【优秀论文】单火线智能开关的设计与实现

单火线智能开关的设计与实现随着智能家居的快速发展，单火线智能开关成为了传统机械墙壁开关的升级换代产品，实现了灯具和电器开关的智能化控制（如声控开关，触摸开关，红外线遥控开关，人体感应开关，手机控制，WIFI智能开关等）。并且，国内外普通家庭大多为单火线布线，在升级实现智能化改造时往往要求智能开关能直接代换原有的机械墙壁开关，更换时无需重新布线。所以开发新型电子智能照明开关都必须要求采用单线制的单火开关。根据工作原理可知，凡是电子智能照明开关本身都需要消耗一定的电流，在待机时，由于单火线开关待机取电是通过流过灯具的电流给智能开关的控制电路供电的，如果待机输入电流太小就会导致待机电路不能正常工作，如果待机输入电流太大就会导致灯具关闭后还会有闪烁或微亮（即出现“关不死”的现象）等问题。特别是高阻抗的电子节能灯和LED灯，对待机电流更为敏感。单线制电子开关带节能灯会闪烁的原因现在市面上的灯具大多为节能灯或LED灯，白炽灯基本已经被完全取代。所以电子开关设计的面向对象应该主要是节能灯和LED灯。电子开关为什么接白炽灯不会闪烁，而接节能灯和LED灯就会闪烁呢这与节能灯（或LED灯）以及电子开关的自身构造都有关系由于电子开关是用电子电路组成的控制开关，就一定要消耗一定的电流，这一电流必定要通过串接在电源回路中的节能灯（或LED灯）。由于节能灯（或LED灯）内部电路结构的特殊性，即使流过节能灯或LED灯的电流很小，也会使灯产生不同程度的闪烁现象。原因是节能灯（或LED灯）内部一般采用全波整流和电容滤波电路，如下图所示图1节能灯（或LED灯）结构示意图当电子开关本身消耗的微小的电流通过灯具内部的桥式整流电路的滤波电容C时，这一很小的电流向灯具内部电容C充电，当灯具内部电容C上的直流电压充到一定的程度时（不同的灯会有差别）电容会放电，灯内部的电子电路就会恢复工作而使节能灯（或LED灯）点亮，这时电容C两端的电压因为放电而随则会下降，这时灯会熄灭，接着再开始下一回合的充电及放电过程。随着这样的充放电过程，我们就会看到灯闪或微亮现象。这一闪烁现象的间隔与流过的电流及节能灯（或LED灯）的内部电路结构密切相关，很难进行具体量化例如多少瓦数以上的灯不会闪烁，哪些类型的灯不会闪烁等。经过对大量各品牌不同厂家的节能灯进行实际测试，发现引起节能灯闪烁的电流从20MA至100MA不等。有一些节能灯在电流小于10MA时都还会出现闪烁或者微亮的现象，另外灯闪烁与否与实际灯的标称功率瓦数也没有直接的绝对关系，例如，测试发现有些小瓦数的灯都不会闪烁或微亮，而有一些较大瓦数的灯却会出现闪烁或微亮。所以，微功耗单火待机和工作电源电路的研发难度非常大，这也是到目前为止国内外限制单火线智能开关发展的最主要技术瓶颈。本课题的能做到就是将待机电流做到尽量小以适应更多类型的灯具，从而保证大部分灯具不会出现闪烁。单线制智能开关设计需要考虑的两个问题第一个问题是要尽可能的降低待机功耗，即减小待机电流，避免出现灯关后闪烁或者微亮；另一个问题是单火线的取电问题。怎样保证提供足够的输出电流给电子开关控制电路，例如专用的MCU，红外接收头，RF遥控模块，继电器或者可控硅等。由于电子开关工作时取电是通过开关断开时的两端压差来取电的，当开关闭合时就没有了压差无法取电，这样就会导致控制电路掉电失控问题。针对这一问题，市面上的单火线电子开关采用两种方式解决这一问题。方式一电子开关中的开关元件的通态和断态由同一电路供电。在通态时，通过电容降压再用稳压管稳压的方式给控制电路提供直流电源；在断态时，由于控制电路消耗的电流也是电子开关主回路的电流，所以如果电子开关主回路的电流比较大，那么接上小功率的灯具，灯具就会发红或闪烁，即“关不死”的现象，所以此类单火线电子开关大多数不能控制小功率的负载。同时用电容降压，如果电流较大，电容的发热非常严重，这样就会给产品留下很大的故障隐患。方式二将通态和断态由不同的电路供电，其实现方式是先将主回路电流整流，再取出部分直流电作为控制电流。其缺点是对整流器件要求高、且发热严重，限制了负载功率的提高,不适用于较大功率灯具。上述两种方式都解决了电子开关断态时贿赂电流较大的问题，但对于电子开关控制的负载的功率范围、稳定性及其电源转换效率方面，还是存在一定的不足。1方案一双向可控硅本方案设计的取电电路把通态和关态电路分开，采用不同的取电方式，分别为控制模块提供稳定的12V直流电源，控制模块一般由CPU和PF无线收发模块组成。本设计还有过零检测模块，以保证可控硅零点导通。主框图如下所示220V取电电路智能开关负载通态取电关态取电控制模块RF无线模块提供12V直流电压过零检测模块图11双向可控硅主框图过零检测双向可控硅是一种功率半导体器件，也称双向晶闸管，因为控制电路简单，因此特别适合做交流无触点开关使用。本设计中。双向可控硅直接连在强电网络中，其触发电路的抗干扰问题很重要，通常是通过光电耦合器将控制系统中的触发信号加载到可控硅的控制极。为了减少驱动功率和可控硅触发时产生的干扰，交流电路双向可控硅的触发常采用过零触发电路。另外，在零点触发可控硅还可以增加晶闸管的使用寿命。过零触发是指在电压为零或接近零的瞬间接通，因为要采用过零触发，所以还需要过零检测电路对正弦交流电进行过零检测。