【硕士论文】部分单元能量回馈级联型变换器拓扑的优化研究

工程硕士学位论文部分单元能量回馈级联型变换器拓扑的优化研究TOPOLOGYOPTIMIZATIONOFACASCADEDMULTILEVELCONVERTERCAPABLEOFREGENERATINGWITHPARTOFCELLS电气工程专业名称级联多电平逆变器研究方向二一五年五月摘要针对传统级联型变换器不能回馈电机制动产生的再生能量，而全部单元都回馈的级联型变换器成本高、结构复杂的问题，本文研究了一种部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑结构。这种变换器将部分级联单元的二极管不控整流桥替换为三相PWM可控整流桥，使得该变换器具有能量回馈功能，是一种介于不回馈和全部单元都回馈的拓扑结构之间的一种新的拓扑。本文分析了这种拓扑结构的特点，从移相变压器、直流电容等元器件方面对比其与传统和全部单元都回馈的变换器之间的不同，得出这种变换器因能量回馈所增加的成本明显比全部单元都回馈的变换器低，因此具有明显的经济价值。从这种结构还能衍生出一系列新的拓扑，因而具有重要的研究意义。与此同时，研究这种结构的变换器还能够为需要四象限运行的高压感应电机驱动系统提供一条新的路径。基于交流异步电机的稳态相量图，分析了异步电机产生再生能量的机理，并设计了一种基于传统压频比（V/F）控制的变换器控制策略。当电机处于发电机状态时，根据少量的电机参数以及负载转矩等参数，结合定子电流有效值的检测值，计算出功率因数角，并对能量回馈单元和普通单元输出移相角实施协调控制，使得电机发出的有功功率流向能量回馈单元并通过其PWM整流器和移相变压器回馈到电网。还分析了电机定子电流有效值波动对控制产生的影响和解决措施。在对能量回馈单元PWM整流器的控制方面，本文分析了能量回馈单元会对普通单元造成的影响，并提出在这种结构的变换器中能量回馈单元有源前端需要增加额外的滤波器，而不宜用移相变压器的等效漏感代替。仿真验证了这种变换器拓扑结构和控制策略的可行性。针对能量回馈单元较少则难以满足高降频速率下电机的能量回馈需求的问题，本文提出了对变换器进行单元优化配置研究。首先探讨了电机功率因数角与降频速率之间的关系，并通过曲线拟合得到了功率因数角与降频速率之间的映射关系式。然后对变换器实现能量回馈的可控域进行分析，指出提高能量回馈单元直流电压之和能够扩大变换器回馈再生能量的可控域，即通过增加能量回馈单元个数或提高能量回馈单元直流电压设定值的方法使其满足更高降频速率下的能量回馈需求。仿真验证了单元优化配置研究的可行性和有效性。理论分析和仿真结果表明，本文所采用的这种拓扑结构的变换器及其控制策略，能够实现电机再生能量回馈至电网的功能，而且这种控制方法不需要详尽的电机参数，具有一定的通用性，实现起来会比较容易。对于那些动态调速性能要求不高却有能量回馈要求的感应电机传动系统而言，本文所采用的这种变换器能够在不大幅度提高成本的基础上满足其能量回馈的需求。关键词级联型变换器；能量回馈单元；普通单元；V/F控制ABSTRACTTRADITIONALCASCADEDMULTILEVELCONVERTERCANNOTDELIVERTHEMOTORGENERATEDPOWERBACKTOGRID,ANDREGENERATIVECASCADEDCONVERTERWITHANACTIVEFRONTENDINEACHCELLHASAHIGHCOSTANDCOMPLEXSTRUCTURETOSOLVETHISPROBLEM,THISPAPERPROPOSESAREGENERATIVECASCADEDCONVERTERCAPABLEOFREGENERATINGWITHPARTOFCELLSTHISCONVERTERREPLACESTHEDIODEBASEDRECTIFIERWITHANIGBTBASEDRECTIFIERONLYINPARTOFCELLS,MAKINGTHECONVERTERREGENERATINGWITHALLCELLSTHISPAPERANALYZESTHECONFIGURATIONOFTHESETWOTYPESOFCELLSINONEPHASECOMPARINGTHEDIFFERENCESAMONGTHESETHREETOPLOGIESFROMTHEASPECTSOFTHEIRCOMPONENTPARAMETERSANDTHEINPUTPHASESHIFTTRANSFORMERSSTRUCTURE,THISPAPERPOINTSOUTTHATTHISNEWCONVERTERSINCREASEDCOSTFORREGENERATINGISLOWERTHANTHECONVERTERREGENERATINGWITHALLCELLS,SOTHISCONVERTERHASSIGNIFICANTECONOMICVALUEASERIESOFTOPOLOGIESCANALSODERIVEFROMTHISTOPOLOGY,SOTHERESEARCHONTHISTOPOLOGYHASIMPORTANTSIGNIFICANCERESEARCHONTHISCONVERTERCANPROVIDEANEWAPPROACHTOTHOSEHIGHVOLTAGEINDUCTIONMOTORDRIVESYSTEMSREQUIRINGFOURQUARDRANTOPERATIONACCORDINGTOACASYNCHRONOUSMOTORSSTEADYSTATEPHASEDIAGRAM,THISPAPERANALYZESTHEPRINCIPLEOFREGENERATINGANDPROPOSESACONTROLSTRATEGYBASEDONV/FCONTROLWHENTHEMOTORRUNSINGENERATINGMODE,THECONTROLLERESTIMATESTHEPOWERFACTORANGLEWITHAFEWMOTORPARAMETERSANDTHEMOTORSLOADTORQUEANDTHERMSVALUEOFTHEMOTORCURRENT,ANDCONTROLSTHEREGENERATIVECELLSANDORDINARYCELLSDIFFERENTLYINORDERTOMAKETHEMOTORGENERATEDPOWERFLOWTOTHEREGENERATIVECELLSANDTHENGOTOTHEGRIDTHROUGHTHEREGENERATIVECELLSPWMRECTIFIERSANDTHEPHASESHIFTTRANSFORMERTHENEGATIVEIMPACTOFTHEMOTORCURRENTSFLUCTUATIONONTHECONTROLISANALYSEDANDASOLUTIONISDISCUSSEDFORTHEREGENERATIVECELLSRECTIFIERCONTROL,THISPAPERANALYSESTHEIMPACTOFREGENERATIVECELLSONTHEORDINARYCELLS,ANDPOINTSOUTTHATINTHISCONVERTEREXTRAFILTERNEEDTOBEINSTALLEDBEFORETHEREGENERATIVECELLSFRONTENDSTHESEFILTERSCANNOTBEREPLACEDBYTHEPHASESHIFTTRANSFORMERSLEAKAGEINDUCTANCESIMULATIONRESULTSVERIFYTHEFEASIBILITYOFTHEPROPOSEDCONTROLSTRATEGYCONSIDERINGTHATLESSREGENERATIVECELLSAREDIFFICULTTOMEETTHEREGENERATIONDEMANDWITHAHIGHSPEEDREDUCEDFREQUENCYRATE,THISPAPERPROPOSESARESEARCHOFTHECELLSOPTIMIZATIONFIRSTTHISPAPEREXPLORESTHERELATIONSHIPBETWEENTHEMOTORPOWERFACTORANGLEANDTHEREDUCEDFREQUENCYRATE,THENOBTAINSTHEMAPPINGBETWEENTHETHEMOTORPOWERFACTORANGLEANDTHEREDUCEDFREQUENCYRATEBYCURVEFITTINGBASEDONTHEANALYSISOFTHEREGENERATIVECONTROLLABLEDOMAIN,THISPAPERPOINTSOUTTHATINCREASINGTHESUMOFREGENERATIVECELLSDCVOLTAGECANIMPROVETHECONVERTERSREGENERATIVECONTROLLABLEDOMAIN,NAMELYINCREASINGTHENUMBEROFREGENERATIVECELLSORDCVOLTAGESETPOINTSIMULATIONRESULTSVERIFYTHEFEASIBILITYANDEFFECTIVENESSOFTHECONFIGURATIONOPTIMIZATIONSTUDIESTHETHEORETICALANALYSISANDSIMULATIONRESULTSSHOWTHATCONVERTERSTOPOLOGYANDITSCONTROLSTRATEGYPROPOSEDINTHISPAPERCANREGENERATETHEMOTORSPOWERTOTHEGRIDANDTHISCONTROLMETHODDOESNOTNEEDELABORATEMOTORPARAMETERS,THUSISAUNIVERSALMETHOD,ANDISEASYTOIMPLEMENTFORTHOSEINDUCTIONMOTORDRIVESYSTEMSWHICHDONOTNEEDHIGHSPEEDREGULATIONPERFORMANCE,THECONVERTERCANMEETTHEIRREGENERATIONDEMAND,ANDHASALOWERCOSTTHANTHECONVERTERREGENERATINGWITHALLCELLSKEYWORDSCASCADEDMULTILEVELCONVERTERREGENERATIVECELLORDINARYCELLV/FCONTROL目录摘要IABSTRACTIII1绪论111研究背景与意义112能量回馈型多电平变换器拓扑结构的研究现状2121中点钳位型多电平变换器2122飞跨电容型多电平变换器4123H桥级联型多电平变换器513能量回馈型多电平变换器控制技术的研究现状9131整流器控制技术的研究现状10132电机控制方法的研究现状1014论文研究的主要内容112部