.3 仿真软件的介绍因为如今设计的模拟集成电路都是深亚微米级别的，必须采用先进的EDA软件工具在计算机上进行设计。因为基于SPICE的仿真工具Cadence公司的 Spectre 容易上手，并且仿真结果快速准确。所以本次设计我们使用的仿真软件为Cadence。Candence仿真软件有以下几个优点:高品质，更高的设计质量，更好的设计精度，最少的转换，并且能够完成整个IC设计流程的各个方面。由于采用 Cadence 设计仿真电路用的是更高级精准的模型，本次设计我们采用SMIC的0.18um工艺和3.3V的电源电压。1.2.4 运算放大器的性能指标1.输入共模电压范围（ICMR）：指使CMOS差分放大器中的各MOS管均工作在饱和区的共模输入电压的最大值和最小值。2输出摆幅（output swing）：运放维持高开环增益时输出电压的范围。3.低频增益（DC gain）：也称开环增益，是指未加反馈网络或反馈系数为零时，放大器对输入信号的放大倍数。4.共模抑制比（ CMRR）：衡量放大器对共模输入信号抑制能力的一个参数。5.带宽：放大器的增益降低到直流值的-3dB时所对应的频率。6.单位增益带宽（GBW）：增益为1（0dB）时对应的频率。7.相位裕度：避免放大器闭环应用时发生振荡。8.转换速率（摆率SR）：大信号输入时，输出电压的变化对时间的比值，由对电容充放电的最大电流决定。9.建立时间（settling time）：当运放受到一阶跃大信号激励时，输出电压达到平稳值所需要的时间。1.3 章节内容概述第二章主要阐述了运放的基本构成单元电阻负载放大器的设计和电路参数的变化对电路性能所造成的影响，从而为之后设计更为复杂的电路进行铺垫。第三章主要是使我们对单级放大器的设计形成一个认识，熟悉运算放大器的设计过程以及怎样使设计达到我们所需要的指标。学会使用改变电路参数的方法来达成设计目的。第四章为本次设计的重点，在此我们详细介绍了二级密勒补偿运算放大器的设计的整个流程，并且考虑了影响电路指标的重要因素，并从中分析优化电路。图1.2 设计思路第2章 简单的电阻负载共源放大器2.1 电路原理分析在这里我们讨论的是基于SMIC 0.18um3.3V厚氧化栅工艺PMOS管电阻负载共源放大器的分析与设计。电阻负载的共源放大器的结构如图2.1所示。其将栅极电压小信号变化转换成漏极电流小信号，通过负载电阻转换为输出电压。图2.1 NMOS和PMOS的电阻负载共源放大器的基本原理图当 ，晶体管M截止，电流极小， （2.1）当接近，晶体管开始导通，（NMOS），开始变小；对于PMOS管，开始变大，晶体管处于饱和区。 (NMOS） (2.2) （PMOS) (2.3) 进一步增大Vin，直到，晶体管加入线性区， (2.4)通常要保证，我们可以得到小信号增益如下公式： (2.5) (2.6) (2.7)如图2.2是交流小信号等效电路：图2. 2 NMOS电阻负载共源放大器交流小信号等效电路据电路原理，为了实现高增益，可以提高负载电阻，增大晶体管的输出电阻，提高晶体管的跨导等办法。其中增加负载电阻，会占用很大面积，一般不采用。但是电阻负载放大器的寄生电容和噪声电压都比较小，适合低增益高频放大器。下面对电阻负载共源放大器的影响因素进行分析和讨论。2.2 电路仿真过程与原理在软件中绘制出电阻负载的单管共源放大器，如下图2.3所示：电源为3.3V，PMOS采用SMIC0.18工艺3.3V晶体管，栅极接电压源偏置1V。图2.3 PMOS电阻负载单管共源放大器电路图取与电源Vdd相连的电压源V0的电压为3.3V，假设共源放大器的静态工作电流大小是10uA，静态工作电压为0.5，从而固定电阻，即图中的电阻。设置参数的方法如下图2.4所示。图2.4 电阻负载单管共源放大器中电阻值的设置然后在输入电压端做DC扫描，首先我们将PMOS的W/L的尺寸设置为1.8um，即取W=1.8um，L=10um。下面我们开始对输入电压做DC扫描，分析的内容就是将输入电压的范围从0V逐渐变化到3.3V（），输出电压的变化从0变化到。当Vgs不断变小，MOS开启越大，Id越大，输出电压降低。最终扫描的结果如图2.5。图2.5 DC扫描输出端的电压变化由于选择的尺寸较小，本次扫描结果显示的不够理想（但不影响接下来的实验结果）。