[硕士论文精品]高效率高线性基站功放的研究与设计

摘要摘要由于高效调制技术发展和对性能要求越来越高，功率放大器的设计是无线通信系统中一个最具挑战性的任务。DOHERTY放大器由于在很宽的功率范围内具有高的效率特性，这样DOHERTY结构成为现在基站功率放大器设计中普遍采用的结构。然而在实际的应用中，DOHERTY放大器一般都达不到理论分析所显现的那么好的效率的改善，同时一般也很难满足高峰均比信号系统对线性指标的要求。本文就是为了设计出同时满足高线性和高效率性能的DOHERTY放大器。首先，本文详细分析了射频功率放大器的非线性特性和放大器的记忆效应。基于对DOHERTY理论的详细分析和对DOHERTY放大器工作原理的理解，本文提出了设计DOHERTY放大器的方法。采用LDMOS器件仿真设计了一个DOHERTY放大器并完成了实物的研制。接着介绍了几种减小功率放大器记忆效应的方法。为了进一部优化放大器的性能，对包络跟踪技术、非对称DOHERTY结构、多路DOHERTY结构、INVERTEDDOHERTY结构以及功放的SWEETSPOT特性进行了研究。由于现在大功率的基站功放一般都会与数字预失真DPD配合。因此我们对DPD的基本原理和基本结构进行介绍，并简单介绍了它们之间配合应该注意的一些问题。最后，我们对设计的DOHERTY功放进行了调试，说明了调试当中应该注意的一些问题。最终给出了测试的结果。关键词DOHERTY，功率放大器，数字预失真，记忆效应ABSTRACTABSTRACTTHEDESIGNOFPOWERAMPLIFIERSFORWIRELESSSYSTEMSHASBECOMEACHALLENGINGTASKDUETOINCREASINGLYSTRINGENTREQUIREMENTSPLACEDUPONTRANSMITTERSUSINGSPECTRUMEFFICIENTMODULATIONTECHNIQUESTHEDOHERTYPOWERAMPLIFIERDPAISANIMPORTANTCANDIDATEFORTHISTYPEOFAPPLICATIONDUETOITSFEAMREOFHI曲EFFICIENCYOVERANEXTENDEDPOWERRANGEHOWEVER,DPAINPRACTICEHAVEOFTENFAILEDTOEXHIBITTHESUPERBEFFICIENCYPREDICTEDBYTHEORYANDTHEIRLINEARITYISNOTALWAYSADEQUATETOMEETSTRICTSPECIFICATIONSOFSYSTEMSWITHHI曲PEAKTOAVERAGERATIOPARSIGNALSTHEOBJECTIVEOFTHISDISSERTATIONISTOPROVIDEAPATHFORDPATHATLEADTOASIMULTANEOUSHI曲EFFICIENCYANDHI曲LINEARITYPERFORMANCEFIRST，ANALYZETHENONLINEARCHARACTERSANDTHEMEMORYEFFECTSOFRFPOWERAMPLIFIERBASEDONDETAILEDUNDERSTANDINGOFDPATHEORYANDCAREFULINVESTIGATIONOFBEHAVIOROFDPA，ASERIESOFGUIDELINESFORDESIGNINGADPAWASCREATEDADPABASEDONLDMOSDEVICESWASACCORDINGLYDESIGNEDINSIMULATIONANDTHENFABRICATEDFOLLOWING，THEWAYSOFIMPROVINGTHEMEMORYEFFECTSISINTRODUCEDINORDERTOOPTIMIZETHEPERFORMANCE，ENVELOPETRACKINGTECHNIQUE，ASYMMETRICALDOHERTY,NWAYDOHERTY,INVERTEDDOHERTYANDSWEETSPOTCHARACTERARERESEARCHEDBECAUSETHEHI曲POWERAMPLIFIEROFTHEBASESTATIONISCOMMONNLYOPERATEDWITHDIGITALPREDISTORTIONDPD，WEINTRODUCETHEPNNCIPLEANDSTRUCTUREOFDPDANDRESEARCHTHEOPERATIONOFTHEMFINALLYWEDEBUGTHEDPA，EXPLAINMATTERSNEEDATTENTIONANDGETTHERESULTOFTHEMEASUREMENTKEYWORDSDOHERTY,POWERAMPLIFIER,DIGITALPREDISTORTION，MEMORYEFFECT独创性声明本人声明所呈交的学位论文是本人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。据我所知，除了文中特别加以标注和致谢的地方外，论文中不包含其他人已经发表或撰写过的研究成果，也不包含为获得电子科技大学或其它教育机构的学位或证书而使用过的材料。