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑结构1321部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑13211部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑14212部分单元能量回馈级联型变换器的回馈机理分析1622部分单元能量回馈级联型变换器的结构特点17221单元数的比例研究17222移相变压器的移相角度分配18223移相变压器和直流电容参数设计1923部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑结构的衍生2024本章小结253部分单元能量回馈级联型变换器的控制策略2631逆变侧的控制策略26311V/F控制原理26312利用部分单元实现能量回馈的计算方法28313计算方法边界条件分析31314逆变侧控制框图32315定子电流对输出移相角的敏感度分析3332整流侧的控制策略35321滤波器的选择35322整流侧控制框图3633仿真验证3734本章小结434部分单元能量回馈级联型变换器的优化配置研究4441功率因数角与降频速率之间的映射关系4442实现能量回馈的可控域分析4643单元优化配置研究4844仿真验证5045本章小结565总结与展望5751论文总结5752展望58参考文献59攻读硕士学位期间发表的科研成果63致谢641绪论11研究背景与意义由于结构简单、可靠性高等优点，交流异步电动机在石油、钢铁、化工等诸多行业应用非常广泛。据相关部门统计异步电动机的用电量占据总发电量的6070，其中大部分是400KW400MW、3KV10KV的大功率高压电动机，大部分高压电动机都有调速要求1,2。变频调速技术是节约能源、提高自动化水平及改善工艺流程以及提高产品质量、提高劳动生产效率、改善生活环境的一种主要手段。我国节能减排“十二五”规划中，将电机系统节能列入了重点工程中的节能改造工程，要求对电机系统实施变频调速、永磁调速、无功补偿等节能改造，优化系统运行和控制，提高系统整体运行效率。用于电机变频驱动的电力电子变换器有电压源型和电流源型这两种。最早应用的电压源型变换器是两电平逆变器。但是受到功率器件的功率和耐压的限制，两电平逆变器的拓扑结构不适合实现高压大功率的输出。国外资料一般将电压等级2366KV称作中压，大功率指1500MW的功率范围，而国内一般将电压等级6KV和10KV定为高压，200KW以上视为大功率。多电平逆变器自二十世纪八十年代提出以来3,4，其拓扑结构和控制方法获得了广泛研究和工业应用，使得高压大功率变频调速技术得到了快速发展5。目前所见到的多电平逆变器，按照主电路拓扑结构来分，主要可分为中点钳位型6,7、飞跨电容型8以及H桥级联型4,911三类。其中H桥级联型结构由于输出谐波小，具有较小的DU/DT和共模电压，使用低压器件构成高压多电平输出，其模块化的结构也易于扩展至更高电压等级并且有利于生产和维护，因而在工业界获得了最广泛的应用1217。我国高压大功率交流电机的电压等级多为6KV和10KV。目前，受制于器件耐压的限制，中点钳位型结构的多电平逆变器只能输出到65KV。只有H桥级联型多电平逆变器的输出电压能够达到10KV甚至更高，因此国内高压变频器的主要厂家都采用H桥级联型的结构18。在电机变频驱动系统运行过程中，如果电能只是单方向的从电网流向负载，则称为两象限运行。如果电能在电网和负载之间双向流动，则称为四象限运行。传统的H桥级联型多电平变换器采用二极管不控整流，能量无法向电网回馈，导致变频器制动能力非常弱，只能应用于风机，水泵等调速要求不高的传动系统，应用范围受到很大限制16。即使是只用于调速要求低的场合，当大功率、大惯量的传动系统需要制动时，也会有大量能量需要消耗在变换器内部，这样容易造成直流电压升高而不得不采取很低的降频速率，既浪费能源又影响生产。解决这个问题的最好办法就是变换器能够将传动系统的再生能量回馈到电网。采用PWM整流器作为每个级联单元的前端，实现每个单元的能量双向流动，就可以实现级联型变换器的四象限运行19,20。但是这种办法的缺点是成本较高，且PWM整流产生的额外损耗会引起系统的效率下降。因此，研究一种较低成本的能够四象限运行的高压大功率变换器具有重要的经济价值。12能量回馈型多电平变换器拓扑结构的研究现状目前，国内外研究最多，发展最成熟并且有实际应用的多电平变换器是以下三种基本结构17,21中点钳位型（NEUTRALPOINTCLAMPED，NPC）、飞跨电容型（FLYINGCAPACITOR，FC）以及H桥级联型（HBRIDGECASCADED，CHB）。这三种拓扑结构各有优缺点，需要根据不同应用场合的具体要求选择合适的拓扑结构。从这三种结构出发，一些学者还提出了一些混合结构，如三电平级联、H桥和三电平混合级联等结构。大部分关于多电平变换器的研究集中于逆变器的拓扑结构。许多学者对于不同结构逆变器混合级联的多电平变换器，以及非对称直流电压的混合级联多电平变换器的研究，基本上都是出于用尽量少的直流电源和开关数量来实现尽量多的电平数、减小电压谐波、降低开关损耗的目的。但是对于高压大功率电机驱动的电压源型变换器来说，网侧的整流器决定了该变换器是否具有能量回馈的功能以及网侧的电能质量。