用软件中的十字坐标来确定某个输出电压所对应的输入电压值（尽量选择中间点，因为此时为允许输入摆幅最大）：图2.6 静态工作点的选取如图2.6所示当输入电压为1.088V时，Vsg= 3.3-1.088=2.212V，输出电压为0.917V，Vsd=3.3-0.917=2.383V，我们就取这个偏置的情况进行讨论。将输入电压源的电压值改为1.088V。静态工作情况显示如下:图2.7 静态工作点参数综上为电阻为负载的共源放大器的直流偏置情况设置和显示，交流增益的情况将在之后的改变参数的过程中进行讨论。接下来我们讨论AC分析（交流小信号仿真），分析设置参数如图2.8所示：图2.8 AC分析的软件设置其中AC magnitude表示1个单位的交流小信号电压，选择1V主要是为了之后在仿真结果中更加容易的读出增益的大小。开始和截止的频率设置为1Hz1GHz。运行之后的输出结果为：图2.9 AC分析的仿真结果此时低频小信号的增益约为1.049倍。然后用ac扫描做频谱分析（选择dB20显示）如下图：图2.10 AC扫描的频谱软件设置取-3dB的时所对应的频率值（即带宽）, 得到WB（带宽）为714.66MHz。图2.11 AC扫描的幅频特性仿真带宽结果此时的结果是否正确我们接下来使用时域瞬态仿真来验证。首先将共源放大器的Vdc删除用Vsin信号源代替，并设置静态工作电压和幅度与频率：图2.12 时域瞬态仿真电路原理图图2.13 时域瞬态仿真参数设置瞬态仿真结果如下：图2.14 时域瞬态仿真结果分别选定输入和输出信号的峰峰值可以看出将1.989V的信号放大为2.0872V，放大倍数为1.049 倍，与ac仿真的结论一致。电阻为负载的共源放大器交流小信号增益的： 其中其中为已知量，为了计算我们需要确定PMOS的跨导和小信号电阻。DC分析保存静态工作点，然后选择Tools-Results Browser： 选择OK选择M0的静态工作点分别找到gm和gds 计算增益值为：，结果与仿真结果相一致。2.3 SMIC 0.18um3.3V厚氧化栅工艺PMOS管电阻负载共源放大器影响因素仿真与分析2.3.1 设定电阻=165k，L=10u不变，改变W根据公式（2.6），在Ids和宽长比同时增大时，gm的值变大，由于仿真过程中Von同时变小，所以在三个因素同时作用下，宽长比增加一倍，gm的值变大1.5倍。公式（2.7），输出电阻与Ids成正比。仿真结果与理论结果一致。在输出电阻大负载电阻3到4个数量级的情况下，公式（2.4）中的Rds可以忽略，所以，交流增益有晶体管的跨导和负载电阻决定，这里保持负载电阻不变，所以交流增益与晶体管的跨导成正比。通过计算，发现它们关系不是完全线性。对于带宽和增益带宽乘积，第一个指标与负载电容以及输出电阻成反比，这里虽然没有放置负载电容，但是由于晶体管有寄生电容，宽长比越大，寄生电容越大，导致带宽减少，同样的对于增益带宽乘积，虽然随着宽长比增大，跨导变大，但是同时寄生电容变大，导致增益带宽乘积下降。（详细数据见表2.1）表2.1 宽长比变化对电阻负载共源放大器参数影响的仿真结果W/LgmgdsVgsAvWBIdsVdsAv*WB1.8/106.367e-65.279e-91.0881.049714.7M-5.6u-2.38749.7M5/101.334e-57.789e-91.5832.198223.2M-7.65u-2.04490.6M10/102.055e-58.935e-81.8753.386109.1M-8.38u-1.92369.4M20/103.074e-51.037e-82.0965.06354.6M-8.79u-1.85276.4M40/104.528e-51.232e-82.2567.45627.1M-9.19u-1.78202.1M2.3.2 设定Rds=165k不变，W=5u不变，改变L根据公式（2.6），在Ids和宽长比同时增大时，gm的值变大，由于仿真过程中Von同时变小，所以在三个因素同时作用下，宽长比增加一倍，gm的值变大1.5倍。公式（2.7），输出电阻与Ids成反比，与L成正比。L变小，Ids变大时，输出电阻变大，仿真结果与理论结果一致。在输出电阻大负载电阻3到4个数量级的情况下，公式（2.4）中的Rds可以忽略，所以，交流增益有晶体管的跨导和负载电阻决定，这里保持负载电阻不变，所以交流增益与晶体管的跨导成正比。