与我一同工作的同志对本研究所做的任何贡献均已在论文中作了明确的说明并表示谢意。签名一睦型之虹日期功7辛厂月钊目关于论文使用授权的说明本学位论文作者完全了解电子科技大学有关保留、使用学位论文的规定，有权保留并向国家有关部门或机构送交论文的复印件和磁盘，允许论文被查阅和借阅。本人授权电子科技大学可以将学位论文的全部或部分内容编入有关数据库进行检索，可以采用影印、缩印或扫描等复制手段保存、汇编学位论文。保密的学位论文在解密后应遵守此规定签名女髫翩签名整塾誓日期伽，忤F月苟召第一章引言第一章引言射频功率放大器已经成为移动通信系统的一个瓶颈。它的基本功能是按一定的性能要求将信号放大到一定的功率。由于在大功率状态下工作，它消耗了系统的大部分功率，因此，整个系统的效率主要由PA发射信号时的效率决定。在第一代移动通信系统中M，由于采用了恒定包络的调制方式，故没有严格的线性度的要求，所以可以采用高效率的PA，即使这样，也有85的系统功率消耗在PA上指在最大功率状态下；在第二代移动通信系统GSM中，采用了时分双工，并仍然采用了恒定包络调制，由于存在突发时隙功率渐升降POWERRAMPING的问题，对线性度的要求稍高，这会稍微损失一点效率，但是考虑到PA只在八分之一的时间内是处于工作状态的，因此，PA效率对整机效率的影响程度大大降低了；在第三代移动通信系统以下简称3G，包括TDSCDMA，WCDMA，CDMA2000等中，为了提高频谱效率，采用了复杂的线性调制方式，由于其幅度也携带信息，因此需要线性放大，现在的技术是可以做到线性放大的，然而是以牺牲效率为代价的，另外，在3G系统中通常采用的是连续发射指频分双工系统，所以PA在系统中扮演的角色就显得特别重要。从PA的角度来看，现代移动通信系统面临的困难来自频谱效率的要求，高的频谱效率要求有高的线性度。能够满足WCDMA要求的PA的效率相当低。在LILJA与MATTILA在1999年的文章1999IEEEMTTSDIGESTP1843中讨论了CDMA移动台功率效率优化准则，他们的研究结果显示了对WCDMA系统的PA而言，功率效率与线性度之间的矛盾更加尖锐对于某移动终端，要达到30DBC的ACP，多码时PA的效率为27，单码时的效率为33；要达到35DBC的ACP，多码时PA的效率只有22，单码时的效率为27；而对于08W的终端，输出125MW时语音，效率要求为30，而输出250ROW或更大时数据，效率则要求大于50，显然，上述PA是满足不了这样的要求的【1】【2】【151。DOHERTY结构的放大器可以较好的解决功率放大器在功率回退时效率提升问题，结合前馈和预失真电路，可以在线性度和效率之间做到较好的兼顾，DOHERTY电路的基本原理是将输入信号的平均部分和峰值部分分开放大，然后合成，从获得高效率。DOHERTY放大器包括两个部分一个载波放大器CCARRIER，一个值放大器PPEAK。它们的合成输入输出特性的线性区比单个放大器的线性区有大地扩电子科技大学硕士学位论文展，从而在保证信号落在线性区的前提下获得了较高的效率。DOHERTY技术需要与其他线性化技术如DPD数字预失真技术配合使用，来改善它的线性度。由于DPD的发展，现在一般的基站功率放大器中普遍采用这种技术，成本和难度也相对与前馈技术来说也有很大的优势，更有利于批量生产。因此在现阶段，DOHERT”DPD将成为基站中功率放大器的主流。本课题实现了一个55WDOHERTY功率放大器设计，其主要技术指标如下1平均输出功率55W；2工作频率1805MHZ1880I“IZG3在55W输出功率下，PAE大于35；4带内平坦度小于1DB；5增益大于15DB；6IM3三阶互调小于30DBC，在55W输出功率；本设计中，主要完成的工作是1、DOHERTY放大器的理论研究；2、DOHERTY放大器的仿真设计；3、DPD与功放配合的考虑；4、记忆效应的研究；5、投版完成实物及调试。2第二章功率放大器非线性分析第二章功率放大器非线性分析如果一个系统的输出是输入的非线性函数，则认为这个系统就是一个非线性的系统。可以有很多方法来表征一个非线性系统，最常用的有多项式模型、AMAMAMPM转换模型、ACPR与EVM、VOLTERRA模型等等。21多项式系统模型在多项式系统模型中，设用下式来描述放大器的非线性Y口O口LXA2X2口3X3设输入信号双音信号1二一LFEQ图3EA一个调制信号的频谱与ACPACPR的定义B变间距变幅度的双音测量信号对于PA的设计者而言，需要知道造成非线性ACPR的原因，所以需要采用变间距变幅度的双音信号来测量系统的非线性，观察失真对幅度变化与双音间距变化的响应。我们有理由相信，如果一个放大器对变间距变幅度的双音信号表现出“良好“行为，则它对一个宽带信号也能表现出类似的“良好“行为。因为双音信号的间距就等于输入信号的调制带宽，所以改变这个间距就可以来研究放大器的记忆效应，这是非常方便的一个办法，它使得我们可以在任意带宽下测量放大器的响应，使我们能够区分出不同机制造成的非线性，从而使深入研究成为可能。而如果要用一个数字调制信号来研究放大器的ACPR，我们是很难做到这一点的。