在这方面，中点钳位型结构的变换器由于其三相桥臂共用直流母线，可以构成背靠背式的变换器，从而实现能量回馈。而H桥级联型结构的变换器由于各级联单元直流侧是独立的，要实现能量回馈功能就要从每个独立单元着手。已有一些学者做了关于回馈型级联多电平变换器的相关研究，他们的主要思路是把所有单元的不控整流器替换为可控整流器。除此之外还出现了一些新的多电平变换器，如模块化多电平变换器（MMC）22、ZIGZAG多电平变换器等。其中模块化多电平变换器通过半桥级联的方式合成高压，不需要输入变压器，甚至可以不需要直流母线电容。由于这些优点，模块化多电平变换器被认为是新一代适合于中高压应用的变换器，尤其适合用于高压直流输电（HVDC）。但是这种电路中存在着众多隔离悬浮的直流电容，当输出有功时电容电压不能自动平衡，需要复杂的电容电压控制，并且还有环流问题23。121中点钳位型多电平变换器中点钳位型多电平变换器自二十世纪七十年代末、八十年代初被ANABAE提出来6，是第一个真正用于中高压的多电平功率变换器。它有一个连接到相输出端的零直流电压的中性点。图11是一个中点钳位型三电平逆变电路的拓扑结构图。中点钳位型多电平变换器的主要优点有231）三相共用一个直流母线，这样对独立直流电源的数量需求最小，而且直流电压的纹波减小；2）适合于背靠背式的连接，从而构成能量回馈式的变换器24；3）电路结构简单，器件少，占地小；4）效率高。这种变换器的主要缺点有1）每个开关管所承受的电压是，因而在高压电机DU驱动场合需要使用中高压器件，如集成门极换向晶闸管（IGCT）或者高压的绝缘栅双极型晶体管（IGBT）。目前实际应用IGCT的中点钳位型三电平变换器，最高输出电压只能达到65KV等级；2）存在直流电容电压平衡问题，输出电平数越多，电容电压平衡越困难。解决电容电压的平衡问题需要隔离的直流电源（例如在输入侧采用变压器给每个电容供电），或者在背靠背式连接中将每一级直流电平连接并且施加电压平衡控制；3）电路所需钳位二极管的数量随输出电平数的增加而急剧增大。当电平数K大于3时，部分钳位二极管所承受的阻断电压为，因而需要将二极管2DKU串联。所以，虽然理论上中点钳位型变换器能扩展到任意电平数，但是实际应用的多见于三电平，目前电平数大于5的中点钳位型变换器被认为不太实用。目前从实际应用来看，由于IGCT能达到65KV电压等级，中点钳位型结构只用于65KV及以下电压等级的三电平变换器中。对于3KV及以下电压等级来说最合适，到了6KV的电压等级其功率器件的成本明显上升，且输出DU/DT较大，谐波含量也相应高一些。另外，随着电平数增加，各器件的损耗不均问题变得突出，增加了设计难度，并且串联的二极管的反向恢复电流在换相过程中进一步增加了其它器件开关损耗，这些都影响了更多电平数的中点钳位型变换器的应用。DUDUOUVW图11中点钳位型三电平逆变电路122飞跨电容型多电平变换器飞跨电容型多电平变换器由MEYNARD和FOCH于1992年提出25，可以替代中点钳位型多电平变换器。它同样具备中点钳位型多电平变换器的很多优点。图12是一个飞跨电容型三电平逆变电路的拓扑结构图。飞跨电容型多电平变换器的主要优点有261）三相共用一个直流母线，无需变压器，有助于降低成本且减小损耗；2）同一相桥臂中各电容的充电电压各异，开通同一相桥臂里不同的开关可将不同的电容电平相组合以合成相电压波形，从而导致电路中存在大量冗余的开关状态，有助于电容电压的控制；3）电路中存在的大量电容使得变换器能够应对短暂的失电和电源电压跌落。这种结构变换器的主要缺点有271）各级电容的电平控制复杂，并且各钳位电容需要预充电，增加了开关调制的复杂度；2）电容电压的平衡控制需要负载是有功负载，当负载是纯无功负载时无法平衡电压；3）相比起钳位二极管，钳位电容的成本更高，体积也大很多。另外，飞跨电容型多电平变换器为了控制电容电压的平衡，需要相对更高的开关频率（大于1200HZ）。而通常大功率的应用场合，开关频率的范围在500700HZ。这是限制飞跨电容型多电平变换器应用于大功率电机驱动的一个原因28,29。DUDUWUV图12飞跨电容型三电平逆变电路123H桥级联型多电平变换器1231传统的H桥级联型多电平变换器H桥级联型多电平变换器出现于二十世纪八十年代后期，九十年代中后期开始进入工业应用3034。它将单相全桥电路级联起来构成主变换器的各相桥臂。每个单相全桥输出、0和三个电平。这样N个H桥级联的相支路可以产生（2N1）个DUD电平。图13是一个三单元H桥级联型七电平逆变电路的拓扑结构图。H桥级联型多电平变换器的主要优点有1）各单元采用模块化结构，用低压功率器件构成高压输出；2）相比中点钳位型和飞跨电容型多电平变换器，级联型变换器很容易扩展至更高电压和更大功率输出；3）电平数多，DU/DT小，从而输出谐波相对较小；4）如果采用载波移相的调制方式，则可以使得每相桥臂的等效开关频率提高到单个H桥的N倍，这样就可以在单个H桥采用较低的开关频率（500700HZ），进而可以降低开关损耗；5）各级联单元平均分担输出功率，整个变换器的损耗分散于各个单元内部，降低了单个器件的散热压力，有利于采用较低成本的冷却方式。DUWVDDUDUDDUDUDDU图13三单元H桥级联型七电平逆变电路H桥级联型多电平变换器的主要缺点是各单元需要独立的直流电源14,21。