单相无刷直流风扇电机效率优化控制

1、.单相无刷直流风扇电机效率优化控制摘要：本文提出了一种建模方法表征单相无刷直流（BLDC）风扇电机在信息家电中的应用。非线性反电动势引起的转子磁通与定子绕组是由查找表来模拟的。通过参数识别和计算机仿真，这种建模方法有助于设计师进行波形分析和控制回路设计。通过实际验证的结果得到了仿真结果。另外，为了改善在整个速度范围内控制BLDC风扇电机的效率，本文提出了基于使用霍尔传感器的闭环电流控制方法的效率优化控制方法。该控制方案已经实现，并与传统的开环PWM控制方案进行了比较。实验结果表明，在转速达到3000 RPM时峰值电流减小了40和电流有效值减小了18。关键字：单相无刷直流风扇电机，模型，参数识别

2、，电流控制方法，效率优化1. 引言无刷直流（BLDC）风扇电机由于效率高，成本低，结构操作简单，免维护的特点而被广泛应用于强制空气冷却的PC，NB和信息家电中。一种无刷永磁电动机的相绕组可以被归类为单相，两相或三相，它们的磁通分布可以是正弦波或梯形波。单相BLDC电机梯形磁通是PC系统中设计冷却风扇电机的主要选择。随着集成电路的快速发展，控制和驱动系统的集成已被广泛应用在风扇电机中。考虑到芯片的面积和成本，设置驱动IC的正确规范很重要。因此，计算机模拟是设计者分析系统性能的关键。数学建模方法与可行的参数辨识方法可以显著的提高电机的设计和驱动电路。此外，这种建模方法为控制回路设计提高系统响应和整

3、体效率提供了一个平台。大多数商业单相直流无刷风扇电机驱动IC电路的全桥电路使用开环电压的脉冲宽度调制（PWM）控制方法，适用于变速控制，同时换向控制是通过一个线性霍尔传感器实现1。然而，这是不利于电流响应因为尖峰电流在每个换向周期中的开始和结束会导致一些不良响应，诸如声学噪音，降低效率，增加成本。有许多的方法可以补偿这种响应2。推进霍尔传感器的位置使换向发生之前电流达到最高值，用这种方法来限制电流过大。不过，实在是不方便修改安装在驱动器上的PCB霍尔传感器的位置。此外，在过分提前的情况下，电动机的起动性变差。这种交换方法通常是减少电流尖峰在换向打开之后和换向关断之前。然而，这种方法是将转子磁通

4、分布，选择和霍尔传感器的位置，并进行适当的换流零交叉检测电平敏感。然而，这种方法是将转子磁通分布，选择和安置霍尔传感器，并对适当的换相进行零电平交叉检测。虽然以上描述的方法可以被使用，但仍然不是在每个换向周期中的开头和结尾去除高低不平的问题的根源，所以在不同的风扇电机的宽速度控制应用中整体效率将严重退化。单相BLDC风扇电机是一个高度非线性的电 - 机械能量转换系统。虽然单相无刷直流风扇马达具有简单的机械结构，但它的设计和控制去实现高效率，低噪音，低成本和高可靠性是一个复杂的设计和测试流程。虽然单相BLDC风扇电机的工作原理很简单，但它的动力学模型是非常复杂的。在过去，适用于单相无刷直流电动机

5、的控制器设计通常是一个直观的尝试和错误的过程。为了解决这个问题，本文提出了一种对单相无刷直流风扇电机进行参数辨识的建模方法。效率最优化控制方法也用来控制电机相电流正比于它的反电动势通过线性霍尔传感器的反馈控制。图1 单相无刷直流风扇电机的横截面图图2 单相无刷直流风扇电机的原理框图2. 建模和参数辨识为了探讨变换器驱动电路和实际风扇电机之间的静态和动态关系，提出了一种简单的建模方法，以满足不同的要求3-5。通过提出的建模方法，它可以简单地和可靠地连接到功率转换器，并且还帮助设计师来分析系统的性能和使设计工作更加实用。A. 数学建模单相无刷直流风扇电机是常用的，因为他们在强制风冷应用现代电子设备