ELECTRICALPHAIM3LTONEDIFFW2W1图33放大器中IM3分量的相位，无记忆效应虚线和有记忆效应实线的情况如果一个双音信号加到一个用三阶多项式系数描述其非线性的窄带放大器上，可以得到两个结论1IM3不是双音频率间隔的函数；2IM3的幅度随输13电子科技大学硕士学位论文入信号幅度的三次方增加。上图比较了多项式模型描述的结果与实际测量的结果，发现在两者之间存在着很大的差别。在低调制频率与高调制频率下，IM3的实际相位都显著偏离预测值低端的记忆效应主要由热学效应引起，高端的记忆效应主要由电学效应引起如图33所示，这说明记忆效应确实存在。为了找到产生记忆效应的机制，必须了解为何实际的放大器会偏离由多项式表征的输入输出模型，我们先来研究电学的记忆效应，随后将研究热学的记忆效应。312电学记忆效应这一节首先给出晶体管放大器中阻抗的定义，然后详细分析失真的组成成分，并与单多项式模型进行比较，最后讨论由匹配电阻引起的记忆效应。在CEBJT与CSMESFET中用到的记号在图34中给出，这些记号将适用于整篇文章。ZBMATCH是匹配阻抗，ZBBIAS是偏置电路的阻抗，这两个阻抗可以通过断开它们与晶体管连接的条件下用网络分析仪测量得到。ZBINT是内基区阻抗，它取决于偏置。同样的，外部集电极阻抗包括负载阻抗ZL与集电极偏置阻抗ZCBIAS，ZCINT是集电极内部阻抗。据此，我们就可以计算输入输出节点的节点阻抗ZSSZ占MATCH|Z曰BIASLIZBINT31ZCCZ上L|ZCBIASFLZCINT32类似的，改变端口的名称，以上方程也可以用来计算MESFET放大器的节点阻抗，为了避免与MESFET中的源端混淆，BJT与MESFET放大器中都使用输入匹配阻抗。以上两式描述的是晶体管的外部节点阻抗，而我们感兴趣的是内部的非线性失真源“感受到”的阻抗。这里排除了内基区串联电阻与发射极阻抗，但在后面章节的仿真与分析中，我们将会考虑它们的影响。实际中的PA都具有不止一种的非线性机制，而且它们彼此之间会相互作用。这意味着非线性响应不正好就是某种非线性机制的输出，而是“输出”又会产生新的“输出“。为了深入理解失真的机制，将放大器考虑成两个级联的多项式，虽然这样做并没有将真正的放大器内部的反馈效应考虑在内，但是仍然能够提供关于失真组成的有用信息。14第三章记忆效应与线性化研究图34阻抗的定义，左CEBJT放大器；右CSMESFET放大器图35阶到三阶VOLTERRA算子的级联表示两个级联的多项式的级联可以用图35来表示。方框H描述以输入信号为函数的基极电压的变化；而方框F描述以基极电压为函数的集电极电压的变化。H1、H2、H3对应由AL、A2、A3代表的不同阶次的非线性。由三阶非线性产生IM3使非常直接的首先，A3H3直接在基区产生的IM3分量，经由F1线性放大；其次，基区的线性分量由于F3的非线性产生IM3分量；由二阶非线性产生互调分量的过程稍微复电子科技大学硕士学位论文杂一些，第一步，由H2产生的包络分量低频或二次谐波分量高频与基区HL的线性分量通过F2的二阶非线性作用产生一个交调分量。不同阶次非线性分量的频域表示如图36所示。上面一图中，显示了在经过第一个框图后的输出频谱分量，其中的IM3的大小可以直接的计算；然后，这样一个多频段信号作为第二个框图的输入，其输出的IM3还与其它频段除了基频之外的产生的IM3分量相结合，例如，包络频率分量2一I1与双音信号中的2通过第二个框中的二阶非线性混频，这将产生一个IM3信号，类似的，输入的二次谐波信号2I2与双音信号中的负频率信号一IL相混频也会产生同样的IM3信号。可见，IM3分量不仅受基波电压波形的影响，也受不同节点上在特定频率如包络频率与二次谐波频率处电压波形的影响。AF。O亨TI于一A55筘甏寻鬟1寻专1一。NNO夏辜辜烹。Q亨雪1NNRELM3L图36A三阶非线性产生的频谱分量；BIM3的组成现在的问题是如何控制不同节点处不同频段上电压的波形。因为我们可以将电路元件产生的非线性看成是电流源，所以它们的电压波形由节点阻抗决定。在图36的下半部分中，画出TPA中考虑到三阶非线性时IM3的组成。其中，最大一16第三章记忆效应与线性化研究部分失真是由三阶非线性机制造成的，它受基波阻抗的影响，由包络信号与二次谐波信号通过二阶非线性产生的互调分量也对IM3有显著影响，可以靠控制这些带外分量的节点阻抗影响IM3的大小。电学的记忆效应由在包络频率、基频、与二次谐波频率处随调制频率变化的节点阻抗造成。图37显示了测量得到的MESFET放大器在DC、基频、二次谐波频段的栅节点阻抗。中心频率是18GHZ，最大调制频率是20MHZ，这意味着DC频带需要考虑到20Z，而基频频带需要考虑从177GHZ至U183GHZ，因为整个IM3频带的宽度为60MHZ。二次谐波的频带需要考虑从358GHZ至J362GHZ。很容易在整个基频频带范围内保持阻抗恒定，因为这时的整个调制频率范围只是中心频率的33。同时，对二次谐波而言，这个频率范围也很窄，只要没有二次谐波陷阱，是可以保持阻抗恒定的。二次谐波陷阱将导致阻抗大的波动，从而产生显著的记忆效应。