当作为电机驱动器的时候，解决这个问题的途径是在电源侧采用一个移相隔离多绕组变压器，为每个单元供电，从而解决各单元直流侧隔离和电压平衡问题，并且通过多重化整流的方式在变换器输入侧获得高功率因数和较小的谐波电流。但是移相隔离变压器的成本高且体积大。图14（A）是一个用于电机驱动的传统H桥级联型多电平变换器的结构图，其输入侧装有一个移相变压器，变压器的每组副绕组都是三相输出。所有单元都由移相变压器分别供电，接受主控制器的控制信号生成输出电压波形，各单元输出经串联后合成高电压向负载供电。图中每相桥臂由N个单元串联，SU1SWN代表主控制器给各个单元的控制信号。图14（B）是单元的结构图，其中每个单元都由二极管不控整流器、直流电容和H桥逆变器组成。由于采用二极管不控整流器，这种结构的变换器无法将能量回馈到电网，因而只能应用于风机、水泵等对调速性能要求不高的场合。U1UNV1VNW1WN主控制器1SUSUNVVWW移相变压器电网（A）变换器整体结构图UVWHHOC（B）单元结构图图14传统H桥级联型多电平变换器1232回馈型H桥级联型多电平变换器为了解决传统H桥级联型多电平变换器不能回馈能量的问题，一些学者研究并提出了几种解决方案。一种方法是由PHAMMOND于2000年提出35,36的将变换器内每个级联单元的二极管不控整流桥，全部用三相PWM整流桥（ACTIVEFRONTEND，AFE）替换，形成双PWM结构。这种单元的结构图如图15（A）所示。这种方法能够直接解决能量不能回馈的问题，但是这种方法也较大幅度的提高了设备的改造成本。首先，三相PWM整流桥所需的开关器件成本明显高于同电压、同容量等级的二极管不控整流桥；第二，PWM整流的控制需要增加开关驱动电路、交流电流电压的测量元件，以及对这些测量信号的采样、控制电路。这些新增的驱动电路、测量回路和控制电路，不仅增加了系统成本，而且增加了变换器内部接线复杂度，增加可能的故障点，从而降低了系统的可靠性。同时，所有单元的PWM整流控制增加了变换器整体控制的复杂度。UVWHHOC（A）带三相全桥PWM整流器的单元HHOCHHOCO（B）带单相全桥PWM整流器的单元（C）带单相半桥PWM整流器的单元图15三种回馈式的单元结构文献37和38,39分别提出用单相全桥、单相半桥作为单元的整流器，其单元结构如图15（B）和（C）所示。这种方式减少了整流所用的开关器件的个数，但是会增大直流电压的纹波从而需要更大的直流滤波电容。这种方式的另一个好处是将输入变压器的副绕组从三相改成了单相，变压器结构上有所简化。文献40分析了单相桥作为整流器时的单元直流电压和输入电流的谐波，并提出一种单元与变压器副绕组的连接方式以抵消部分低次谐波，但是要求每相级联的单元个数为3的整数倍。文献41指出三相PWM整流可以在同步旋转坐标系下将电流分解为D轴和Q轴直流分量，用简单的PI控制就可以基本达到零稳态误差，而单相PWM整流不能直接应用这个方法。如果使用PI控制会有稳态误差且影响功率因数。该文提出在电流内环中使用无零点位置限制的谐振双适当控制器，电压外环使用修改的PI控制器。从实际应用的角度看，在输入电压不平衡的情况下给所有单元提供单相电源，不同相桥臂的单元之间容易出现不平衡。这种可能出现的不平衡以及网侧输入电流的谐波控制都需要从控制上加以考虑。对于采用单相半桥整流器的单元来说，输入电源电压必须低于直流母线电压的一半。与采用单相全桥整流器的单元相比，在输入功率和直流母线电压相同的条件下，采用单相半桥整流器的的单元器输入电流要增加一倍。因此导致单元整流侧和逆变侧的开关器件所承受的电压和电流不相同。而且采用单相半桥整流器还需要对电容中点的电位进行控制，增加了控制的复杂性。另外，从图15（C）可以明显看出，当使用单相半桥整流电路时，单元的整流电流要流过直流电容器。而在采用三相全桥和单相全桥整流电路时，直流电容只是起到滤波的作用。相比之下，采用半桥整流的单元，其直流电容的寿命会受到影响，从而间接增加设备的使用成本。为了使H桥级联型多电平变换器具备能量回馈的功能，文献42提出了一种新的途径，即不改变原有单元的二极管不控整流桥，而是在级联变换器输出侧中性点和电机机端电压的中点之间跨接一个单相整流回馈单元。这个特殊的回馈单元采用单相二极管不控整流，将回馈能量通过三相桥逆变到移相变压器的一组副绕组，从而实现电机能量回馈。但是这种方法的缺点也很明显，即需要一个额外的高压电抗器，并且能量回馈依赖于电机机端的零序电压。如果只是利用正常的级联型变换器的逆变侧零序电压，那么回馈的能量就非常小。如果要提高回馈功率势必要提高零序电压，这有可能危害电机转子的绝缘，而且干扰电机的接地保护。总之，从安全和节能角度来说，这种回馈方式比较受限制。H桥H桥能量回馈单元VW控制器U图16一种带特殊回馈单元的系统结构图总之，中点钳位型和飞跨电容型的拓扑结构比较便于组成背靠背式的功率变换器，能够满足传动系统的能量回馈需求，但是他们受限于开关器件还不能用于6KV以上的高压系统电机驱动。传统的H桥级联型多电平变换器不能实现能量回馈，已有的研究为了解决这个问题所提出的新的拓扑结构，都是将所有单元的不控整流桥全部更换为可控整流桥，但是这也导致变换器结构复杂而且成本较高。将三相全控整流桥更换为单相全桥或者单相半桥，虽然能降低成本，但是也给整流控制带来了复杂性，而且易受电网电压不平衡的影响。由于现行的能量回馈方案都有其自身的缺陷，因此寻求简单、高效的新型能量回馈方案已经亟待解决。