过零检测电路如图12所示，用于检测正弦AC220V的过零点，整流桥D1进行全波整流，使用光耦U1和三极管Q1组成过零检测电路，整形出脉冲波。图12过零检测电路当正弦交流电压接近零的时候，整流桥中的二极管截止，光耦U1截止，三极管的基极电压是Q1导通，ZD的检测信号出现负脉冲信号，MULTISIM仿真电路如图13所示。图13过零检测仿真电路仿真的结果如图14所示，可以看出在交流电经过零点的时候，检测端ZD出现低电平的脉冲，触发脉冲和交流电压同步，触发电压高于4V，并且脉冲宽度大于20微妙。图14仿真结果电路方案设计目前，单火取电智能开关一般存在以下几个缺点带大功率负载，器件发热严重，容易造成开关的失控和损耗；当负载过小的时候，取电的电流过小，无法驱动；漏电流过大，灯具出现闪烁；设计负载，成本高。本设计就是解决负载功率的问题，使开关既能带大功率负载，也能带小功率负载，适用范围广，而且带大功率负载时，大大减小元器件的发热，提高开关的可靠性。本设计包括双向可控硅单元，整流滤波单元，电源模块单元，稳压单元，控制单元和CPU主控单元，如图15所示。负载双向可控硅单元整流滤波单元电源模块单元CPU主控单元控制单元火线进火线出稳压单元提供稳定的5V直流电压零线图15设计单元图双向可控硅控制单元的输入端即为智能开关的火线输入端，接市电火线，双向可控硅控制单元的输出端经过整流滤波单元进行整流和滤波，然后进入电源模块单元，电源模块单元把输入的大电压小电流转换成小电压大电流输出，稳压供电单元将电压稳定在5V直流电压给CPU主控板提供电源，主控单元通过控制单元对双向可控硅进行开和关的控制，双向可控硅的另一端与智能控制开关的火线输出端相连，即接负载。使用时，负载的另一端接市电零线。CPU主控单元可以使MCU等处理器，通过控制单元实现智能控制开关的开或关。电源模块介绍在待机时，由于单火线开关待机取电是通过流过灯具的电流给开关的控制电路供电的，如果待机输入电流大就会导致电子节能灯在关闭时会有冷闪光等问题。特别是即LED照明灯，对待机电流更是苛刻。所以。要使开关适合多种类型的负载，就要将待机电流做得越小，综上所述，单线制智能开关的供电部份就是关键。由于小电流的电源变换效率很难提高，一般在3050左右。降低电源本身的空载电流就很有效地降低待机电流。另外一个重要的问题是单火线的取电问题。在工作中，由于电子照明开关工作时取电是通过开关断开时的两端压差来取电的，当开关闭合时就没有了压差无法取电，这样就会导致控制电路开时失电失控问题。对于这一问题，有很多的解决办法出现，但有些还是比较复杂电路成本也较高。由于我们的电源模块具有很宽的输入电压范围，在输出电流小于1MA的情况下，其输入直流电压范围达到了12400V，这样就可以设计多种取电方案。电源模块的测试电路如图17所示图17电源模块测试电路输入端的R1电阻一定要串入，因为微功耗电源启动时进入稳态的时间较长。如果用在220V277V电网，电阻取值33K。如果用在110V电网取值1K。如果输出电流较大也可稍小，但不能小于15K。当输入电压U1为AC220V，通过调整可变电阻R2使输出电压U2固定在65V时，输出电流A2与输入电流A1的关系如表1所示参数定义单位输入电压AC220V输出电压DC65V输出电流A2MA空010203040506070809101112输入电流A1A8115162023627531535540434755155输入直流电压U1V280272272270270270269269268267267266266转换效率202935404345474850505252数值均是测量直流电压、电流，因为在小电流下交流数字表受干扰较大，不易得出正确的数值。同时也排除了功率因数的影响。输入电流小于30A，可以适应绝大多数节能灯和LED灯。所以在应用时，最好把控制电路的电流消耗控制在06MA以下。随着输出电流的增大，输入电流也不断增大，装换效率一直增大，直到达到50左右，这也是电源模块的最大转换效率，所以，最好将输出电流控制在1MA左右，这时候电源模块的转换效率最高。电源模块的输入范围要尽量大，这样才能适应各种各样的取电电路，下面将输出电流固定在1MA，测试电源模块的输入电压的范围，表2是输入电压和输出电压的关系参数定义单位输出电流A2固定在1MA输入直流电压U1V203040506080100120140160180200230270输出直流电压U2V618603606607626630631632633634634635636637可以看出，随着输入电压的增加，输出电压基本保持在63V左右，保证稳定的直流电压输输出，输入电压的范围很大，针对这种情况可以设计多种取电电路。开态取电的介绍双向可控硅相当于两只单向可控硅反向并联，它包括控制极G和两级T1，T2，触发后电流可以在T1和T2双向流动，所以很适合用在交流控制电流中。跟和单向可控硅一样，双向可控硅触发导通后，控制极G上的电压失去作用。至于当T1，T2间电压降到不足以维持导通，或者T1，T2之间的电压改变时，又恰好没有触发电压，可控硅才会截止。双向可控硅的触发电路多种多样，我选择的方式是两只稳压管反向串联的方式，利用稳压管管外加反向电压达到一定值就导通稳压这一特性,用两只稳压管同极性串联对双向可控硅进行触发。其转折电压为一只稳压管的稳压值与另一管子正向压降之和。取电电路如图16所示。