嘲曼甜里。可J35836362FREQGHZ3图37LVIESFET放大器ZGG的测量结果基波与二次谐波只贡献一小部分记忆效应，而主要的记忆效是由包络阻抗引起基频下与二次谐波频率下的阻抗变化很小，由此造成的记忆效应相对也很小。包络频率由DC变化到20MHZ，这时为了避免记忆效应，栅阻抗应该变化很小，但是实际情况却不是这样。栅阻抗在这个频率范围变化幅度达2个数量级。我们可以得出结论通过对放大器的仔细设计，不同端阻抗造成的记忆效应是可以限制在只是由于包络频率下阻抗随频率的变化这个来源上。电子科技大学硕士学位论文313热学记忆效应热学记忆效应由热电耦合造成。它会影响到频率高至1MHZ的低频信号。BST上消耗的功率可以表示为PDISSVCEICEDISSVCECE_33这里VCE是集射间电压，ICE是集射间电流。既然是两个基频分量的乘积，则耗散功率的频谱中一定包括二阶信号分量即DC、包络、和频项与二次谐波频率项SCHURACKETA11992。器件的温度变化由其热阻决定。因为元件的质量热容量是有限的，所以其热阻不是纯阻的，而是等效于一个具有不同时间常数的分布式的低通滤波器。这意味着由耗散功率导致的温度变化不是即时的，而是受芯片质量、封装的影响，而且总会存在依赖于频率的相移。另外，SI表面对热的响应异常迅速，在带宽LOOKHZ至01MHZ时都有明显的热效应。再有，由于在SI中GAAS中也是如此的温度分布相当陡峭，所以可以认为自热效应是导致记忆效应的一个重要原因，它造成的影响甚于周边器件的发热。其模型如图38所示。314结论PDIB图38器件中热的流动A物理模型，B电学集总元件模型记忆效应定义为依赖于调制频率的失真分量。很显然，确实存在电学的和热学的记忆效应。电学的记忆效应产生于在调制信号频带内的节点阻抗的不恒定，此不恒定的包络阻抗通常主要由偏置阻抗导致，它是造成电学记忆效应的主要原P妇0，UCAK锄N昝，吾|第三章记忆效应与线性化研究因。热学的记忆效应由芯片温度引起，它受到输入信号的调制，由于芯片温度随着信号的包络频率变化，而晶体管的许多电学参数都是温度的函数，这样就会产生IM3分量。因为功率耗散导致芯片温度的升高与调制频率有着密切的关系，由此产生的IM3分量也取决于调制频率，这将导致记忆效应。如果信号幅度相当大，五阶与更高阶的失真就会对IM3产生影响。在窄带情况下，由五阶失真产生的IM3与IM5保持51的比例关系，而且相位差为零。幅度记忆效应产生于两种现象1因为5阶信号的频带比三阶信号宽，所以频带比三阶时更宽；2如果五阶失真很明显的话，三次谐波也会下变频成互调分量。这些效应称为幅度记忆效应，因为IM3分量中的五阶失真依赖于信号幅度，因此总的IM3分量是所有频带分量引起的IM3的综合。用矢量表示IM3分量能直观的显示记忆效应，对IM3有贡献的分量，如包络频率、基频、二次谐波频率都用单个矢量表示，这样造成记忆效应的原因就可以一目了然。32线性化与记忆效应前面的章节主要是用VOLTERRA模型分析放大器中IM3分量受调制频率与芯片温度的影响。下面要将这种方法在下面二个方面扩展1讨论记忆效应对线性化技术的影响；2在对实际PA的模拟中考虑信号幅度的影响。平滑的记忆效应通常对PA本身的线性度并非很有害，随调制频率变化的LO一20度的相位旋转与小于05DB的幅度变化都不会对整个器件的ACPR产生大的影响。但是如果要应用线性化技术来抑SUIM边带时，情况就会完全不同。因为这时需要失真成分与校正信号之间幅度与相位有极其精确的匹配。如果IM3作为调制频率的函数其相位发生了旋转，但是校正信号却没有随之旋转，则非线性的校正就不能在一个宽的频率范围内保持良好的性能。如果将记忆效应考虑进来，线性化技术的线性化性能会有很大的不同。本章第一节不是去研究线性化技术对记忆效应的敏感程度，而是集中研究记忆效应对预失真的影响，因为预失真是一种功率效率非常高的线性化方式，它在高效率的发射机中有非常重要的应用。三种基本的线性化技术CARTESIAN反馈、前馈、预失真的比较如下表所示。反馈是模拟电路设计中最传统的一种线性化技术，它使失真按环路增益的倍数减小，但是在射频条件下实现反馈非常困难，所以就采用间接的反馈，女ICARTESIAN反馈，它将RF输出下变频到基带，分别解调IQ支路信号作为校正信号反馈到放大电子科技大学硕士学位论文器的输入端。这种方法的抵消性能不错，但是带宽太窄了，使这种方法不适于非常宽带的系统。而前馈可以用作宽带的线性化方法，但是按前馈方法构成的系统极其复杂，功率效率不高，造成大量功率的浪费，且物理尺寸大。在前馈技术中，采用的是比较输入输出频谱的方式，在信号被放大之后再来校正误差。第三种方法是预失真，与前馈方法类似，它也是利用抵消来实现线性化的。它对失真的补偿发生在信号放大之前，这跟前馈的方法比起来是一个进步，因为在放大之前所需要处理的功率要小得多，这使得它可以达到较高的效率。线性化方法本身的效率对发射机整体的效率来说是一个非常重要的问题。图39中的三阶多项式RF预失真电路展示了一种简单的线性化方法，就电路物理尺寸大小而言，它是非常有优势的。