13能量回馈型多电平变换器控制技术的研究现状一般来说，工业上对交流异步电机变频调速系统的直流侧整流器控制技术要求如下（1）能量可以双向流动；（2）网侧输入电流为正弦波，且电流谐波低于5；（3）系统有功功率可控，且满足单元功率因数；（4）直流母线电压可控；而对电机侧逆变器的控制技术要求如下（1）电机能量四象限运行；（2）调速范围宽，且转速一定下输出转矩大；（3）开关频率恒定，且尽量降低开关损耗；131整流器控制技术的研究现状对于回馈型多电平变换器整流侧的控制方法，国内外一些学者也进行了相关研究。文献43分析了输入移相变压器对单元整流电流的谐波抵消效果，并在单元的PWM整流控制中采用直流电压外环加电流内环的PI控制。文献44提出利用输入移相变压器的漏感作为整流滤波电感从而降低成本，并用电网电压定向策略获得正弦波电流。文献45提出外环控制器为直流母线电压反馈与负载功率前馈相结合，内环电流控制为比例积分加谐振（PIR）调节器的PWM整流器控制策略。文献46在整流控制中采用电网电压定向策略和PIR控制。文献47的能量回馈方式是在所有功率单元的输入侧二极管整流桥旁边并上一个串联电感的三相全控整流桥，并且提出在生成1个单元的回馈调制波后，同相余下单元回馈控制调制波由第一个调制波移相而得，从而节省控制电路。文献48指出三相PWM整流可以在同步旋转坐标系下将电流分解为D轴和Q轴直流分量，用简单的PI控制就可以基本达到零稳态误差。文献49提出在电流内环中使用无零点位置限制的谐振双适当控制器，电压外环使用修改的PI控制器。132电机控制方法的研究现状应用于级联多电平变换器的电机控制方法来自于两电平变换器，可分为三类标量控制、矢量控制和直接转矩控制。标量控制只控制电机的磁通势的幅值和旋转速度，它们都是标量（只有大小，没有方向），故这类系统称为标量控制系统50。标量控制中常用的就是电压频率控制，被控量为定子电压的幅值和频率，也称为压频比控制（V/FCONTROL）。由于没有控制转矩，因而这类系统动态性能差。但是这种方法简单、无需电机参数，因而被广泛应用于对调速动态性能要求低的风机、水泵等传动系统。矢量控制，是德国工程师FBLASCHKE为了解决异步电机转矩控制的问题于20世纪70年代提出来的。其基本原理51是将异步电机的定子电流矢量分解为产生磁场的励磁电流分量和产生转矩的转矩电流分量并分别加以控制。根据电流矢量分解的基准不同，矢量控制可以分为定子磁场定向、转子磁场定向和气隙磁场定向。所以矢量控制也称为磁场定向控制（FIELDORIENTEDCONTROL，FOC）。根据测速环节的不同，矢量控制又可以分为有速度传感器与无速度传感器矢量控制。有速度传感器矢量控制使用编码器等速度传感器获取电机的转速信息。无速度传感器矢量控制的核心问题是电机转子转速的辨识。目前常用的转速辨识方法都是利用定子侧易于测量的电压、电流等信息，通过辨识算法获得转子转速。常规的速度辨识算法有动态速度估计器、基于PI自适应法的速度辨识、基于扩展卡尔曼滤波器的转速辨识和模型参考自适应法等，其中应用比较成熟的速度辨识方法是模型参考自适应系统52,53。直接转矩控制（DIRECTTORQUECONTROL，DTC）由德国鲁尔大学的MDEPENBROCK教授和日本长冈科技大学的ISAOTAKAHASHI教授于1985年分别提出的54。其思想是在准确观测电机定子磁链的空间位置和幅值并保持其幅值基本恒定以及准确计算负载转矩的条件下，通过反馈控制电机的瞬时输入电压来控制电机定子磁链的瞬时转速，以改变转子的瞬时转差率，达到直接控制电机输出转矩和转速的目的。这种方法控制结构简单、转矩响应快，对参数鲁棒性好。由于直接转矩控制将电机转矩控制与变换器的开关矢量直接关联起来，因而在电平数多、开关数量多的场合，由于开关矢量的数目变得很庞大而难以进行开关矢量的选择和优化，因而很难用于电平数高于7的多电平变换器上。虽然有一些研究对这个问题进行了尝试和优化55,56，但是都还未实用化。如果考虑参数时变系统，比如系统惯量、负载转矩随时间变化，控制器的增益需要根据被控对象参数和负载的变化而实时调节，因此一些自适应控制技术被引入到了电机的矢量控制之中5761模型参考自适应控制、滑膜或变结构控制、专家系统控制、模糊控制、神经网络控制等。14论文研究的主要内容H桥级联型多电平变换器由于其在拓扑结构、波形质量和开关频率等方面的优势，已经被广泛应用于高压大功率变频传动领域。但是目前已有的回馈型多电平变换器存在结构复杂、成本高等问题，因而研究其回馈型拓扑的改进也是一项非常有意义的工作。本文提出了一种利用部分单元实现能量回馈的级联拓扑结构及其控制策略，并对其单元优化配置进行了研究。本文的主要工作如下第一章简要分析了本课题研究的背景，介绍了目前国内外有关能量回馈型多电平变换器拓扑结构和控制技术的研究现状，指出研究新型能量回馈级联多电平变换器拓扑的重要意义。第二章研究了一种利用部分单元实现能量回馈的级联型多电平变换器的拓扑结构，针对应用这种拓扑结构所面临的问题，分析了这种拓扑的特点，指出了这种拓扑作为一系列类似拓扑的基础结构的研究意义，并结合交流异步电机的稳态相量图分析了其实现能量回馈的机理。从移相变压器、功率器件等元器件方面分析了这种变换器与传统变换器和所有单元都采用全控整流前端的变换器的区别，及其所具有的优势。