图16取电电路控制单元我选用的是MOC3063光电双向可控硅驱动器，用该器件触发晶闸管具有结构简单，成本低，并且防止电压畸变等优点。当MOC3603的控制信号为关信号，即低电平的时候，MOC3063截止，负载灯具处于关闭状态，这种状态为关态取电。火线进来的交流电压经过D2半波整流，在经过限流电阻R3进入电源模块U1，电源模块是把输入信号经过稳压和滤波输出稳定持续的6V直流电压提供给主控单元，电源模块输入端的电阻R3和电容C1选择合理，关断时不容易形成电压尖峰，保护了低功耗电源模块，同时电容C1不能太大，否则会使某些灯具在关断的瞬间出现闪烁。当控制信号为开信号，即高电平，MOC3063导通。当火线的输入为交流电的正半周期的时候，稳压管的Z2的负极电压升高，因为是两个稳压管反串联，所以，当电压升高到7V左右，双向可控硅Q1导通，负载灯点亮，这是电路处于开态，经过D3，电容C3进行充电，输出给主控单元提供VCC供电；R1为限流电阻，根据参数的不同，R1阻值的选取也不尽相同。当交流电的负半周期到来，因为没有触发电压，所以Q1截止，电压经过D1回到火线，这时候VCC的电压主要通过电容C2，C3的放电维持。稳压管Z3的作用主要是防止VCC的电压过高，把VCC的电压最高控制在12V。仿真电路如下所示仿真如下所示为了使双克可控硅的导通电压看得更清楚，我把输入交流电压将为20V，其中蓝线为负载电压，黄线为稳压管的电压，这样可以清楚看到当稳压管的电压达到7V左右，可控硅才会导通，实现大电流通过负载，导通后，稳压管两端的电压稳定在7V左右，给VCC提供电源；当交流电改变方向的时候，可控硅截止，因为D1的缘故，负半轴的电压直接加到负载上，可控硅截止，稳压管截止，电压为零，VCC的供电主要靠电容放电，这样持续循环，给VCC提供持续稳定的直流电源。下面是为主控单元供电的VCC如下所示由于12V稳压管Z3和电容C3的缘故，输出电压稳定在12V左右。滤波电容储电法当主控制电路的静态电流比较小时，高压输入端的电流只有几十微安，这种情况下，即使用高压滤波电容储存的电压也能为电源模块供电一段时间的。不过这方案对电路的设计要有一定的要求，首先主控制电路的电流必须较小，最好小于100微安，二是要具备不可连续重复触发，即完成一个周期的延时后必须有一个短暂的间隔时间（最好05秒以上），以便让电容重新充电。电路设计如下所示单向可控硅的触发电流要尽量小，最好小于20MA，这样可以减小电源模块高压输入端的电流，延长电容的放电时间。根据实际测试（测试时电源模块的输出电流定为100微安，输出电压从64V下降到6V即认为是电容放电时间），不同容量的滤波电容C1的供电时间如下电容大小F放电时间S334247756811010160如果想延长放电时间，那么可以增大电容C1，但是这样增加电容的充电时间，使得开关延时增加。负载可能是大功率负载，也可能是小功率负载，小功率负载可能导致不能提供足够的电流给主控制单元，这样在开态的情况下要考虑带大功率和小功率负载两种情况。当控制信号为开，即处于开态且连接的是大功率负载时，低功耗开关主控单元输出持续的高电平，触发单向可控硅SCR导通，促使双向可控硅导通形成导通回路，大功率负载得电；当连接的是小功率负载时，由于电流过小，未达到双向可控硅的触发电流，则双向可控硅不起作用，电流直接经过单向可控硅，再经过电阻R1形成回路，从而实现能带小功率负载的功能。双向可控硅控制单元在前，整流滤波单元和单向可控硅控制单元在后的设计，既能使整流滤波单元和单向可控硅控制单元不发热，又能大大减少双向可控硅控制单元的发热。本实用新型既能带大功率负载又能带小功率负载，使用范围广，而且带大功率负载时，只有双向可控硅发热，并在可接受范围内，提高开关可靠性。该电路的巧妙之处是利用交流电过零后的起始段部分来给主控制单元供电；在电压上升到设定值之后，单向可控硅导通，电路便被旁路。这样，一方面保证了输出电压的稳定，解决了因为负载灯具电流的变化而影响电路自身供电的问题；另一方面，由于可控硅工作于开关状态，其有自身压降小、功耗低等优点。要想改变电源模块在开态时输入电压的高低，只要改变稳压二极管的稳压值就可以轻易实现。该方法加入了高反压三极管MMBTA44，所以可控硅的触发电流不再由电源模块提供，对于常用的10A以下的单双向可控硅都可以直接触发，并且对电路的延时时间没有限制，只是不适用于多路控制。但要注意当可控硅导通后，模块的输出电流不能大于1MA，就是说控制芯片电路的静态电流不能超过1MA。因为这种取电电路当输出电流大于1MA后，模块的输出电压下降较多，同时为了防止误触发，单向可控硅的触发电流最好大于30A。仿真图如下所示市电经过整流桥D3之后，当电压没达到6V的时候，可控硅D4截止，电容C1充电；充电的电压到6V，稳压管D1被击穿，可控硅D4触发导通，从而使主回路电流旁路，这时控制电路由电容C1供电，稳压管D1负极接地，稳压管截止，可控硅失去控制极电流，但是可控硅依然导通，当交流电压接近零的时候，可控硅截止，电容C1再次充电。这样，交流电的每半个周期重复一次，电路利用交流电过零的起始阶段对电容充电，从而给电路供电。交流电的频率为50HZ，电容的放电时间约为10MS，尽量保持RLC大于34个10MS，保证充电时间，这里的RL为负载的等效，若主控制单元的工作电压是5V，功率是025W，则可以等效为100，所以计算的电容C的因该为400UF左右，实际选取470UF的电容。