调制的信号与自身相乘，产生一个包络信号，滤掉二次谐波成分后的信号与输入信号相乘，如果包络信号的幅度与相位都得到适当的调整，就会产生一个IM3的预失真信号。由此产生的预失真信号与放大器的IM3L与IM3H信号幅度相等，相位相反。这种特性将被用来消除记忆效应。M一厶NU一飞网PILLTWOTONEIM3LSIGNALSIM3HP输入功率继续提高，当功率大到峰值放大器也饱和的时候。主放大器和峰值放大器的输出阻抗都是RDPR50D，此时两个放大器的阻抗与传输线的特性阻抗相等。此是由于电流已经达到最大值，系统的效率将维持最大的效率。ROPT2图411DOHERTY功率放大器的高功率输出DOHERTY功率放大器的最大功率附加效率PAE是在输出功率的拐点P和满功率35电子科技大学硕士学位论文输出的时候，图412表示出了系统效率随输出功率的变化，在回退6DB范围内总体的效率会有回转，那是因为峰值放大器在大功率输出的时候效率是很低。假设主放大器是一个B类放大器，那么DOHERTY功率放大器能达到最大的效率是785即一个B类放大器的效率。DOHOTY功率放大器的效率可以由下式得到旦12刀等LI,专“MAX423栌I五下图就表明了当取不同的值的时候，R1的变化情况图412DOHERTY功率放大器的效率45其它DOHERTY结构451INVERTEDDOHERTY功率放大器图413是IDPA在低功率水平工作时的负载网络。峰值功放在OFFSET线后有一段四分之一波长线，而这段四分之一波长线对于传统的DOHCRTY来说是位于载波功放之后的。另外对于IDPA来说，初始的OFFSET线长度是为了使RDW变到180度，而DOHERTY的OFFSET是为了让RD旧变到0度。第四章DOHERTY功放原理2螂她哩国致眠I图413IDPA在低功率水平工作时的负载网络假设三极管是单向的，我们把封装三极管的内部参数和预匹配元件等效为一个任意阻抗口JB的旁路元件。最优的功率匹配网络从器件提取最大的输出功率而OFFSET线把输出阻抗旋转到0。在高功率水平工作时，尽管载波功放和峰值功放相位不同，然而从每个功放的OFFSET线后来看的负载阻抗都是昂。在低功率水平工作时，假设峰值功放不工作。从负载看向峰值功放的的阻抗是非常高的，比如接近无穷大，这是归于峰值功放后的四分之一波长线，它减小了载波功放的泄漏。我们选择采用哪种拓扑结构的时候可以通过判断么RD胛位于圆图的什么位置，如图4一14所示，当载波功放的么RD叮位于一N180之间的时候，我们选择IDPA，这样需要更短的OFFSET线去旋转么RDF伊到180度。反之则选择传统的DOHERTY结果需要更短的OFFSET线。甜图414DOHERTY结构的选择37电子科技大学硕士学位论文一般在采用普通DOHERTY结构时，如果OFFSET线太长，我们可以采用INVERTEDDOHERTY这种结构。这样可以减短OFFSET线长度，从而减小电路的体积。452非对称DOHERTY放大器对于对称的DOHERTY放大器，通常载波放大器和峰值放大器的大小、匹配电路和输入功率都是一样的。然而，因为峰值放大器的偏置点低于载波放大器，峰值放大器在最大输入驱动功率时的电流低于最大需要的电流。图415解释了在最大驱动功率下放大器的电流是导通角的函数【4】。在图415中，电流是被最大的通道电流归一化的，AB类和C类工作区域被表示了出来。我们可以看到电流的基波成分被限制为厶N50536口万一2万424厶L005，A0一万图415导通电流的谐波成分与导通角的关系在最大驱动下，通道电流的基波成分厶，C署F111。|P可以表示为65432OO0OO0OOLL蒌霄E_OLTN秀差E三毒拳善叠暑暑毒第四章DOHCRTY功放原理425426其中是载波放大器的导通角，口一是峰值放大器导通角。由于峰值放大器偏置于C类，当输入载波放大器的功率达到最大的时候，它仍然不能完全被驱动。我们定义两个单元在最大的驱动输入是的电流比为仃2丽I,C427厶P1一忉其中表示当峰值单元开始导通时的电压部分。因此，HP1一忉表示峰值单元在最大驱动输入时的基波电流。两个单元的输出功率比用日表示为日刊。GCA堋。VC_御EF吵LSHOTTKY蠹RFDIODE28NHLN，7竹竹N5料斟主瞄1003剁KENVELOPEDETECTORENVELOPESHAPINGCIRCUIT图420包络检波和整形电路第四章DOHERTY功放原理自适应的栅极电压控制电路如图420所示，包络电平形成电路是由一个LODB耦合器、一个SHOAKY二极管功率检波器和一个低通滤波器组成。包络整形电路由两个可变电阻和一个AD829运算放大器组成。455串联型DOHERTY结构前面的讲的DOHERTY结构都是并联结构的，其中的DOHERTY结构前面的功分器将占很大部分面积，采用这种新颖的紧凑的串联型DOHERTY结构如图42L所示可以节省很大的电路体积【24】。乙，ZP2。酝3图421串联型DOHERTY结构与并联型DOHERTY结构一样，载波和峰值放大器分别偏置于A类和C类。载波放大器由两级组成，而峰值放大器仅一级。在通路1和2上的阻抗变换器的特征阻抗是乙1和乙2，它是由集中元件组成的丁型高通网络。