6、中比较容易控制。在本文中列出了一个四相和单相的无刷直流风扇电机的外转子。图1所示为定子和转子组件与空气间隙的剖视图。风扇电动机通过一个线圈和绕组端子连接到一个逆变器，其被转换为对应于转子速度的频率。描述单相无刷直流风扇电机的动态行为控制微分方程可以描述为其中，是相电压输入值。和是相应的定子绕组的串联电阻和串联电感。是反电动势引起的转子磁通变化。转矩 - 速度特性可配制成 其中，是电磁转矩，是转动惯量，是粘性摩擦系数，是。上述公式（1）和（2）类似于有刷直流电动机两种常微分方程。从电气系统中的能量转换成机械系统是基于 其中，K是常数， 是归一化通量分布的值。转矩常数是相等的和反电动势常数。然而在

7、本文章中，和是转子的位置函数由于磁通分布。这意味着反电动势电压变化与转子的位置有关系。为此，在建立磁通分布表时，必须确认的等效模型的准确性。单相无刷直流风扇电机的建模可以通过框图表示，如图2所示。 电机被馈以高频PWM电压通过一个电压源型全桥PWM整流器。BLDC电机本质上是一种永磁直流电动机的机械换向器与电子换向器通过霍尔传感器反馈的更换。线性霍尔传感器的反馈正比于转子的磁通密度，其特征是转子磁通分布表。反电动势的幅值线性正比于旋转速度。转矩 - 转速曲线代表了风扇电动机负载特性, 并且可以通过测量平均输入电流作为旋转速度的函数来识别。 图3 （a）定子的等效电路绕组 （b）输入电压和电流响

8、应图6 开环电压模式PWM控制波形B. 参数辨识在单相无刷直流风扇电机的数学模型的构造后，以实际的风扇电机的精确参数改进一致性。因为单个线圈，电气参数识别仅包括串联电阻Rs和串联电感。图3（a）所示为定子的等效电路绕组。为了获得电力参数，应该保持风扇电机稳定停止避免反电动势电压的干扰。图3（b）所示为当阶跃电压作为输入时定子绕组的电流响应。电流响应是类似一阶RL串联电路，由式（6）和（7），串联电阻可以通过稳态电流确定，该系列电感可以通过时间常数瞬态时间确定。式（3）和式（4）是从电气系统到机械系统的能量转换，反电动势常数Ke可通过检测反电动势获得。电机的反电动势可以通过使电机以高速运行来进行

9、测量，然后断开电机自由运行，测量端电压和霍尔传感器的信号可以用于识别反电动势常数和转子磁通分布的情况，如图4所示。根据（2）式，风扇电机的转速响应是与力学参数直接相关。当风扇电机转动在稳定速度时，即d/ dt是零，则（2）式可改为此外，由于风扇电机的机械结构，负载转矩是风扇电机的转速的平方成正比。其中是常数。本文采用最小二乘法推导出粘性系数Bm和常数。最终，余数是风扇电机的转动惯量。从停止风扇电机加速旋转时，控制器可以根据霍尔传感器计算出速度，如图5所示。此外，加速度d/ dt也可以估算出来。根据（2）式，由粘性系数Bm和常数，可以计算出风扇电机的转动惯量。按照上述参数识别方法，该单相无刷直流

10、风扇电机的参数如表1所示。C开环电压模式PWM控制转子的位置影响磁通分布的变化，定子绕组产生的磁场应该与转子磁场同步。图6是操作开环电压模式PWM控制波形。该控制系统接收霍尔传感器反馈， 换向控制根据整流相电流作为霍尔传感器信号决定开关的状态。表1的参数代替提出的模型并且验证了一个真正的单相无刷直流风扇电机。图7为当风扇电机在开环电压模式PWM控制下运行时的稳态相电流。可以看出在不同速度下该仿真结果与实验结果相同，也就是说，它证实了模型有效。不幸的是，基于开环PWM控制中，在换向周期的开始于结束过程中有一个显著电流尖峰。电流响应为：由于反电动势的下降在每个换向周期的开始和结束期间 ，有一个很大

11、的上升斜率的电流响应，这将带来高低不平的电流。换句话说，此方法可以很灵敏的分布转子磁通。这样的峰值电流会导致噪音和增加元件成本，而且，对不同的风扇电机在较宽的速度控制应用下的整体效率严重降低。因此，这个峰值电流应保持在控制下，以提高效率和减少需要超过指定的组件。 图7 基于开环电压模式PWM控制（a）下的相电流3. 效率优化从上面的描述中，开环电压模式PWM控制带来的电流尖峰在每个换向周期的开头和结尾。这将影响驱动电路的规范和降低整体效率。为了进一步提高效率，本文利用了电流控制方案，以改善电流响应和消除在每个换向周期开始和在结尾的电流尖峰。A效率优化原则由于本机的设计和结构，单相无刷直流风扇电