可控硅的导通要具备两个条件一是可控硅的阳极和阴极之间必须加正向电压，二是控制极也要加正向电压。另外，可控硅一旦导通，就与控制极的电压没关系，即使没有控制极电压可控硅依然导通，只有降低阳极和阴极之间的电压，使得流过的电流小于最小的维持导通的电流，可控硅才会关闭。上图表示可控硅的启动过程，红线表示的输出电压，即电容两端的电压。初始上电的时候，整流的电压加到电容两端，电容充电，电压没有达到6V的时候，稳压管截止，没有电流流过可控硅的控制极，可控硅处于截止状态，黄色线代表可控硅两端的电压，由于二极管D2的正向压降，所以，输出电压稍稍高于可控硅两端的电压。当电容充电电压达到6V的时候，稳压管反向击穿，稳压管导通，触发电流流过可控硅控制极，可控硅导通，主电流旁路，这时候电容放电，给电路供电；这时，稳压管负极接地，截止，可控硅失去控制极电流，当市电接近零的时候，可控硅截止，电容开始充电，就这样周而复始，使得输出稳定6V左右的直流电压。只要保证充电的能量大于旁路时主控电路消耗的能量，这就能保证稳定的电压输出，电路稳定后的波形图负载电压和可控硅电压的关系可以看出，每当交流电的电压接近零的时候，电容充电，可控硅触发。多路控制开关的设计上面的设计是单路开关控制，可以使用带过零触发的光耦或者继电器控制实现多路开关控制，电路有所改动，增加了双向可控硅同两个稳压管串入负载回路进行开态取电。由于是利用负载流过的电流驱动光耦可控硅或吸合继电器，所以对最小的控制功率有限制。光耦可控硅驱动型要求的最小负载功率2W以上。继电器吸合型要求的最小负载功率5W以上。如果要实现过零触发，光耦可控硅要用MOC3063带过零触发的。电路设计如下所示关态取电主要是由电源模块完成，电源模块负责把220V的电网电压变成63V的低压直流输出。电网电源从零线通过灯负载到整流二极管D1，然后串入了限流电阻R1进入电源模块，借用了桥堆的负输出臂的一个二极管回到电网的火线形成一个电流回路。使得电源模块有高压电源输入，低压输出端就有了63V的直流电压。开态取电上面是在待机时的情况，但是当控制线号为高电平，光耦U1和U2导通，可控硅控制极获得电流，可控硅T2或T3导通，负载灯点亮，火线就等于加到了整流二极管的正端通过灯具到零线，电源模块的输入端就没有了电压，当然也就没有输出63V直流电压了。为了在开灯的状态下维持电路的供电，我们使用了双向可控硅和两个稳压管组成了开态取电电路，取电电路的原理可以简化下图我们把它等效成一个可变电压源，这个电压源的内阻是根据流过的灯电流的大小而变的，流过的灯电流小等效的电压源内阻就大，流过的灯电流大这个电压源的内阻就小，也就是说灯的功率小流过的电流小，经过整流桥取出的电流也小，一般为灯电流的60左右，而这个电压源两端的电压是由稳压管的稳压值决定，在这里是85V左右，经整流后输出的直流约77V。另外，取电电路的双向可控硅的发热问题也是一个需要重视的问题，由于可控硅本身的特性，大电流通过时是要耗散功率而发热，实测TO220封装的可控硅在不加散热片的情况下能通过的电流只有2A左右（温升40），在密闭的开关盒内这已是极限了。这样如果是两路开关每路的电流只有1A，如果是3路的则每路只有06A，这个开关电流是嫌小了一点。但是要做大一些电流的话，必须要解决双向可控硅的散热，这要根据具体的开关结构实施。双向可控硅方案的优点是采用而是采用通态和断态电路分开供电的方式，确保无论开灯或者关灯时都能实现稳定供电，另外保证了电子开关的安全稳定并且电源模块电路的转换效率较高。当电子开关断态时，转换效率达高并且主回路上的电流较小，可以带绝大多数节能灯而不出现烁或者微亮现象。2方案二MOS管加继电器在使用单片机或者微处理器作为主控制单元,电源的选取和使用是非常重要的事情,电源的好坏直接关系到单片机或者微处理器的性能和能否正常工作,但是在一些领域,单片机或者微处理器工作电源的选取是非常困难的事情。为了能够在特殊场合使用单片机或者微处理器，需要一种能够从单火线上取电源的装置为单片机或者微处理器提供5V到7V的工作电源。基于上面这个问题，提出一种单火线智能开关的解决方案。在单火线上通过MOS管和继电器实现开关控制和为主控制模块提供电源，从而构成一个低成本，适合多种负载的单火线智能开关系统。11供电模块火线取电电路设计设计智能开关，首先要从功率的角度考虑，因为传统的机械式开关是一个功率器件控制器，一般的额定电流是10A，所以，选择能控制10A电流的工作器件；其次是功能的实现，在负载导通和关闭的情况下都能为控制系统提供稳定持续的电源；最后是元器件的体积和外观，这点很重要，因为要替代传统的墙壁开关，大多数装载86性暗盒上的，所以，智能开关的体积要能放进暗盒中。为了实现火线的接通和断开，选用6V直流控制的继电器，最大电流为10A的250交流电压。当继电器接通的时候，选用IRL3803S大功率场效应管，其内置稳压二极管，这样，它既可以为负载提供通路，还可以为控制模块提供电源。场效应管的额定工作电流ID140A，稳压管的稳压值VDSS为30V，在这个设计中效果非常好。当继电器断开时，市电就落在控制模块上了，然而控制模块需要的是6V的直流电源，所以选用025W的金属膜电阻来承担压降；之后还要通过稳压电路将电压值稳定在6V，选用大功率的NPN型晶体管13002作为稳压电路的调整管。