除此之外，一个丁型高通网络可以阻止偶然的低频振荡。高通网络的中的旁路电感由高阻抗代替。图421中的7参数表示载波和峰值放大器输出电流的比例。为了改善小功率和中等功率输出时的效率，7必须仔细选择同时以免影响最终的功率输出能力。通路1上的阻抗变换器相当于传统DOHERTY放大器中的214线。如果载波放大器的最优负载表示为ROY“腑，则峰值放大器的最优负载表示为ROPT，叩RRIERY。基于延伸的DOHERY理论有吃和Z删1必须等于R叩F，晰1P和R印“嘶。，。因此随着功率的增加Z户1从R印，C口州。，1矽调制到R倒，州。，而Z础在最大的输出功率时变为R幽晰7，它是峰值放大器最优的负载阻抗。45电子科技大学硕士学位论文由于自我偏置，峰值放大器的输入阻抗Z比L将改变，这表现为随着输入功率的增加而增大。这是此DOHCRTY结构关键的工作原理。C6。的调制效应和两个放大器之间适当的相移电路最终两条通路是输出功率进行合成输出。这种结构DOHERT7的工作原理可以分3步来阐述1当输入功率较小时，ZP2，4远远大于ZPL，因此主功放的输出功率主要经由通路1输出；2当输入功率达到开启辅助功放时，此时主功放己达到预饱和，但辅助功放的负载调制效应还不是很明显，ZP2，4还相当大；3当输入功率达到激励峰值时，ZP2，4急剧减小，功率主要经由通道2输出。第五章DOHERTY放大器设计第五章DOHERTY放大器设计51单级功率放大器的设计511器件和介质基片的选择功放管是放大设计的心脏，它的性能将很大程度上影响整个放大器的性能。3G无线基站都要求放大器具有更高的线性度和足够的效率，以有效控制设备的冷却成本和运营开支。LDMOS技术可以坦然面对这些挑战，能满足所有这些要求的产品已经出现。硅物理的本质决定了LDMOS器件的转换频率值要低于3GHZ。为了改善LDMOS功率晶体管的射频性能，器件的几何外形已逐渐缩小，从几年前的O8MM缩小到现在的06MM，甚至更小。高崩溃电压65V要求更低的限制沟道长度。门的长度对射频性能参数有着直接影响，体积更小的器件具有更低的寄生参数，在高频下能得到更高的增益。由于LDMOS器件还减小了导通电阻即沟道导通情况下的有效阻抗，功率级自身的效率也得到了明显的改善。基于上述LDMOS晶体管的特点和优势增益高、输出功率大以及良好的线性度、较高的性价比和高可靠性，在本设计中，采用FREESCALE半导体公司公司125W大功率LDMOSMRF7S18125AH。这是FREESCALED的第七代管子，它的指标性能比第五代、六代要好，能够在其它指标相同的情况下得到更高的效率。此外，还需要选择承载元器件的载体一介质基片，考虑到工作波长、电路的尺寸等因素，选择ROGERS4350作为介质基片。该介质基片相对介电常数为35，厚度为20RAIL，选用20MIL的板材可以使得电路的尺寸做得更小。512直流偏置电路仿真参考MRF7S18125AH器件手册，确定MRF7S18125AH的漏极直流电压为28V，漏极静态电流为1100MA，据此在ADS上进行直流仿真，通过扫描LDMOS管栅极电压，确初步选定工作点为VGS267VIDQ11A，此时放大器工作在AB类。图51是直流仿真得到的伏安特性曲线。47电子科技大学硕士学位论文|一，O513功放管的匹配设计图51伏安特性仿真结果5131最佳负载阻抗和源阻抗的确定功率放大器匹配的第一部是找到其最佳的负载阻抗和源阻抗，通常有下面两种方法利用功放管DATASHEET给出的参考负载阻抗和源阻抗进行设计，此种方式一般是器件厂家根据输出功率最大的原则给出的负载阻抗和源阻抗的参考值，如图52所示，此种方式优点是设计方法简单可靠，缺点是匹配方式单一，不能根据实际设计指标的要求来灵活的匹配。VMS趣VDIOOT100M一125WCWF乙MZB_MQQ“801I31714412178012713051412471O12412921眨篮18201211280137121718401，B】266134I2021O115J2521311881朗D1121237129731900109P21126|1581920105J20623一J144K。“RESTCIRCLILLMPECLANCEASMEASUREDTROMGETOGROUND铀_TESTCIRCUITIMPEAANOEMEASUREDFROMDFAJNTOGMUNCL厂III州I舭岫FL竺I1RZM2叫厂10TMTI甜哪INETWORKI一图52参考源阻抗和负载阻抗另一种方法是负载牵引法，这种设计方法要求给出在各种不同输出功率、功第五章DOHERLY放大器设计率增益和集电极效率等参数条件下，不同负载的数据组，以此为依据对功率放大器进行综合设计。采用负载牵引法，通过扫描负载的变换，根据设计目标的不同，我们可班在史密斯圆图上面绘出一簇等输出功率线、一簇等效率线，等增益线，或者等3阶交调线等。根据设计目标技出这些他们之间最大值或最小值的交点。这个交点既是此设计目标的最佳阻抗点。此方法的优点是可以较为准确的进行功率放大器的综合设计，缺点是成本太高，校准工作量大。