通过计算，发现它们关系不是完全线性。对于带宽和增益带宽乘积，第一个指标与负载电容以及输出电阻成反比，这里虽然没有放置负载电容，但是由于晶体管有寄生电容，L变小，寄生电容越小，同时输出电阻变小，这两者这里变化不大，所以带宽变化也不明显，同样的对于增益带宽乘积，随着L变小，跨导变大，但是同时寄生电容变小，导致增益带宽乘积明显增加。（详细数据见表2.2）表2.2 沟道宽度对电阻负载共源放大器参数影响的仿真结果W/LgmgdsVgsAvWBIdsVdsAv*WB5/101.334e-57.789e-93.3-1.5832.198223.2M7.65u2.04490.6M5/52.067e-51.386e-83.3-1.8753.403218.6M8.44u1.91743.9M5/2.53.141e-52.525e-83.3-2.0965.161215.1M9.01u1.811110.1M5/1.254.815e-55.059e-83.3-2.2567.879214.5M9.60u1.721690.0M5/15.379e-55.574e-83.3-2.3108.794213.74M9.14u1.791879.6M2.3.3 设定W/L=40u/10u=4不变，=165k不变，改变Vgs根据公式（2.6），宽长比不变的情况下，gm与过驱动电压成正比，过驱动电压越小，gm越小；gm与成正比，越大，gm越小；在过驱动电压和Ids同时变化时，要看其变化的快慢程度进行比较。公式（2.7），输出电阻与Ids成反比，与L成正比，Ids变大时，输出电阻变大，仿真结果与理论分析一致。在输出电阻大负载电阻3到4个数量级的情况下，公式（2.4）中的Rds可以忽略，所以，交流增益有晶体管的跨导和负载电阻决定，这里保持负载电阻不变，所以交流增益与晶体管的跨导成正比。通过计算，发现它们符合这个关系。对于带宽和增益带宽乘积，第一个指标与负载电容以及输出电阻成反比，这里虽然没有放置负载电容，但是由于晶体管尺寸不变，寄生电容不变，所以带宽随着输出电阻变大，略微变大，同样的对于增益带宽乘积，由于晶体管尺寸不变，导致增益带宽乘积随着gm的变小而变小。（详细数据见表2.3）表2.3 过驱动电压对电阻负载共源放大器参数影响的仿真结果VgsgmgdsAvWBIdsVdsAv*WB3.3-2.1085.996e-55.248e-79.05713.5M-16.75u-0.54122.3M3.3-2.1575.535e-53.395e-89.08123.9M-14.0u-0.99217.0M3.3-2.2564.528e-51.232e-87.44527.1M-9.19u-1.78201.8M3.3-2.3243.796e-58.729e-96.23528.2M-6.18u-2.28175.8M3.3-2.4692.043e-54.050e-93.36929.7M-1.92u-2.98100.1M2.3.4 设定W/L=40u/10u=4不变，改变的大小根据公式（2.6），宽长比不变的情况下，gm与过驱动电压成正比，过驱动电压越小，gm越小；gm与成正比，越大，gm越小；在过驱动电压和Ids同时变化时，要看其变化的快慢程度进行比较。公式（2.7），输出电阻与Ids成反比，与L成正比，Ids变大时，输出电阻变大，仿真结果与理论分析一致。在输出电阻大负载电阻3到4个数量级的情况下，公式（2.4）中的Rds可以忽略，所以，交流增益有晶体管的跨导和负载电阻决定，这里保持负载电阻不变，所以交流增益与晶体管的跨导成正比。通过计算，发现它们符合这个关系。对于带宽和增益带宽乘积，第一个指标与负载电容以及输出电阻成反比，这里虽然没有放置负载电容，但是由于晶体管尺寸不变，寄生电容不变，所以带宽随着输出电阻变大，略微变大，同样的对于增益带宽乘积，由于晶体管尺寸不变，导致增益带宽乘积随着gm的变小而变小。