因为没有零线，不能通过零火线给控制模块供电，因此只能在火线上考虑如何既实现开关的功能，又能为控制模块提供持续的电源。下图设计的单火线取电电路实现这些功能，把电路分为继电器导通和关闭两部分进行取电，即开态取电和关态取电。关态取电当刚上电或控制器发送关断的控制信号的时候，这时电路为关态取电电路，继电器K1断开，220V交流电压经过D1半波整流，再经过R1降压，这时候由于功耗较小，压降主要落在R2上，经过计算，金属膜电阻R1的阻值为20K欧姆，功率是025W。电压再经过Q1和Q2组成一个串联型稳压电源，最后经过D4和限流电阻R5为系统提供稳定的6V直流电源。当交流电的负向电压到来时，D1将电压截断，这时就靠C1、C2，C3和C4放电来给系统供电。关态取电仿真电压较高时的取电源电路为火线进线接二极管D1，接电阻R2,接三极管Q1的集电极，在三极管Q1集电极和基极之间串接1M电阻，三极管Q1的基极接三极管Q2的集电极，三极管Q2的发射极反接稳压管Z1。三极管Q2的基极接到10K滑动变阻器上，滑动变阻器下接51K电阻，上接27K电阻，然后接到三极管Q1的发射极，从三极管Q1发射极出来经过二极管D3，接到51电阻和10UF电解电容和10NF的无极性电容。输出为系统提供5V7V直流电压。同时输出端接电感L1，目的是使得电压输出更平滑。关态取电的目的就是将220V高压低电流的交流电转化成低电压，大电流的稳定持续的直流电压。基于这一目的，本方案就是通过三极管实现稳压和放大器的作用。三极管Q1，Q2，电阻R3，R4，R5和稳压管Z1组成稳压电路和电流放大器。三极管的Q2的发射极接稳压管Z1，保证Q2的基极的偏执电压要大于32V，再通过调整滑动变阻器R2值得Q2的集电极电压为5V到7V之间，再通过Q1共集电极放大，共集电极放大电路的电压增益近似1，所以，提供给系统电压为5V到7V，同时实现电流的放大。其中Q2和稳压管Z1相当于一个稳压源和内阻，所以，等效的放大电路如下所示这是共集电极放大电路，它的静态分析是C1IBQBEQEEVRI得到；CBEBQBEV其中；I。CEQEQEVIR其中，为三极管的积极电流，为基极到发射极的压降，为发射极电流，BQIBEQI为集电极电流，为三极管放大倍数，为集电极到发射极的压降。CCEQ动态分析，下面是交流等效电路和戴维南等效电路输入回路DSV其中，为基极电流/LELRBI输出回路OLVR111BLLVIELBEBERARIRR一般，电压增益近似为1，即，所以，集电极放大电路也称电压跟随器。LBRVA电流的放大倍数为。仿真结果其中蓝线为输出电压，电压为68V左右，可以通过调整滑动变阻器，使输出返回在5V到7V之间。黄线是二极管D3正极的电压。可以看出，当交流电的正半周期到来的之后，电容充电；等到负半周期到来的时候，电容放电给系统供电。蓝线是经过二极管D1整流后三极管Q1的集电极电压，由于三极管Q2和稳压管Z1的作用，使得流入三极管Q1基极的电压如上图的黄线所示，这样就能保证提供稳定持续的直流电压输出。当输入为AC220V交流电，输出保持在65V时候，输入电流（即流过负载的电流）与输出电路（即给主控制电路提供的电流）之间的关系如下参数定义单位输入电压AC220V输出电压DC65V输入电路A44100155177206228246251输出电流MA空载050971141416178183从上表可以看出，空载的电流为44A，这个电流使得绝大部分灯具不闪烁，随着输出电流的增大，输入电流也随之增大，当输出电流为183MA的时候，流过负载的电流为251A，所以，主控电路的电流控制在183MA以下，就能保证输入电流在250A以下，这能保证大部分的灯具不出现闪烁。当输出电流控制在1MA的时候，输入电压（交流输入）和输出电压（给系统提供的电压）的关系如下参数定义单位输出电流固定在1MA输入电压V3040506080100120140160180200230270输出直流电压V570581586589593596599601603605607609612随着输入电压的增大，输出电压保持在5V到7V之间，这样保证给系统提供稳定的电源。在智能家居系统中的开关面板是带有数据收发功能的。其主要特点是动态电流较大，收发数据时的电流达到了几十毫安，但时间不长一般在05秒以下完成。有的是单片机和收发组件是分开的，也有的是单片机和收发功能集成的一起完成的，芯片的大部分时间都处于休眠状态，电流只有几十微安，只有在极少数时间开关控制处于收发数据的状态，这时候的功率较大。系统将6V的系统电压进行降压，降到芯片普遍使用的33V，待机电流只有几十微安，功率就控制在毫瓦级别，这样就可以将漏电流做到很小，可以适应更多的灯具，这也是我们努力的方向。开态取电如图所示，当控制器发出开通信号时候，继电器K1接通，这时电路为开态取电电路。电路的取电由IRL3803来完成，其内置一个30V的稳压管，作用是IRL3803没导通时，可提供最大30V的单相交流电，起到保护电路的作用。通过IRL3803的导通和断开实现两个作用，一是为负载提供通路；二是为系统提供持续直流电源。