由于射频EDA技术的发展，负载牵引法成本高，校准量大的缺点可以被克服。本课题中，为了获得较高的PAE和输出功童，设计基于ADS和FREESCALE提供的功放非线性模型，进行了源与负载牵引仿真，来获得最佳源阻抗和负载阻抗。源牵引仿真主要考虑输八的回波损耗，需要在回波损耗、功率、效率之司做一定的折中。图53是改进的源牵引原理图，其仿真结果如图5_4所示。岬产母妇兰，口JJJ图53改进的源牵引原理圈图54拣牵引仿真结果到电子科技人学硕士学位论文负载牵引的仿真原理图与仿真结果分别如图55、图56所示J等2I孽薹L。目J粤罩ZR基芝2一一鼋罗鼍蚕习錾至蒌|兰二_图55负载幸引仿真原理图图5负载牵引仿真结果根据仿真的结果，最选定的源与负载阻抗为ZSOURCEO7一J214，ZLOAD1169一J2325对比仿真数据和功放管DATASHEET资料如图52上的负载阻抗的参数，在负载阻抗的变化范围上，表现出仿真和实际参数的一致性，表明仿真具有可信度。5I32匹配网络的设计在得到晟佳源阻抗和负载阻抗后，需要通过阻抗变换将之匹配到50Q，如图57所示。鼍霞一，、紧芒一第五章DOHERTY放大器设计姒。E图57阻抗匹配网络本文采用阶梯阻抗变换器实现匹配，利用阶梯阻抗变换器中不同阻抗微带线反射波相互抵消的原理，将源和负载阻抗匹配到50Q为带线。以输出匹配网络的设计为例，在ADS中搭建匹配网络的原理图如图58所示。其中，输出端的漏极偏压通过入4高阻线馈入放大器。入4高阻线和图中的旁路电容共同构成射频去耦网络，旁路电容和A4高阻线的连接处对射频短路，经入4在主线连接点为射频开路，因此在此处加入偏压对电路没有影响，从而达到了射频扼流，直流馈电的目的。同时，对于直流供电的低频纹波，需要并联不同值的滤波电容加以滤除。图58输出匹配网络优化仿真原理图源阻抗匹配同负载阻抗匹配方法完全一致，故不再赘述。优化仿真的匹配电路图如图59所示。电子科技大学硕士学位论文图59输入匹配网络优化仿真原理图514完整的单级功率放大器设计在完成的直流偏置仿真，匹配和偏置网络设计后，即可将所有电路综合起来进行整体的放大器设计。其仿真电路图如510所示。图510完整放大器设计5141单音功率与效率仿真用图58、59获得的匹配网络与AB类偏置MI心7S18125AH构成的放大器在52B肇粪嚣一爹茜第五章DOHERTY放大器设计5I4I单音功率与效率仿真用图58、59获得的匹配网络与AB类偏置MRF7S18125AH构成的放大器在频段18051880MHZ进行单音输出功率、漏极效率和功率增益仿真，其结果分别如图511、512、513所示。图5一LL单音性能效率的仿真结果M3RFPOWER34750PLOADDBM52307一M夕一。15扣25弱4045RFPOWER图512单音性能输出功率仿真结果弱牾柏筠电子科技大学硕士学位论文PLODD日M图513单音性能增益仿真结果凸由图可知整个1805“1880MHZ频率范围内PI52DBM，P3525DBM，漏极效率为3547DBM、56509DBM，满足设计指标的要求。5142双音记忆效应仿真双音记忆效应仿真结果如图514所示。视频带宽W指的是交调的上下边带相差LDB时的双音间隔。可知VBW312MHZ，VBW510MHZ，VBW7720MHZLN17M8F4PCTN_L2OOOF鼻POCIN0I2O00L3一UPPERD13P一28100I3一IOICRD8C一一242，6N9F薯PC，NGLOOOOI6一】OVERDEC一一37131ML0F，PAEING1DO0015一UPPEFDBC一3850IILIML2F日P且CI11暑1OOOO，日P矗EINGL口OOOI，一IOWRDBE一6OOB6U】7一UPPERDBE一5O269OONOO。聋圆衅出口。0A麓，AIM；二善二宇411卜R母订一一1一O一口，呻矿。互一。；才7巴澎薅秒一L护L。，一“，Q一7_一一，一旷F、。，二十FO10II2OL5日166656OTPELN0图514记忆效应仿真第五章DOHCRTY放大器设计5143小信号仿真下图515是小信号的仿真结果18二伯D2岔仃卫萏1757。，脚垃1基1脯18090FROQGH，、K、图515小信号仿真52DOHCRTY功率放大器的设计从现有的文献看，对于DOHCRTY功放的研究都停留在小功率器件上，由于输出功率小，其输出匹配电路相当简单，只用一个电抗元件和电阻负载串并联完成，这样做自有其优点负载牵引效果直接作用在器件两端，主功放提前进入预饱和的效果显著，但是这样的匹配电路Q值高带宽小，从这一角度出发本文中的匹配电路初步采用多阶微带线组成。从电路结构上讲经典的DOHCRTY功放，如图516所示，但是存在两个问题其一，虽然在大功率时主功放的负载为50欧姆满足了高功率输出的要求，但是小信号时其等效负载为100欧姆，经输出匹配电路变换后并不能保证漏极一定获得大的电阻，实现提前饱和，提高效率；其二，小信号时辅助功放截止，从两路信号交汇处向辅助功放看去的阻抗未必很大，也就是说并不能保证理想开路状况，引起主功放能量的泄漏，影响效率。