（详细数据见表2.4）表2.4 电阻负载对电阻负载共源放大器参数影响的仿真结果RdgmgdsVgsAvWBIdsVdsAv*WB165k4.528e-51.232e-82.2567.45627.1M-9.19u-1.78202.1M150k4.861e-51.428e-82.2247.27529.2M-10.51u-1.72212.4M120k5.321e-51.648e-82.1796.37237.5M-12.80u-1.76238.9M100k5.432e-51.690e-82.1575.42344.6M-14.0u-1.90241.9M82.5k6.166e-52.084e-82.0945.07854.9M-17.69u-1.84278.8M2.3.5 设定=165k不变，W/L=4不变，改变W，L的值根据公式（2.5），在gm和偏置电阻不变的情况下，的变化会影响到电路增益的大小。根据公式（2.7），虽然晶体管的宽长同时在变化时它们的比值并没有产生变化，但是由于L（长度）的变化，也会跟着做相应的变化。计算中我们的长度值是在不断减小的，因此gds的值在不断的增大，从而的值变大，进而影响增益的变化，增益也同时增大。而随着晶体管的尺寸在变小，进而晶体管的gm在增大，从而导致增益带宽的乘积的增大。（详细数据见表2.5）表2.5 晶体管宽长同比变化对电阻负载共源放大器参数影响的仿真结果W/LgmgdsVgsAvWBIdsVdsAvWB40/104.528e-51.232e-82.2567.45627.1M-9.19u-1.78202.1M20/54.562e-51.700e-82.2567.50656.1M-9.08u-1.81395.8M10/2.54.637e-52.648e-82.2567.618106.7M-9.23u-1.77812.8M5/1.254.815e-55.059e-82.2567.879212.2M-9.60u-1.721671.9M4/14.920e-56.705e-82.2568.030265.6M-9.82u-1.682132.8M第3章 简单共源放大器的设计3.1 单级共源放大器的设计第二章我们讲述了电阻负载共源放大器的设计和分析，这只是运放设计的一个基本单元，并且在现实的运放设计中我们不可能有很确定的电阻负载提供给我们来实现运放的设计。实际中的电阻负载即是一个或多个晶体管，我们通过调节晶体管的参数值来实现我们所需要得到的电阻负载值。本章主要阐述的基本的一级放大电路（共源放大器）的设计原理以及分析。3.1.1 设计原理图与指标图3.1 单级共源放大器的原理图此时电路的总电压Vdd是3.3V，理想电流源的大小为100uA，由于是单级放大器，电路设计的指标要求是增益Av30dB，摆幅2V。3.1.2 参数的估计根据输出摆幅的要求，分配NMOS管和PMOS管的Von（过驱动电压），电路图如图3.1。因为，这里我们取，满足上述条件。共源放大器的增益估算公式为： （3.1）从公式（3.1）中可以得出共源放大器最后增益的大小只与nmos管（输入管）过驱动电压选取和放大级的沟道长度调制系数有关，适当的调节这两个参数便可以控制最终放大倍数的大小。在本次设计中我们选取mos管的长度为1um。静态工作电压的估算： （3.2） （3.3）估算出输出节点（Vout）的静态工作点为。验证估算增益是否符合实际的要求,查表得出，nmos管的沟道长度调制系数， pmos管的沟道长度调制系数。由此估算： （3.4） （3.5） （3.6）估算此时的宽长比，查表得到nmos管的参数，pmos管的参数（，其中是电子或空穴的迁移率，是单位面积栅氧化物电容）。那么估算： （3.7） （3.8）3.1.3 仿真验证静态工作点仿真如图（微调nmos的宽长比使静态Vout在计算值附近，这里微调宽长比的结果为9.9/1）。 图3.2 估算与微调后静态工作点输入电压设置范围设置为03.3V（Vdd），最终选取结果图只需要截取静态工作点附近即可，得到输出电压摆幅仿真如下：图3.3 输出电压摆幅跨导计算公式为： （3.9）根据公式（3.1.9）我们首先做出输出电流与电压的变化曲线I-图3.4 I-曲线然后在Tools中选择Calculator（计算器）工具，选中wave然后再选中需要分析的曲线。图3.5 计算器选择曲线接着进行曲线分析，选择Special Function菜单中的Deriv（微分）之后在Outputs中选择Step-Get Expression 选择 OK 确定，最后再从Results-Plot Outputs中显示出来得到跨导变化曲线。图3.6 跨导随输入电压变化曲线从图3.6中可以看到，在输入为1.1v时的gm约为345uA/V。