当220V正向电压到来时，经D3半波整流，经过R6和电感L1提供6V电压，L1作用是让电流更平滑；这时电压经过D4给C5和C6充电，电压逐渐升高，此时Q4时断开的，当电压上升到56V时，稳压管Z4导通，接着Q6导通，然后二极管D5截止，接着Q5截止，Q4的G端悬空，这时Q4还没有导通，当C5和C6充电的电压达到11V时，稳压管Z3导通，这时候Q4导通，开始大功率供电。当交流电的负向电压到来，Q4的内置稳压管正向导通，系统的供电是靠C1、C2、C3和C4的放电实现的。开态取电仿真上图是继电器接通情况下的取电电路仿真图，V1是220V交流电，模拟市电。当交流电的正半周期到来的时候，首先经过二极管D1和D3整流，稳压管Z1的击穿电压是11V，稳压管Z2的击穿电压是56V，当电压在0V56V之间的时候，稳压管Z1和Z2截止，这时候电容C1，C2充电；电压经过R5，D2和R8达到三极管Q1的基极，Q1导通，这时候MOS管Q2的G极电压较低，不能驱动MOS管导通；当电容C1，C2的充电电压达到56V11V之间的时候，稳压管Z2击穿导通，稳压管Z1还是截止，同时，C3，C4，C5，C6也在充电，为系统提供的电压也在升高；当Z2导通，三极管Q3基极电压升高，三极管Q3导通，这使得二极管D2截止，同时三极管Q1截止，Q2的G极悬空，这时候MOS管的G极没有电压，不能使其导通；随着电压的进一步升高，达到11V以上，稳压管Z1导通，只是MOS管Q2的G极电压使得MOS管导通，开始大功率供电，这时候，二极管D3的正极电压降低，MOS管导通电压VDS使得系统的输出电压大概在6V左右；当交流电的负半周期到来的时候，MOS管Q2里面的稳压管正向导通，电压直接回到正极，这时候系统电压主要靠C3，C4，C5，C6的放电提供。周而复始，通过控制MOS管Q2的导通和截止，一方面给负载提供通路，另一方面给系统提供稳定的6V电源。下面是为系统提供的电压可以看出，刚开始电压升高到11V，MOS管导通后，电压下降，稳定之后，系统的电压在6V左右。如上图所示，其中，蓝线是稳压管Z1的负极电压，红线是二极管D2的正极电压。当输入电压小于56V的时候，稳压管Z2没有导通，所以，D2正极电压升高；当电压超过56V以后，稳压管Z2导通，二极管D2截止，所以，D2正极电压下降到0V；电压在11V之前，Z1没有导通，负极电压一直在升高，一旦超过11V，Z1导通，电压下降，输出电压稳定在6V左右。MOS管加上继电器的单火线取电方式有点明显，首先安全，静态的漏电流很小，在保证能为主控制电路提供正常工作电流的情况下，还保证了开关使用者的安全。其次，之所以选择IRL3803S场效应管，因为当出现故障或短路，导致高电压时候，MOS管还不能导通，它内部有一个30V的稳压管，当D极与S极之间的电压超过30V，稳压管导通，保护内部电路不受损坏，电路的安全性更强。本设计也存在缺点首先，当MOS管导通，大功率供电开始，MOS管发热问题，这样缩短MOS管的使用寿命。其次，当负载为小功率负载的时候，输入电流很小，为系统提供的工作电流过小，这导致主控制电路无法正常工作，会出现CPU处理器不断复位的现象。另外，该电路适合单路开关，不适合多路开关控制，如果设计成三路开关就需要三套完整的控制电路，设计比较复杂。在此方案下，建议不使用开关电源。开关电源电路复杂，输出电压波纹系数大，电路干扰大，在86型暗合空间里不易设计抗干扰电路，而且容易使主控制电路在接收数据时发生混乱。3方案三充电电池本方案是基于无线网络利用锂电池供电的单火线智能开关，是基于无线网络具有单火取电能力的智能开关。主要解决要安装于86盒中，可以与其它设备进行通讯，可以通过远程和本地控制。通过单火线方式取得微弱电流，利用锂电池储能，为智能控制单元提供电能，它同时拥有电子控制开关和手动机械开关，以实现自动控制、手动控制和故障下的强制开关控制。该智能开关具有安装便利；单火线取电不用改变常规建筑物灯控布线方案；可实现高可靠较大速率的双向无线通讯；可以实现远程自动控制和本地手动控制灯具的亮灭；具有不依赖于电子控制的手动机械开关作为应急等特点。目前在市场上具有嵌入式系统的智能开关所面临的问题主要有1目前的智能开关控制多采用单向通讯单方向向开关发出指令，由于无法实现双向通讯，开关的状态信息、自检情况等无法传送出去，同时也限制了更灵活的应用。2为适应标准的配线方式需要通过单火线取电，采用单火取电方案时当关灯时，需要窃取一定的电流，而现在普遍使用节能灯具节能灯、LED灯等，由于原理性的原因，窃取的电流如果过大会造成灯具产生鬼火（闪烁）；对于无线网络中的一个智能节点，设备需要以一定的功率进行接收、发送相关信息，这需要较大的瞬时电流，会加大鬼火现象。3出于设计及对设备体积的要求等原因，目前市场上普遍出现的是纯电子开关完全由嵌入式设备控制，这样当嵌入式系统出现故障时，电灯状态将不可控；有些开关虽然有手动按钮，但它也是通过嵌入式系统来控制电灯的，即嵌入式系统故障该按键亦不起作用。综上所述，本开关为适应这些情况和克服相应问题而设计。整体的设计方案基于上面的问题，设计出一种单火线可持续供电物联网开关。主框图如下所示，其中，触摸感应按钮与触发电路相连，触发电路与功率开关器件相连，功率开关器件与火线相连，功率开关器件连接控制模块，可充电电池分别给控制模块、触发电路以及功率开关器件连接供电，单火线取电充电控制电路给充电电池充电，当功率开关器件断开时电源火线自动向可充电电池充电，功率开关器件要将电路通断状态都可反馈给控制模块，本方案完成了物联网中智能开关的功能，并且有效解决智能开关的问题。