图516经典DOHERTY功放电路结构为了解决这样两个问题，文献提供了如图517所示电路，在主功放和辅助功电子科技大学硕士学位论文放的链路中加了补偿线OFFSETLINE，主功放后的补偿线用于小信号时漏极大电阻的实现，达到提前饱和提高效率的作用；而辅助功放后的补偿线用于将辅助功放的小阻抗变换成大阻抗，实现开路状态。图517改进的DOHERTY功放电路结构补偿线作用的发挥可以如下解释主功放和辅助功放的等效电路如下图所示，小信号时，功放管等效成受控电流源，其内阻抗为最佳负载阻抗共轭的并联等效电路。主功放加入补偿线后ZL的变化如绿色轨迹所示，ZLC如红色轨迹所示形成一个圆，它使得ZLC为纯的大电阻，这样才能提前饱和效率提高，强调纯电阻是因为如果存在电抗部分且很大，它将做无用功消耗能量，影响效率；辅助功放加入补偿线后ZO，PEAK的轨迹如图所示，实现了大电阻近似开路，遏制主功放功率泄漏到辅助功放。如图518补偿线加入后负载阻抗变化曲线第五章DOHERTY放大器设计521负载阻抗调制效应仿真在完整的单管设计的基础上，我们在功放的输出端加入OFFSET线和两段2,4阻抗变换线，由于我们选择的单管是匹配到50欧，因此加入的第一段114阻抗线阻抗为50欧，第二段I4阻抗线阻抗由前面的理论分析可以确定为3535欧，如图519所示。团黑，V0，E7Y口，26匾匝三图柚PF呻、E，T“19。T，I、J1JOTT珏T110“匝匝三三三一。”口RLI4PL，RL匮耵；品两，一IR_H懈，群I。埽10RM；州T，；9KE；AL图519OFFSET线电长度优化仿真原理图一四负载阻抗调制情况下主功放的功率与效率随OFFSET线长度的变化仿真结果如图520所示。由图520可见对应最佳小信号效率的OFFSET线电长度为100度，漏极效率为45547DBM，P1M496DBM。由此可见，跟单管相比效率提高了10个百分点，功率下降了24个DB，增益提高了1个多点DB。比较好的实现了负载调制，达到了较好的结果。电子科技大学硕士学位论文圈520OFFSET线电度优化仿真结果辟L840MHZ522峰值功放输入输出OL罩SET线电长度仿真在MAIN功放和输出OFFSET线确定好之后，我们来进行PEAKING路功放的设计，一般我们PEAKMG路功放和MAIN功放采用相同的匹配电路，只是偏置电压不一样。PEAKING功放工作于C类，初始值我们确定为14V。最后具体的值我们可以根据功率效率指标来进行调节。目521是通过优化峰值功放输出端电长度OFFSET线与主功放连接而输入无激励时的小信号增益与效率仿真结果。圈52L峰值功放输出OFFSET线电长度优化仿真结果F1840MHZ由图521可见当峰值功放输出OFFSET线电长度为110度时，图521与图520第五章DOHERTY放火器设计的结果相差最小实现了峰值功放隔离，也就是对MIAN功放来说实现了比较好的丌路特性。另外一种确定峰值功放输出端OFFSET线的方法是对峰值功放的进行小信号仿真也就是进行S参数仿真，看峰值功放的输出端所呈现的阻抗大小。通过凋节OFFSET线长度来实现比较大的阻抗使其在小信号工作的时候对主功放的影响最小如图522所示。薹A羔篓趟整_圈522峰值功放输出阻抗图输出OFFSET线设计好之后，我们可以对输入OFFSET线进行优化。图523是增盏与效率随输入OFFSET线电长度扫描仿真结果。由图523可见当OFFSET线电艮度为0度时，DOHERTY功放能够得到撮高的饱和功率和效率一豫“，。L摩，7_，M。J。M一一一Z瓣尸憨，扩一一图523输八OFFSET线电长度扫描功率与效率仿真结果电子科技大学硕士学位论文523优化后的DOHERTY功放的仿真结果主功放和峰值功放设计好之后，我们把它组成DOHERTY功放进行仿真。并对DOHERTY功放进行整体优化。最终得到的单音功率扫描结果如图524、525、526所示。IPLDDD矗脯J58IPITFD，AT，PLDD己舳OAL_一R。_。_。_。O。如IL巴J，LODD日MLA60ILDD粤M，OK12釜21I曼翌2璺ILE三三三一K_L厶U上土卫曼生量勘蔓LL垒二皇生兰J两2啤4IPLODDMB2ELIPL日DBM3O3LE。FEG璺堡1笺璺II已J21FGB里垄L。一，71一、；Y、知I2吵1一|、击图524DOHERTY功放单音功率扫描仿真结果F1805MHZTRDIPLOROYI_1RLDMT03TIFIJL；IIJ。；I五。，。】巨III2兰I。，。，兰；。F怪IB曼曼2L幢三生L_皂J三上巴匕邑皂三墅生OO_曼二三匿；羔I；，型S出I匮；量II；I堕幽IIT。【L曼I童ILLH土三盥L三虹三L三丛止三刿JLJ。；一，R，一一二一一IY“I一一，0IJ一一0。罗。山一图525DOHERTY功放单音功率扫描仿真结果F1840MHZ第五章DOHERTY放大器设计吨坩_一，、F；，IJ彳ILF一一L；叩ITTILI4，LD一图526DOHERTY功放单音功率扫描仿真结果F1880MIIZ由图可见；优化后的DOHERTY功放P1543DBM，68DB回退点漏极效率为456POUT473DBM。效率跟AB类相比有了大幅度提高。DOHERTY功