输出电阻计算公式为： （3.10）根据公式可以得到我们要先做出输出电压随偏置电流的变化曲线，则设置偏置电流的变化范围为0-110uA，对I1进行DC分析得出输出电压曲线图为：图3.7 偏置电流与输出电压的关系根据公式（3.10）可以知道只要将该曲线进行微分运算便可以得出输出电阻曲线：图3.8 偏置电流与输出电阻的关系从图3.8中可以得到，当偏置电流为100uA的时候，输出电阻Rout的阻值约为296K。我们设置输入直流电压为静态工作点电压，交流电压为1V，在对输出电压进行AC扫描，就可得出放大增益的曲线：图3.9 放大器增益曲线从图3.9中得出实际放大倍数为247倍，约为47.85dB30dB。满足设计指标，并与估算结果相互验证。图3.10带宽-3dB取点由图3.10中的仿真结果得到WB（带宽）为7.2MHz，增益带宽的乘积为7.2247=1778.4。验证AC扫描放大倍数是否正确，用瞬态仿真来确定，把输入电压源Vdc改成Vsin，设置幅度为1mV，频率为1 MHz，直流输入电压选择静态电压值。 图3.11 瞬态仿真图中可以得到将峰峰值为2mV的输入电压放大到峰峰值471mV，大约为235.5倍，与AC仿真结果相一致。 图3.12 各个晶体管上功耗那么得出最后静态电路的功耗为pwr=0.00011+0.00022+0.00011=440uW。3.2 共源共栅电路3.2.1 设计原理图与指标图3.13 共源共栅放大器设计原理图此时电路的总电压Vdd是3.3V，理想电流源为100uA，MP1和MP2构成电流镜将理想电流源的电流信号转化为电压信号输入，提供一个稳定的输入电压，要求设计的增益Av30dB，摆幅1V。3.2.2 参数估计根据输出摆幅的要求，分配NMOS管和PMOS管的Von（过驱动电压），电路图如图3.13所示。因为，取。为了最终的结果能进行比对，我们取晶体管的长度仍是1um。估算静态偏置电压： （3.11） （3.12） （3.13）取（因为这里没有考虑的变化，实际情况是MN2的衬偏效应导致的变大，故实际Vbn的值应该比估计值要大）。增益的估算： （3.14） （3.15） （3.16）宽长比的估算： （3.17） （3.18） （3.19）由于本次参数的提取是自行提取，并不一定准确，估算值只能提供给我们一个近似值，因此参数需要我们自行调整来达到指标。将估算值带入到实际仿真电路中，静态工作点仿真如图所示，由于此时的输出电压Vout不在估算静态工作点，需要调节输入晶体管的宽长比来实现，同时电流Id的大小也符合要求。调节宽长比后为。 图3.14 共源共栅静态工作点调整将输入电压设为变量，对输出电压进行DC扫描，得到输出电压范围曲线：图3.15 输出电压范围偏导仿真，根据公式（3.9）可知要得到跨导曲线首先做出输出电流与电压的变化曲线I-：图3.16 输入电压与输出电流曲线运用计算器功能对该曲线进行微分，得到跨到曲线；图3.17 跨导曲线如图2.17，当输入电压（静态工作点电压）为0.97V时，晶体管MN1的跨导约为约为551uA/V。仿真输出电阻曲线，根据公式（3.10）首先将理想电流源I1设为变量，对I1进行DC分析得到输出电压曲线：图3.18 电流与输出电压曲线对其进行微分，得到输出电阻曲线为：图3.19 输出电阻曲线从图中可以得到当电流源电流为100uA时，输出电阻约为428K。对输出电压进行AC扫描，进行增益大小仿真：图3.20 电路增益曲线从图中得出放大倍数约为573倍，即55dB30dB，到达指标要求。取-3dB的时所对应的频率值（即带宽）图3.21 带宽-3dB取点从图中得到WB（带宽）为4.79MHz，增益带宽积为4.79573=2744.7。瞬态仿真验证AC扫描： 图3.22 瞬态仿真曲线从图中得到将峰峰值为1.95mV的电压放大为峰峰值为1074.94mV约为551倍，与AC扫描得到仿真结果相一致。 图3.23 各晶体管功耗图那么得出最后静态电路的功耗为pwr=450.4uW。3.3 参数比对分析我们将单级共源放大器和共源共栅放大器的两次设计所得到的数据放在一起作一次比对，如下表：表3.1 参数比较RoutgmAvGBWpwr单级共源296k345uA/V47.85dB1778.4440uW共源共栅428k551uA/V55dB2744.7450.4uW在其他因素基本相同的情况下，单级共源放大器的单位增益带宽比共源共栅放大器的小，增益比共源共栅放大器的增益小，输出晶体管的跨导和晶体管上的总功耗都要比共源共栅放大器的小。