第三章详细介绍了一种适用于部分单元能量回馈级联型变换器的控制策略，这种控制策略以传统的压频比控制为基础，包括逆变侧控制和整流侧控制，根据电机的功率因数角对能量回馈单元和普通单元的输出移相角进行协调控制，从而将电机的再生能量全部经过能量回馈单元馈入电网，同时还能保持所有普通单元直流电压恒定。还对电机定子电流有效值波动对控制产生的影响进行了相关分析。最后通过仿真对本文所研究的变换器拓扑及控制策略进行了验证。第四章首先探讨了电机功率因数角与降频速率之间的关系，并通过曲线拟合得到了功率因数角与降频速率之间的映射关系式。然后对变换器实现能量回馈的可控域进行分析，提出了对变换器进行单元优化配置研究，即通过增加能量回馈单元个数或提高能量回馈单元直流电压设定值的手段来扩大变换器实现能量回馈的可控域，使其满足更高降频速率下的能量回馈需求。最后通过仿真对单元优化配置研究的可行性和有效性进行了验证。第五章对本文的工作做了总结，并提出了后续值得进一步研究和完善的方向。2部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑结构21部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑传统的H桥级联型多电平变换器由于单元的前端是二极管不控整流桥，因而不能将传动系统的再生能量回馈到电网。图21（A）显示了一个传统的五单元级联型多电平变换器的单相结构。虽然这样的结构通常只用于动态调速性能要求不高的风机、水泵等场合，但是对于转动惯量特别大的传动系统，其制动过程产生的再生能量要全部由变换器吸收并耗散在单元内部直流桥上的并联电阻上。这个电阻主要是为了串联直流电容均压而装设的，如果电阻值偏小则会降低变换器的效率，因而这个并联电阻的阻值是比较大的（几十千欧以上）。这将带来两个后果，一是大量能源的浪费，特别是在电机的起停次数较多情况下。二是由于单元直流电阻耗散功率比较小，大量电荷堆积在直流桥上将会很快导致直流过压，因而不得不以减小降频速率的方式维持设备的安全运行。有些大电机的启动需要几分钟，而停机则要耗费近一个小时的时间。这样的制动过程既不安全也影响生产。所以，即使对一些不需要很高调速性能的传动系统来说，研究能量回馈型的高压大功率变换器也具有重要的实际意义。H桥H桥H桥H桥H桥UNH桥H桥H桥H桥H桥UNA不回馈型（B）全部单元回馈型图21五单元级联的不回馈和全回馈变换器的单相拓扑结构211部分单元能量回馈级联型变换器的拓扑为了使H桥级联型多电平变换器具有能量回馈的功能，常规的办法是将每个级联的单元都改造成能回馈的单元。已有的一些方案是将每个单元的不控整流桥改造成IGBT构成的三相整流桥、单相全桥或者单相半桥，如图21（B）所示。在单元容量相同的情况下，所有单元都使用三相PWM整流能够以最快的速度将电机再生能量回馈到电网，从而满足一些对动态调速性能要求高的传动系统的指标要求，但是成本也最高。用单相全桥和单相半桥整流能够减少开关器件的数量，减少输入变压器的绕组数量，从而降低成本，但是直流电压的波动会加剧，变换器网侧的电流谐波也会加大。另外，如果变换器采用的输入变压器的原边为三相输入，副边为单相多绕组输出，当单元的PWM整理器工作的时候，变压器内可能会因为流过零序磁通导致相间干扰的问题。即使使用文献67所述的每相桥臂的单元交叉连接方法，也仍然可能因为单元差异导致的整流电流的不均等而造成变压器内三相不平衡。因此，已有的这些全部单元都回馈的级联型拓扑结构并不是非常完善的，而且它们的控制方法将所有单元看做是均等的，都没有考虑各单元之间的相互作用问题。普通单元普通单元普通单元普通单元普通单元普通单元N移相变压器普通单元普通单元H桥H桥H桥H桥H桥电机B普通单元C能量回馈单元HHCRWVUCOWVUHHA级联多电平变换器能量回馈单元能量回馈单元图22五单元级联一单元回馈多电平变换器的拓扑及单元结构本文采用一种利用部分单元进行能量回馈的拓扑结构，将部分单元的二极管不控整流桥替换为全控型功率器件构成的三相PWM整流桥，这样的单元称为能量回馈单元，其结构如图22（C）所示。其余单元仍采用二极管三相整流桥，如图22（B）所示的结构，这样的单元称为普通单元。能量回馈单元能够作为电机再生能量流向电网的通道，从而整个变换器就具有了能量回馈的功能。图22以五单元级联一单元回馈多电平变换器为例，给出了新型变换器的拓扑结构。其中，每相的中间单元为能量回馈单元，余下的四个单元为普通单元。这种拓扑结构与全部单元都回馈的变换器拓扑结构相比，将两种不同结构的单元放在一个拓扑之中，是一种混合级联的结构。但是它又与以往所提出的混合级联的结构有所不同。这是因为，以往所提出的混合级联的结构，大致可以分为三种第一种是将不同结构的逆变器单元级联，比如一个H桥和一个中点钳位型的三电平逆变器级联；第二种是级联各单元的直流电压不对等，比如各单元直流侧电压之比为133N，等等；第三种是级联单元所用器件不同，比如一个大功率、低开关频率的GTO组成的逆变器和一个小功率、高开关频率的IGBT组成的逆变器输出串联，前者工作于基波频率而后者以高频PWM方式输出基波并补偿前者的谐波。前面两种混合级联结构以及这两种结构综合生成的结构，可以归纳为利用级联单元的结构的自由度、电平数的自由度以及单元直流侧电压比例关系，来以尽量少的独立直流电源，尽量少的开关器件获得尽量多的电平数。第三种混合级联结构则是利用器件选取的自由度，来实现输出开关损耗最小的目标，达到较高的费效比。