触摸感应按钮控制模块RF射频模块射频信号触发电路触发信号功率开关器件驱动信号开关状态反馈充电控制电路充电电池充电供电供电火线进火线出单火线取电其中，触摸感应按钮实现手动控制开关，手动控制和控制模块都能对开关进行控制，它们之间是相互独立的，相互之间没有影响。另外由于各种原因，智能开关可能出现失控的情况，这时候控制模块不能控制开关器件，那么，手动控制开关就显得格外重要。由于开关可以由触摸开关和控制模块一起控制，那么，开关器件就需要将其状态反馈给控制模块，以便控制模块随时了解到现在开关所处的状态。控制模块中包含射频模块，因为，智能开关要通过无线通信与其他设备进行数据交流。充电控制电路通过单火线对充电电池进行充电，而充电电池分别给控制模块，触发电路和功率开关器件供电。原理图设计原理图设计之前首先是期间的选择。首先是功率开关器件，我选择的是双向可控硅，这种器件很适合交流电的悟出点控制，并且具有动作快、无火花、寿命长、可靠性高以及电路结构简单等优点，一般的交流电的额定电流是10A，额定电压是220V，所以，我选用BTA12600B，它的额定电流是12A，额定电压是600V。使用光耦作为触发电路，触发可控硅。原理图如下所示输入接口IN1是人体感应触摸按钮，感应电流经过U1A送入U1B，U1A和U1B是两个与非门；IN2接受控制模块的控制触发信号。U1A和U1B使两路触发信号都能有效控制且互不影响。因为触摸按钮的输入信号是瞬间脉冲，信号不容易处理，要保证正确的处理信号，本方案使用的是74HC74触发器，对按钮脉冲信号锁定的功能。FB端将开关状态反馈给控制模块，G端是控制光耦的开关。因为一般开关大部分时间是处于关闭状态，所以，本方案采用的是关态充电的设计，即当开关处于关闭的状态时候，通过单火线取电对电池进行充电；当开关处于接通的状态的时候，电池不充电，负责给控制模块，触发电路和开关器件供电。当开关断开时，即G电发送断开信号，由于可控硅T不导通，电流可以通过整流桥进入电源模块U4，输入电压为300V，电流很小，不到1MA，电源模块负责将这个大电压，小电流转换成小电压，大电流。将电源模块进行高效率电压变换，输出63V的直流电压，电流为10MA，经过电阻R10给充电电池充电。当开关接通时，可控硅导通，电源模块U4停止工作，停止充电。这时候电池处于放电的状态，给控制模块供电。BT是充电电池单元，当充电时，电池通过BAT和GND进行充电；当放电时，BAT为电池的正极。当开关断开时，充电电池处于充电状态，充电的电流大约10MA左右，当电池电压低于到45V时，稳压管Z1截止，电源模块一边给电池充电，一边通过U5稳压单元，输出33V给VCC供电；当电池的电压高于45V时候，电流通过稳压二极管Z1而不通过电池，防止电池过充。充电电池方案有效解决目前的智能开的问题。首先，本方案是手动控制和自动控制共同作用，并且之间相互独立，解决开关由于控制模块失控所造成的问题；其次，充电电池实在关灯的情况下进行充电的，所以，电流小，功率小，不会造成元器件发热的问题；另外，本方案还有效解决充电电池过充的问题。但是，本方案已经存在一些问题。首先，本方案只能在关态的情况下对电池进行充电，在开态的情况下，电池只有放电，不进行充电。如果，开灯时间过长，可能造成电池电量用尽，那么，控制模块和触发电路就会掉电失控，那么，就会在成灯具无法关掉，造成只能够开关控制失控的现象。另外，当遇到停电的情况下，电池仍然会继续消耗，并且没有充电补充。所以针对上面的问题，对充电的方案进行改善，设计一个电路，其在用电设备无论是否接通的情况下均能为锂电池补充损失的电量，同时能够防止对电池的过度充电现象的发生；当供电停止时，能够自动关闭电池的电源供给，尽量减少电量消耗。改进方法具体方案1通过单火取电方式在关态时，即智能开关控制的灯关闭时，为充电电池充电；2在用开态时，即智能开关控制的灯打开时，通过开态取电电路取得一定的电量为充电电池充电；3设置检测电路实时监测电池电压，当电池电压达到一定阀值时，切断充电供给，防止电池过充；4实时监测交流电供给情况，当确认交流电供给中断后，切断嵌入式系统的电源供给，以防止不必要的电池电量消耗。充电方案结构示意图智能开关开关器件取电电路选择开态取电电路关态取电电路充电电路电池控制模块供电火线进火线出零线工作工程为了防止在灯打开或者关闭时，电池出现电量用光的情况，可以只用两种充电方案结合的方式，无论是在关态还是开态都对电池进行充电。这样就增加了开关的续航能留，防止出现开关出现掉电失控的情况。当功率开关器件关闭时，火线进入开关通过设备内部关灯取电电路、灯具与零线形成一个回路，开关通过此回路取电并向电池充电，这就是关态充电电路；当功率开关器件接通时，火线电流开灯取电互感器，开关通过此互感器的二次回路取电并向电池充电；电池电压监测单元实时监测电池电压，当电池电压达到定的阀值时将关闭充电控制中的充电开关禁止向电池充电；充电控制单元根据两个取电电路的状态，实时判断交流电供给情况，当供给中断时，发出供电控制信号关闭供电开关以禁止向系统供电。基于充电电池的单火线智能开关解决如下问题1具有双向无线通讯能力；保证大功率控制模块的正常工作，例如ZIGBEE模块，数据传输时候的功耗很大。