第4章 二级密勒补偿运算放大器的设计和分析4.1 电路原理和参数估计4.1.1 电路原理分析如图4.1所示是典型的一个nmos输入的cmos二级运算放大器，它包括偏置电路，第一级差分放大器以及第二级共源放大器组成和密勒补偿电路。图4.1密勒补偿运算放大器结构示意图这里采用的是用密勒效应补偿的方法提高放大器的的相位裕度，即电容Cc的电路为相位补偿电路，补偿电路称为密勒补偿，电容Cc则称为密勒电容。从图4.1 的电路结构图中我们知道，偏置电路由M8和理想电流源组成。而M5和M8组成电流镜，目的是为了将理想电流源的电流信号通过M8转换为电压信号，再由M5转换为电流信号。第一级差分放大电路由M1M5组成。M1和M2构成pmos差分输入对，差分输入较单端输入可以有效抑制共模信号的干扰。M3和M4是相同的mos管构成的电流镜，这里作为有源负载，将差模电流转化为差模电压。M5的作用是提供恒定的偏置电流，使M1,2和M3,4上的电流是M5上通过的电流大小的一半。第二级放大电路是由M6和M7组成的共源放大器，M6将差分电压信号转换为电流信号，M7将电流信号转换为电压信号输出。M6为共源放大器，M7为其提供恒定的电流偏置并作为输出负载。4.1.2 设计指标表4.1 运算放大器设计指标采用CMOS工艺SMIC 0.18um3.3V电源电压-2.5V2.5V共模输入范围-1V2V开环直流增益Av70dB单位增益带宽GBW5Hz相位裕度PM转换速率SR10V/us共模抑制比CMRR70dB静态总功耗Pdiss2mW负载电容10 pF如表4.1 所示，运算放大器的设计指标如下：要求电源电压在-2.5V2.5V，共模输入范围在-1V2V，开环直流增益Av70dB，单位增益带宽GBW Hz，相位裕度PM，转换速率SR10V/us，共模抑制比CMRR70dB，静态总功耗Pdiss38dB，第二级32dB。4.2.2 确定密勒电容Cc的大小为了保证相位裕度大于60度，一般要求零点在10倍的单位增益带宽外，相位裕度有这样的关系：由上面的公式可以得到，因为RHP零点高于10倍的带宽，所以根据零点（由M6决定）和第一极点（M1决定）的带宽公式可以推导出： (4.1) (4.2)由公式（4.1）和（4.2）可以得到两个结果： (4.3) (4.4)又因为，摆率由Cc决定，Cc越大，摆率越低，因此所以Cc不能取过大，这里我们初步取Cc=3pF，根据最终仿真结果进行调整。4.2.3 确定各级工作电流因为SR10V/us，故： (4.5)取=50uA，由Pdiss2mW得到电路总电流2/5=400uA，那么M6上的支路电流1.32+0.07=1.39，又因为2-0.77=1.23V (4.7)可以取=1.55V，那么，取M1和M2上的=0.5V。因此 (4.8)因为 (4.9)又因为 (4.10)那么取，。当处于静态工作点时， (4.11) (4.12)则，。4.2.5 估算第一级宽长比查表得，那么得到： (4.13) (4.14) (4.15)注：由于条件有限，表中的参数可能存在不准的情况，这里的宽长比我们只是取到大概的数据，并不是估算的数据就和实际的仿真参数相差不大，具体的情况我们将在仿真中来进行调整，调整的思路结合电路原理来实现。4.2.6 第二级宽长比的估算为了得到相对合理的相位裕度，根据公式（4.3）可知，MOS管M6的跨导大约是M1的10倍，即gm6=10gm1，又因为M3,4电流镜的无失调对称设计有： (4.16)那么M6和M4的宽长比的关系为： (4.17) (4.18)，得出 。同理得到： (4.19) 4.3 仿真验证和结果分析4.3.1 静态工作点仿真根据对电路基本参数的估算，我们对电路的静态工作点进行仿真，确定每个静态都工作在饱和区，并且处于合适的偏置状态。 图4.2（a）密勒补偿运算放大器初步的静态工作点仿真图4.2（b）密勒补偿运算放大器初步的静态工作点仿真表4.2 各个晶体管静态工作参数M8M5M7M0M1M2M3M6W/L5:15:114.2:17.5:17.5:118:118:197:1Vgs1.096V1.096V1.096V1.