12、机的感应反电动势是高度非线性的，并且它包含谐波。如所周知，反电动势和电流谐波产生输出功率6。因此，计算输出功率时必须考虑所有的谐波。输出平均功率是 （11）每个反电动势和电流为:（12）图8 电流环控制系统框图其中E n和I n分别表示反电动势和电流各次谐波的峰值。n为每个反电动势和电流之间的相位差。为了获得最大的效率，每个反电动势和电流谐波应该是相同的，并在同相位。否则，其输出功率在每个周期中有负值，并且平均功率不能为最大。换句话说，n是零，并且平均功率仅为 （13）B电流控制系统配置在大多数电机控制系统中，线性霍尔传感器传统的用于换向控制，电流参考用于电机控制，也可用于通过信号处理技术提供

13、定位和速度反馈信息。此外，线性霍尔传感器产生正比于感应转子磁场强度的输出信号，也就是说，霍尔传感器输出电压与反电动势的波形相同。因为当最大的转矩产生时，所施加的定子磁场恰好与转子磁场正交，或者换句话说，相电流应与反电动势电压同相位。这样的问题可以通过使用电流控制方案7来克服。图8为单相无刷直流风扇电机的电流控制系统的方框图。该控制系统由PWM发生器，一个电流回路控制器和基于线性霍尔反馈信号传感器的速度估量组成。此外，该系统具有一个模拟-数字（A / D）转换器进行采样相电流和霍尔传感器以及一个电流控制器用来确定基于参考和实际电流之间的误差的开关占空比的值，然后，PWM发生器输出对应的波形，以控

14、制开关。图9显示当前乘数控制（CMC）计划与线性霍尔传感器反馈。霍尔传感器信号可以被视为对应的相电流的一个单元的参考振幅。转矩指令是乘以基准霍尔传感器信号，以产生相电流指令。图9 带线性霍尔传感器反馈电流倍增器控制方案图10 电流回路控制器框图C电流回路控制器的设计在计算机模拟下，电流控制方案很容易地适用于该模型。图10所示为电流回路控制器框图。为了改善动态响应，本文采用基于PI控制器零极点对消法。然而，在实际运行中有一些限制，因为，电动机控制系统是非线性的。根据（10），电流响应的最大压摆率在启动过程中。 （14）在电机应用中，输入电源电压是固定的，所以是最大压摆率。换言之，系统的带宽是也受

15、到限制。此外，本文采用全桥变换器并通过占空比来控制电流。占空比调整每个开关周期，因此开关频率影响电流响应。根据采样数据，一个固定开关频率转换器可以建模为一个具有线性相位功能特性的零阶保持 （15）其中T s为开关周期。显然，零阶保持会因系统带宽而带来相位延迟。鉴于稳定，系统相位裕度（PM）应该谨慎定义。根据上述设计概念以及提出的模型，可以构造出电流环控制系统。图11（a）所示为电流环路的频率响应增益，本文已取得电流环的控制系统的PM是74 ，而带宽在2.1千赫。图11（b）为在3000转的稳定状态下的响应。可以看出，电流尖峰在每个换向周期开始和结束一直被消除。最重要的是，电流响应紧跟电流指令，

16、也就是说，电流与反电动势同相，整体效率得到了优化。图11 电流控制方案的仿真结果（a）电流环增益的频率响应（b）3000转的稳态响应4. 实验结果为了验证上述提出的控制方案，本文使用一个DSP （ TMS320LF2407A ）实施电流环的控制系统。图12所示为单相无刷直流风扇电机的实验系统。霍尔传感器的反馈信号和相电流是由DSP取样得到。该反馈电路作为过滤器，并使得信号在足够的范围内。由电流控制方案，电流响应已提升至一个预期的电流波形如图13所示。这可以看出，电流尖峰被电流环控制消除。此外，峰值电流下降40，电流有效值降低18在旋转速度为3000转时。图14示出了不同的控制方法的基础上相电流与转速的有效值和峰值。显然，电流环控制的有效值曲线比开环PWM控制下的曲线较小，也就是说，整体效率得到了显著提高。此外，电流环控制的峰值曲线也比开环PWM控制的较小。这将减少需要超过指定的组件。图12 电流环控制系统的结构图13 3000转速时相电流的比较(a)(b)图14