具体依据实际发射功率的大小和各种不同的应用模式而定，既保证了控制范围全全覆盖，又不会因为额外的覆盖浪费能源，通过路由等手段能够保证覆盖所使用的空间；2配置灵活，系统安装、维护、以及功能更改便捷；3采用锂电池供电，系统供电质量高，提高抗电磁干扰能力；4实时给锂电池充电，提供充电保护功能和停电情况下的电量浪费，使开关可以做到在生命周期内对电池免维护；5具有不依赖于电子控制的手动开关，保证在任何电子设备故障情况下开关都能在人工控制下实现对灯具的控制目的，彻底避免了因电子开关故障造成的灯具无法开启或关闭的情况。4RCC方案RCC开关电源技术RCC电路即振荡抑制型变换器,，由双极型晶体管构成，电路简单、性能稳定，目前已被广泛应用于50W以下的开关电源中，如彩电、电脑、光碟机、打印机及其他工业电器的控制及驱动电源中。本方案利用RCC电路设计的反激式开关电源用于单火线的关态取电。反激式变压器，因为输出在原边绕组断开电源时获得能量而得名。它的优点是电路简单，装换效率高，输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，无需切换而达到稳定输出的要求。下图为RCC电路为了进行稳态分析，做以下近似1忽略变压器漏电感对三极管Q1的集电极电压VCE的影响，实际使用时需要RCD箝位；2主电路的输出电容足够大，输出绕组电压等于输出电压VOUT；3稳定时，电容C3上的电压保持不变；4稳定时，电阻RG忽略不计。电路启动接通输入电源VIN后，VIN是经过全波整流的220V交流电，电流IG通过电阻RG流向开关三极管Q1的基极，Q1导通，IG称为起动电流。在RCC方式中，晶体管Q1的集电极C的电压由零开始逐渐增加，因此IG应尽量小一点。三极管Q1导通当Q1导通，输入电压VIN将加到变压器的原边绕组LP上。由匝数比可知，基极线圈LB上产生的电压为，该电压与Q1导通极性相同，为正反馈电压，起作用是是开BINPN关晶体管进一步导通。因此，VB将维持Q1的导通状态，此时基极电流IB是连续的稳定电流，（忽略RS上的压降）。此时，变压器副边绕组产生的1N/BPINDEVIR电压为反向电压，整流二极管D2截止，副边电压没有电流。原边电感为LP，导通时间为T，Q1集电极的电流IC线性增长，。/CINPIVTL随着IC的增加，三极管退出饱和状态，VCE随之增大，变压器原边电压下降，反馈绕组感应电压下降，导致三极管的基极电流不足，三极管截止。三极管截止状态三极管从导通到截止瞬间，根据磁通连续性定理，磁场的方向和大小都保持不变，因此，要与一次绕组中经过的电流保持同样的匝数，二次绕组电压反向，二极管D2导通，由等式可知导通瞬间的电流为。12PPSINI12PSIN设输出电压VOUT，整流二极管压降VD2，二次绕组电感LS，电压为VSVOVD2，二极管电流以VS/LS的速度下降，同时变压器电感中储存的能量供给输出端。三极管再次导通变压器中的能量全部转移到输出端，整流二极管D2的电流变为零截止，此瞬间变压器各个绕组的电压为零，启动电阻RG中电流为基极电流，在正反馈作用下再次导通。稳压原理RCC电路是一种非固定周期的开关电源，它不是由占空比连续变化的PWM控制信号来驱动。当输出电压超过额定值时，开关管提前关断，I1P峰值电流减小，反激变压器储能下降，变换器输出电压降低；当输出电压低于额定时，开关管延迟关断，I1P峰值电流升高，变压器储能增加，变换器输出电压上升，完成输出稳压调整过程。要使晶体管关断，只要使基极的驱动电流不足即可（相对于集电极电流而言），因此，可以用稳压管DZ来分流。DZ的阳极与电容器C3的阴极相连。在三极管Q1关断期间，原边线圈通过导通的D3为C3充电，C3的电压变为负电压，DZ的击穿电压VZ，如果输出电压上升，C3的端BE电压VC也随输出电压VOUT成正比上升，于是稳压二极管DZ导通，驱动电流从它所形成的旁路流过，进而使Q1截止。此间NB线圈和NS线圈的电压值分别与匝数成正比,即。输出电压，可以看出，由23BOUTDSN32OUTZBEDBVVZ和匝数比就可以决定输出电压，如果忽略VBE、VD2和VD3，则VOUT和VZ成正比，输出电压由稳压管的击穿电压VZ决定。RC降压方式将交流电市电转换成低压直流的常规方法是采用变压器降压，然后再整流滤波，但是受到体积和成本等因素的限制，最简单的方法是采用RC降压方式。RC降压电路此电路为全波整流电路，可以得到半波整流的双倍电流，但是因为浮地，稳定性和安全性要比半波整流更差。C1为减压电容，R1为电容C1的放电电阻，输出电压取决于稳压管DZ的稳压值，因为此电路没有进行高压隔离，所以，在没有安装稳压管DZ的时候不能上电，严防触电。电容C2为滤波电容。仿真图C1的容抗为，其中F为市电频率，一般为50HZ。12CZF全波整流的电流平均值为，当电容C1为1UF的时候，电流为090621723145AVECUIC，当使用05UF的电容时，能提供31MA左右的电量，67AVEIAM假设有10MA左右电流作用于稳压管使其保持稳压状态，则21MA的电流会用于滤波电容的充电与负载的供电，负载需要的电流一般在120MA（无睡眠状态）变化，则至少还有1MA的电流用于电容的充电，其最终电压为稳压管的稳压值，当电容充电到稳定电压后无电流流过，所以多余的电流会流向稳压管。稳压管的稳压值应等于控制模块的工作