但是，以上这三类混合级联结构都是为了提高变换器逆变侧的波形质量和降低开关损耗，所有单元的输出目标是相同的。而本文采用的这种混合级联的拓扑结构，其两种单元的功能定义是不同的能量回馈单元在变换器向负载提供正的有功功率的时候分担一部分的有功负载，而在变换器吸收负载的有功功率的时候则承担全部的有功功率的吸收，并将这些功率经过移相变压器回馈到电网；普通单元在变换器向负载提供正的有功功率的时候分担部分有功负载，而在变换器吸收负载的有功功率的时候仅仅输出无功功率，起到支撑输出电压的作用。因此，本文的这种混合级联结构，将两种单元的输出级联不是为了达到输出波形质量的优化或者类似的目的，而是为了将两种结构不同的单元所能承担的功能进行逻辑上的组合。这种功能的组合是为了发挥两种单元各自的长处，而又具有简化结构、降低投入的灵活性。而全部单元都回馈的级联型多电平变换器，在很多时候由于负载的再生电功率小于额定功率，并不能充分利用所有单元回馈的容量，形成隐形的浪费。212部分单元能量回馈级联型变换器的回馈机理分析当交流异步电机在制动过程中或者下放位能性负载的过程中，电机就有可能处于再生发电状态。图23所示为交流异步电机的稳态相量图，其中和分别是电机机SUI端电压和定子电流。如图23（A）所示，电机运行于电动机状态时，功率因数角小于，能量由电网通过变换器流向电机；如图23（B）所示，电机运行于发电机状90态时，功率因数角大于，也就是说电机的输入有功功率为负，此时能量是从电90机流向其驱动变换器。USISUSISA电动机状态B发电机状态图23交流异步电机的稳态相量图以三相中的U相为例，图24所示为发电机状态时变换器输出侧的相量图，表OU示所有普通单元的输出电压相量和，表示所有能量回馈单元的输出电压相量和。机RU端电压由与矢量合成，其中滞后于的角度为，超前于的角度为SOROSRS。控制两相量与呈垂直关系，即可实现普通单元吸收有功功率为零，使发电状SIO态下普通单元直流电压保持稳定不泵升，而电机的再生能量全部被能量回馈单元吸收，进而馈入电网。USURUOIS图24发电机状态时变换器输出侧相量22部分单元能量回馈级联型变换器的结构特点本文采用的拓扑，由于将两种不同结构的单元混合级联，因而面临如何确定单元比例的问题，以及由单元整流方式的不同带来的移相变压器的结构重新设计的问题。221单元数的比例研究应用本文的部分单元能量回馈级联型多电平变换器的一个核心问题是如何确定两种单元的比例。在这种变换器结构中，每相桥臂中能量回馈单元与普通单元的数量比是可变的，但是三相桥臂中两种单元的数量是相等的。如果能量回馈单元的个数超过总数量的一半，则其成本优势就变得不那么明显。很明显，两种单元的比例变化会带来不同的系统性能，当然这也与所采用的控制策略有很大关系。根据本文第四章所提出的控制策略，级联变换器每相桥臂中能量回馈单元的数量决定了系统的最大降频速率。一方面，每相桥臂中的能量回馈单元数越多，变换器能量回馈的功率越大，系统能达到的调速性能也就越好。另一方面，能量回馈单元的成本明显比一个普通单元高。这不仅是由于相同电压和容量等级的IGBT及其驱动电路比二极管价格高。同时，还因为PWM整流控制需要增加额外的电压、电流测量电路，以及与这些信号配套的信号调理和采样电路。因此，在每相中配置多少个能量回馈单元，需要综合考虑调速性能的提高与成本增加之间的平衡。如果全部单元都采用能量回馈单元，则变换器的回馈功率理论上能达到与输出功率相当的水平，从而能达到相对最好的调速性能。但是对于一些对降频速率要求不高、回馈功率可控，或者由于负载的原因回馈的功率相比输出功率比较小的情况，在每相中只采用一半的单元甚至是一个单元进行能量回馈就显得比较合适，并且有吸引力。所以，本文这种利用部分单元进行能量回馈的拓扑结构是传统不回馈和全部单元都回馈的级联结构之间的一种状态。这种结构从功能上可以实现能量回馈。这种变换器所能达到的调速性能、回馈功率取决于内部两种单元的比例。如果不单独提高能量回馈单元的容量，对于一个确定的应用系统，可以根据其所要求的最大降频速率以及其它一些参数估算最大回馈功率，将这个最大回馈功率与变换器的额定输出功率作比较，以此作为确定每相当中两种单元数量比例的基本依据。当传动系统处于电动状态时，并不需要单元的可控整流；而当系统处于回馈状态时，基于部分单元能量回馈的结构是根据所需要回馈的功率的大小来确定配置可控整流器的单元的数量，而不是全部单元都配置可控整流器。可见，与全部单元都回馈的拓扑结构相比，基于部分单元能量回馈的拓扑结构更加突出对负载的适应性，并能节省投资。222移相变压器的移相角度分配本文所研究的部分单元能量回馈级联型变换器也有一个输入移相变压器。这个变压器与传统的级联型多电平变换器的输入变压器的结构、容量是一样的。但是为了将网侧输入电流的谐波降到最低，需要根据单元比例调整移相变压器的副绕组移相角度的分配。2411240A常规移相角度分量回馈单元对应副绕组普通单元对应副绕组能量回馈单元对应副绕组普通单元对应副绕组（B）二单元回馈时移相角度分布（C）一单元回馈时移相角度分布图25移相变压器副绕组移相角度的分布情况在常规的N个单元级联的变换器中，由于单元的三相整流桥是六脉波整流，因而变压器同相每组副绕组的移相角度间隔为。同时，为了使网侧的360/N功率因数接近1，绕组移相角度以为中心平均分布。如果N为偶数，则同相各组副绕组的移相角度在的两边平均分布。如果为奇数，则有一